JP2013255350A

JP2013255350A - ３レベル電力変換回路の制御装置

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Publication number: JP2013255350A
Application number: JP2012129797A
Authority: JP
Inventors: Mikisuke Fujii; 幹介藤井; Yasunao Saga; 翔直佐賀; Hisashi Kobayashi; 久詩幸林
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2012-06-07
Filing date: 2012-06-07
Publication date: 2013-12-19
Anticipated expiration: 2032-06-07
Also published as: JP5974646B2

Abstract

【課題】３レベル電力変換装置のＰＷＭ制御回路で、変調信号の零クロス近辺の波形を改善する方式として、変調信号の全体に直流バイアスを加算する方式や零近辺に直流量を加算する方式があるが、スイッチング損失の増加や波形改善が不十分となる課題がある。
【解決手段】第１の電圧比較器の動作開始点と変調信号の零点との期間は変調信号の電圧を第１の基準値の電圧の略１／２の電圧に変更し、第２の電圧比較器の動作開始点と変調信号の零点との間は変調信号を第２の基準値の電圧の１／２の電圧に変更する。又は変調信号を整流して一つの電圧比較器で同様の動作をさせる。この時、前記正の電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積、又は前記負の電圧と変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積、は各々略等しくなるような電圧とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続される半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、半導体スイッチ直列回路の直列接続点と直流電源の中間極との間に接続される双方向スイッチとで構成され、直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置に関する。

図６に、本発明が対象とする３レベル電力変換回路例を示す。コンデンサＣ１とＣ２との直列回路は、正極（Ｐ電位）と負極（Ｎ電位）と中間極(零電位)とを備えた直流電源を示している。電力変換回路は、１相分がＩＧＢＴＴ１とＴ２との直列回路と、この直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続されたＩＧＢＴＴ３とＴ４との逆並列接続回路で構成される双方向スイッチで構成され、これらを３回路用いた三相３レベル電力変換回路である。前記ＩＧＢＴＴ１とＴ２との直列回路の直列接続点は３つの電圧レベルを持ったパルス列からなる交流出力となり、三相分の交流出力はリアクトルとコンデンサで構成された波形整形用交流フィルタＦＬを介して装置の正弦波出力となる。この様な構成における正弦波出力波形としては歪の小さな正弦波が要求される。

直流電源から３つの電圧レベルを持った交流電圧を生成する電力変換回路のＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路の従来例を図７に示す。商用周波数の正弦波、台形波などの変調信号（出力電圧指令とも呼ぶ）と高周波の二つのキャリア（搬送波）（上側キャリアと下側キャリア）を各相毎に比較してＩＧＢＴＴ１〜Ｔ４のスイッチング信号を形成する。上側キャリアと下側キャリアとは位相が１８０度ずれた例であるが、同相で用いる例もある。同相で用いる場合に比べて１８０度位相をずらしたキャリアを用いるとコモンモード電流を半周期毎にキャンセルでき、低減できるメリットがある。変調信号が正の期間では上側キャリアと変調信号との比較結果で、変調信号が上側キャリアより大きい時にはＩＧＢＴＴ１をオン（ＩＧＢＴＴ３はオフ）、変調信号が負の期間では変調信号が下側キャリアより小さい時にはＩＧＢＴＴ２をオン（ＩＧＢＴＴ４はオフ）とすることにより、変調信号の大きさをパルス幅変調したオンオフパルス列が交流出力に得られる。図７において、Ｔ１（理想）、Ｔ３（理想）、Ｔ２（理想）、Ｔ４（理想）が上記ＰＷＭ制御時のオンオフ波形を示している。ＩＧＢＴ直列接続点の電圧（相電圧）はＩＧＢＴＴ１がオンするとＰ電位に、双方向スイッチ（Ｔ３又はＴ４）がオンすると零電位に、ＩＧＢＴＴ２がオンするとＮ電位となり、３レベルの電圧が得られる。

このような構成における問題点は、変調信号の零クロス付近のオンオフが理想的にならない点である。即ち変調信号とキャリアをコンパレータで比較する場合、電圧零近辺ではデッドタイムなどの影響により、理想的な比較結果が得られない。図７におけるＴ１（実際）、Ｔ３（実際）、Ｔ２（実際）、Ｔ４(実際)は、実際例である。ＩＧＢＴＴ１をオフした後、ＩＧＢＴT３をオンして、ＩＧＢＴＴ４に流れていた電流をＩＧＢＴＴ３に転流させた後、ＩＧＢＴＴ２をオンさせ、負荷に負の電流を流すのが理想であるが、ＩＧＢＴＴ１をオフし、ＩＧＢＴＴ４が流していた電流が正から負に変化し、ＩＧＢＴＴ４に転流できれば問題ないが、ＩＧＢＴＴ３のオンが遅れてＩＧＢＴＴ２がオンすると、２レベルスイッチング動作となり、ターンオフサージが増加することになる。
この問題を解決するため、特許文献１には図８〜図９に示すような対策が記載されている。図８は変調信号である出力電圧指令にバイアス量を加算する構成、図９はキャリアに負のバイアス量を加える構成、図１０は出力電圧指令が基準値以下とならないように零近辺では補正を加える構成である。

特開平９−８４３６０号公報

上述のように、零クロス近辺の波形を改善するために、図８のように出力電圧指令全期間に直流バイアス量を加算すると、零クロス近辺では付加したバイアス量分だけ高い電圧とキャリア信号とを比較することになり確実なオンオフパルスを得ることができる。しかし、電圧指令の全体に直流量を加算しているため、基本波の高調波成分が大きくなり、波形整形用フィルタが大型化すること、常にスイッチングするため変換効率が低下することなどの欠点がある。図９のようにキャリアに負の直流バイアス量を加える方式も図８の構成と同じ結果となる。また、図１０に示す構成では、零クロス近辺の電圧指令を所定値に変更する構成であるが、零近辺の電流波形が悪化することになる。

従って、本発明の課題は、損失の増加や全体波形の悪化を招くことなく、零クロス近辺の波形改善が可能な３レベル電力変換回路の制御装置を提供することである。

上述の課題を解決するために、第１の発明においては、正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続される２個の半導体スイッチを逆並列接続して構成した双方向スイッチとで構成され、前記直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置において、前記制御装置は、前記交流の出力波形を決定するための変調信号と、二つの位相が互いに１８０度ずれており一方は前記変調信号の正の領域に、他方は前記変調信号の負の領域に位置する二つの搬送波と、前記変調信号の正の期間で電圧レベルが第１の基準値以下になったことを検知する第１の電圧比較器と、前記変調信号の負の期間で電圧レベルが第２の基準値以上になったことを検知する第２の電圧比較器と、を備え、前記変調信号が前記第１の基準値以下になったことを前記第１の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記変調信号が前記第２の基準値以上になったことを第２の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との間は前記変調信号を前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧に変更する。

第２の発明においては、第１の発明における前記変調信号が前記第１の基準値以下になったことを前記第１の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との期間における前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とする。

第３の発明においては、第１又は第２の発明における前記変調信号が前記第２の基準値以上になったことを第２の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との期間における前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とする。

第４の発明においては、正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続される２個の半導体スイッチを逆並列接続して構成した双方向スイッチとで構成され、前記直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置において、前記制御装置は、前記交流の出力波形を決定するための変調信号と、二つの位相が互いに１８０度ずれ一方は前記変調信号の正の領域に、他方は前記変調信号の負の領域に位置する二つの搬送波と、前記変調信号の正の期間で電圧レベルが第１の基準値以下になったことを検知する第１の電圧比較器と、前記変調信号の負の期間で電圧レベルが第２の基準値以上になったことを検知する第２の電圧比較器と、前記変調信号の基本波と同期した極性判別信号とを備え、前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記第２の電圧比較器の出力と前記極性判別信号との論理から求めた期間は前記変調信号を前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧に変更する。

第５の発明においては、第４の発明における前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間における前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とする。

第６の発明においては、第４又は第５の発明における前記第２の電圧比較器の出力と前記極性判別信号との論理から求めた期間における前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とする。

第７の発明においては、正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続される２個の半導体スイッチを逆並列接続して構成した双方向スイッチとで構成され、前記直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置において、前記制御装置は、前記交流の出力波形を決定するための変調信号と、二つの位相が互いに１８０度ずれており一方は前記変調信号の正の領域に、他方は前記変調信号の負の領域に位置する二つの搬送波と、前記変調信号を正に整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧レベルが第１の基準値以下になったことを検知する第１の電圧比較器と、前記変調信号の基本波と同期した極性判別信号と、を備え、前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号の反転信号との論理から求めた期間は前記変調信号を前記第１の基準値の電圧の極性反転信号より高い負の電圧に変更する。

第８の発明においては、第７の発明における前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間における前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とする。

第９の発明においては、第７又は第８の発明における前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号の反転信号との論理から求めた期間における前記第１の基準値の電圧の極性反転値より高い負の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とする。

本発明では、第１の電圧比較器の動作開始点と変調信号の零点との期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記第２の電圧比較器の動作開始点と前記変調信号の零点との間は前記変調信号を前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧に変更する。又は変調信号を整流して一つの電圧比較器で同様の動作をさせる。この時、前記正の電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積、又は前記負の電圧と変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積、は各々略等しくなるような電圧としているため、零クロス付近の確実なスイッチングが可能となり、また変更される前の変調信号と変更後の変調信号との差は小さい。また、スイッチング回数は増加しない。

この結果、損失の増加や全体波形の悪化を招くことなく、零クロス近辺の波形改善が可能な３レベル電力変換回路の制御装置を提供することが可能となる。

本発明の第１の実施例を示す制御回路図である。図１の動作を説明するための動作波形図である。本発明の適用による変調信号の補正図である。本発明の第２の実施例を示す制御回路図である。図４の動作を説明するための動作波形図である。本発明が対象とする３レベル電力変換回路図である。課題を説明するためのＰＷＭ制御動作図である。第１の従来例を示す動作波形図である。第２の従来例を示す動作波形図である。第３の従来例を示す動作波形図である。

本発明の要点は、以下の通りである。第１の電圧比較器の動作開始点と変調信号の零点との期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記第２の電圧比較器の動作開始点と前記変調信号の零点との間は前記変調信号を前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧に変更する。又は変調信号を整流して一つの電圧比較器で同様の動作をさせる。この時、前記正の電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積、又は前記負の電圧と変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積、は各々略等しくなるような電圧とする。

図１に、本発明の第1の実施例を、図２にその動作波形図を示す。交流出力電圧（正弦波）を検出して、一定電圧制御するための制御回路例である。出力電圧を設定するための電圧設定器ＳＴと出力電圧検出値との偏差を零に制御するための電圧調節器ＡＶＲの出力と正弦波発振器ＯＳＣの出力を掛算器ＭＬ１で掛算して、変調信号を求める。この変調信号の振幅は電圧調節器ＡＶＲの制御量に応じて調節される。電圧比較器（コンパレータ）ＣＰ１は変調信号の正の半波内の電圧が第１の基準電源ＲＥＦ１の基準値（＋Ｖｒｅｆ）以下となると出力Ｂはハイ（Ｈ）となる。また、電圧比較器（コンパレータ）ＣＰ２は変調信号の負の半波内の電圧が第１の基準電源ＲＥＦ２の基準値（−Ｖｒｅｆ）以上となると出力Ｃはハイ（Ｈ）となる。

発振器ＯＳＣから出力される正弦波と同期した基本波周波数のハイロー波形Ａと電圧比較器ＣＰ１の出力Ｂとの論理積をアンドゲートＡＮ１で求める。アンドゲートＡＮ１の出力ＸでスイッチＳ１を駆動し、変調信号を掛算器ＭＬ２で求めた基準値（＋Ｖｒｅｆ）の１／２に切替える。また、発振器ＯＳＣから出力される正弦波と同期した基本波周波数のハイロー波形ＡをインバータゲートＩＮで反転し、この反転信号と電圧比較器ＣＰ２の出力Ｃとの論理積をアンドゲートＡＮ２で求める。アンドゲートＡＮ２の出力ＹでスイッチＳ２を駆動し、変調信号を掛算器ＭＬ３で求めた基準値（−Ｖｒｅｆ）の１／２の値に切替える。

このように制御することにより、変調信号は図３に示すように、正の半波の基準値（＋Ｖｒｅｆ）と零との間では、基準値（＋Ｖｒｅｆ）の１／２の値となり、負の半波の基準値（−Ｖｒｅｆ）と零との間では、基準値（−Ｖｒｅｆ）の１／２の値となる。この時、変調信号の零電圧近辺はほぼ直線領域であり、変調信号の基準値（＋Ｖｒｅｆ）と零との期間内の変調信号と基準値の１／２の補正量で形成される二つの面積Ｓａ、Ｓｂは略等しくなる。負の半波においても同様である。この様にして形成された補正変調信号をＰＷＭ制御回路でオンオフ信号に変換し、さらに本図には記載のないパルス分配回路、ゲート駆動回路などを通して、主回路の各ＩＧＢＴにオンオフ信号を供給する。

図４に、本発明の第２の実施例を、図５にその動作波形図を示す。第１の実施例との違いは基準電源と電圧比較器を、各々１個にしている点である。出力電圧を設定するための電圧設定器ＳＴと出力電圧検出値との偏差を零に制御するための電圧調節器ＡＶＲの出力と正弦波発振器ＯＳＣの出力を掛算器ＭＬ１で掛算して、変調信号を求める。この変調信号の振幅は電圧調節器ＡＶＲの制御量に応じて調節される。電圧比較器（コンパレータ）ＣＰ１は変調信号を整流回路ＲＥで整流した電圧が第１の基準電源ＲＥＦ１の基準値（＋Ｖｒｅｆ）以下となると出力Ｂはハイ（Ｈ）となる。

また、発振器ＯＳＣから出力される正弦波と同期した基本波周波数のハイロー波形Ａと電圧比較器ＣＰ１の出力Ｂとの論理積をアンドゲートＡＮ１で求める。アンドゲートＡＮ１の出力ＸでスイッチＳ１を駆動し、変調信号を掛算器ＭＬ２で求めた基準値（＋Ｖｒｅｆ）の１／２に切替える。また、発振器ＯＳＣから出力される正弦波と同期した基本波周波数のハイロー波形ＡをインバータゲートＩＮで反転し、この反転信号と電圧比較器ＣＰ１の出力Ｂとの論理積をアンドゲートＡＮ２で求める。アンドゲートＡＮ２の出力ＹでスイッチＳ２を駆動し、変調信号を掛算器ＭＬ４で反転して求めた基準値（−Ｖｒｅｆ）に掛算器ＭＬ３で掛算して求めた（−１／２Ｖｒｅｆ）に切替える。

このように制御することにより、第１の実施例と同様に変調信号は図３に示すような、正の半波の基準値（＋Ｖｒｅｆ）と零との間では、基準値（＋Ｖｒｅｆ）の１／２の値となり、負の半波の基準値（−Ｖｒｅｆ）と零との間では、基準値（−Ｖｒｅｆ）の１／２の値となる。この時、変調信号の零電圧近辺はほぼ直線領域であり、変調信号の基準値（＋Ｖｒｅｆ）と零との期間内の変調信号と基準値の１／２の補正量で形成される二つの面積Ｓａ、Ｓｂは略等しくなる。負の半波においても同様である。

この様にして形成された補正変調信号をＰＷＭ制御回路でオンオフ信号に変換し、さらに本図には記載のないパルス分配回路、ゲート駆動回路などを通して、主回路の各ＩＧＢＴにオンオフ信号を供給する。

尚、実施例では変調信号を基準値の１／２に切替える例を示したが、変調率λに応じて補正量を調整すると一層の波形改善効果が得られる。
上記実施例にはＩＧＢＴを用いた３レベル電力変換回路の制御回路例を示したが、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴなど他のスイッチング素子でも同様である。

本発明は、交流出力電圧の零クロス近辺の波形歪を低減する３レベル電力変換回路の制御装置の提案であり、無停電電源装置、系統連系用電力変換装置、電動機駆動用変換装置などへの適用が可能である。

Ｔ１〜Ｔ４・・・ＩＧＢＴＣ１、Ｃ２・・・コンデンサ
ＦＬ・・・フィルタＳＴ・・・電圧設定器
ＡＶＲ・・・電圧調整器ＯＳＣ・・・発振器
ＲＥＦ１、ＲＥＦ２・・・基準電源ＭＬ１〜ＭＬ４・・・掛算器
ＣＰ１、ＣＰ２・・・電圧比較器ＡＮ１、ＡＮ２・・・アンドゲート
ＩＮ・・・インバータゲートＳ１、Ｓ２・・・スイッチ
ＲＥ・・・整流回路

Claims

正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続される２個の半導体スイッチを逆並列接続して構成した双方向スイッチとで構成され、前記直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置において、
前記制御装置は、前記交流の出力波形を決定するための変調信号と、二つの位相が互いに１８０度ずれており一方は前記変調信号の正の領域に、他方は前記変調信号の負の領域に位置する二つの搬送波と、前記変調信号の正の期間で電圧レベルが第１の基準値以下になったことを検知する第１の電圧比較器と、前記変調信号の負の期間で電圧レベルが第２の基準値以上になったことを検知する第２の電圧比較器と、を備え、
前記変調信号が前記第１の基準値以下になったことを前記第１の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記変調信号が前記第２の基準値以上になったことを第２の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との間は前記変調信号を前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧に変更することを特徴とする３レベル電力変換回路の制御装置。
前記変調信号が前記第１の基準値以下になったことを前記第１の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との期間における前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の３レベル電力変換回路の制御装置。
前記変調信号が前記第２の基準値以上になったことを第２の電圧比較器が検知した時点と前記変調信号の零点との期間における前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とすることを特徴とする請求項１又は２に記載の３レベル電力変換回路の制御装置。
正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続される２個の半導体スイッチを逆並列接続して構成した双方向スイッチとで構成され、前記直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置において、
前記制御装置は、前記交流の出力波形を決定するための変調信号と、二つの位相が互いに１８０度ずれ一方は前記変調信号の正の領域に、他方は前記変調信号の負の領域に位置する二つの搬送波と、前記変調信号の正の期間で電圧レベルが第１の基準値以下になったことを検知する第１の電圧比較器と、前記変調信号の負の期間で電圧レベルが第２の基準値以上になったことを検知する第２の電圧比較器と、前記変調信号の基本波と同期した極性判別信号とを備え、
前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記第２の電圧比較器の出力と前記極性判別信号との論理から求めた期間は前記変調信号を前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧に変更することを特徴とする３レベル電力変換回路の制御装置。
前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間における前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とすることを特徴とする請求項４に記載の３レベル電力変換回路の制御装置。
前記第２の電圧比較器の出力と前記極性判別信号との論理から求めた期間における前記第２の基準値の電圧より高い負の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とすることを特徴とする請求項４又は５に記載の３レベル電力変換回路の制御装置。
正極と負極と中間極を備えた直流電源と、1相分が、前記直流電源の正極と負極との間に接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した半導体スイッチ直列回路と、前記半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源の中間極との間に接続される２個の半導体スイッチを逆並列接続して構成した双方向スイッチとで構成され、前記直流電源から3つのレベルの電圧を選択的に出力して交流を作り出す３レベル電力変換回路の制御装置において、
前記制御装置は、前記交流の出力波形を決定するための変調信号と、二つの位相が互いに１８０度ずれており一方は前記変調信号の正の領域に、他方は前記変調信号の負の領域に位置する二つの搬送波と、前記変調信号を正に整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧レベルが第１の基準値以下になったことを検知する第１の電圧比較器と、前記変調信号の基本波と同期した極性判別信号と、を備え、
前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間は前記変調信号の電圧を前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧に変更し、前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号の反転信号との論理から求めた期間は前記変調信号を前記第１の基準値の電圧の極性反転信号より高い負の電圧に変更することを特徴とする３レベル電力変換回路の制御装置。
前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号との論理から求めた期間における前記第１の基準値の電圧より低い正の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とすることを特徴とする請求項７に記載の３レベル電力変換回路の制御装置。
前記第１の電圧比較器の出力信号と前記極性判別信号の反転信号との論理から求めた期間における前記第１の基準値の電圧の極性反転値より高い負の電圧は、この電圧と前記変更される前の変調信号との交点とで得られる二つの面積が略等しくなるような電圧とすることを特徴とする請求項７又は８に記載の３レベル電力変換回路の制御装置。