JP5932126B2 - 三相電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流電力と直流電力との間で電力変換する三相電力変換装置に関するものである。

従来の三相電力変換装置として、太陽電池などの分散電源の直流電力を三相出力の交流電力に変換して負荷に出力するものがある。この従来の三相電力変換装置は、第１の直流電源の正負端子間に接続された三相３レベルインバータと、該三相３レベルインバータの１レベルの電圧より小さい直流電圧を入力とし、該三相３レベルインバータの各相交流出力線にそれぞれ１あるいは複数直列接続された単相インバータとを備える。上記三相３レベルインバータの各相は、上記負荷への各相出力電圧の半周期に対して１パルスの電圧を出力し、上記各単相インバータはＰＷＭ制御により出力して、上記三相３レベルインバータの出力電圧と上記各単相インバータの出力電圧との総和を平滑フィルタを介して負荷に出力する。そして上記単相インバータは、各相の正弦波電圧から各相の三相３レベルインバータの出力電圧を減算して得られる各相差電圧に三相共通の零相電圧を重畳した出力電圧指令に基づいて出力する。上記三相共通の零相電圧は、上記各相差電圧における各時点の最大値と最小値との平均値を採った平均電圧を演算し、その極性を反転させて演算する（例えば、特許文献１参照）。

国際公開ＷＯ２０１０／１０３６００号公報

上記のような従来の三相電力変換装置では、各単相インバータの出力電圧に三相共通の零相電圧を重畳して単相インバータの直流電圧の低減化を図るものである。しかしながら、重畳する零相電圧は、正弦波電圧と三相３レベルインバータの出力電圧との差電圧に基づいて一意的に決定されるもので、制御設計の自由度がなく、単相インバータの直流電圧の設定も限定されるという問題点があった。

この発明は、上記のような問題を解消するために成されたものであって、単相インバータの出力電圧に重畳させる零相電圧成分を、その電圧レベルを可変にし、かつ容易に生成することにより、設計上の自由度を向上して単相インバータの直流電圧の低減化を図ることを目的とする。

この発明による三相電力変換装置は、それぞれ２直列の半導体スイッチング素子から成る２つのレグが直流コンデンサに並列接続された単相インバータを各相に有し、該各単相インバータの交流出力端が三相交流線路の各相にそれぞれ直列接続されたインバータ回路と、上記各単相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備え、さらに上記三相交流線路から三相交流電圧の位相および電圧を検出する交流電圧検出回路を備える。上記制御装置は、上記交流電圧検出回路からの上記位相および電圧に基づいて、三相に共通する零相成分を各相基本指令に加算して、上記各単相インバータの電圧指令を生成する電圧指令生成部を備えて、上記電圧指令に基づいて上記各単相インバータをＰＷＭ制御し、上記電圧指令生成部は、上記三相交流線路の各相の交流電圧に重畳する上記各単相インバータの出力電圧に応じて上記各相基本指令を生成し、上記電圧指令のピークの大きさが上記各相基本指令の最大絶対値より小さくなるように上記零相成分の振幅を決定し、予め設定された基準零相電圧の電圧波形と上記振幅とに基づいて上記三相交流電圧の位相に同期する上記零相成分を決定するものである。

この発明による三相電力変換装置は上記のように構成されているため、各単相インバータの出力電圧に加算される零相電圧成分を、その電圧レベルを可変にし、かつ容易に生成できる。このため、三相交流出力において三相平衡した線間電圧を保ちつつ、設計上の自由度を向上して単相インバータの直流電圧を低減できる。これにより、単相インバータの各素子の低耐圧化が効果的に促進でき、小型で高効率な三相電力変換装置が信頼性良く得られる。

この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の主回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の制御構成を説明する図である。 この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による三相コンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による三相コンバータの動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの電圧指令を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの電圧指令の生成を説明する波形図である。 この発明の実施の形態１による単相インバータの電圧指令の生成を説明する制御ブロック図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による三相電力変換装置として、交流電源からの三相交流電力を直流電力に変換する三相電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による三相電力変換装置の主回路の概略構成図である。図１に示すように、三相電力変換装置は、三相交流電圧源である交流電源１からの三相交流線路に接続されるインバータ回路１００と、三相電力変換器としての三相コンバータ５と、三相コンバータ５の直流側に接続されたコンデンサとしての平滑コンデンサ６とを備える。三相交流線路は、交流電源１からの各相交流入力線２ａ〜２ｃ（以下、単に各相交流線２ａ〜２ｃと称す）にて構成され、インバータ回路１００は、各相の単相インバータ１００ａ〜１００ｃから構成される。各相交流線２ａ〜２ｃは、限流回路としての各相のリアクトルＬａ〜Ｌｃに接続され、その後段に各単相インバータ１００ａ〜１００ｃの交流側がそれぞれ直列接続される。

各単相インバータ１００ａ〜１００ｃは、半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄおよび直流コンデンサ４から構成される。半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄは、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いる。なお、各相のリアクトルＬａ〜Ｌｃは単相インバータ１００ａ〜１００ｃの後段に接続しても良い。

また、三相コンバータ５は、各相が２直列の半導体素子としての半導体スイッチング素子（５ａ，５ｂ）、（５ｃ，５ｄ）、（５ｅ，５ｆ）で構成され、各相交流端Ａ、Ｂ、Ｃが各相交流線２ａ〜２ｃを介して各単相インバータ１００ａ〜１００ｃに接続され、直流側に平滑コンデンサ６の正極並びに負極が接続される。この場合、半導体スイッチング素子５ａ〜５ｆには、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴや、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴを用いる。

このように主回路が構成される三相電力変換装置の制御構成を図２に示す。図２に示すように、三相電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｉｎを検出する電圧センサ１０、リアクトルＬ（Ｌａ〜Ｌｃ）に流れる交流入力電流（以下、交流電流ｉと称す）を検出する電流センサ１１、各単相インバータ１００ａ〜１００ｃの直流コンデンサ４の電圧Ｖｓｕｂを検出する電圧センサ１２、および平滑コンデンサ６の電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ１３を備える。そして、制御装置２００は、これら電圧センサ１０，１２，１３および電流センサ１１の検出結果に基づいて各単相インバータ１００ａ〜１００ｃおよび三相コンバータ５内の各半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄ、５ａ〜５ｆへの駆動信号２０ａ、１５ａを生成して各単相インバータ１００ａ〜１００ｃおよび三相コンバータ５を出力制御する。

図２に示すように、制御装置２００は、インバータ回路１００の各直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが均等になるようにバランス制御するバランス制御部１４と、交流電源電圧Ｖｉｎの位相および電圧の情報を検出する交流電圧検出回路１５と、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを制御するＶｓｕｂ制御部１６と、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃを制御するＶｄｃ制御部１７と、交流電流ｉを制御する電流制御部１８と、インバータ回路１００の電圧指令生成のために後述する零相成分Ｖｏを生成する零相成分生成部（以下、Ｖｏ生成部）１９と、インバータ回路１００への駆動信号を生成するＰＷＭ回路２０とを備える。なお、電流制御部１８とＶｏ生成部１９とで電圧指令生成部を構成する。

電圧センサ１０により検出された交流電源電圧Ｖｉｎは交流電圧検出回路１５に入力され、交流電圧検出回路１５は、交流電源電圧Ｖｉｎの位相および電圧の情報である各相の交流位相θと交流電圧振幅Ｖｐとを検出する。検出された交流位相θによる信号は、駆動信号１５ａとして三相コンバータ５に出力され、各相の交流電源電圧Ｖｉｎの正負の半波ごとに三相コンバータ５の各半導体スイッチング素子５ａ〜５ｆを駆動する。
Ｖｓｕｂ制御部１６には、電圧センサ１２により検出された、各単相インバータ１００ａ〜１００ｃの直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが入力され、直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂが設定された指令値Ｖｓｕｂ^＊と等しくなるように平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ^＊を生成して出力する。
Ｖｄｃ制御部１７には、電圧センサ１３により検出された平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃと、Ｖｓｕｂ制御部１６からの指令値Ｖｄｃ^＊とが入力され、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃが指令値Ｖｄｃ^＊と等しくなるように、交流電流ｉの振幅指令値１７ａを生成して出力する。

また、電圧センサ１２からの各直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂはバランス制御部１４にも入力され、バランス制御部１４は、各直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを平均化するように交流電流ｉの各相の振幅補正値１４ａを生成して出力する。
電流制御部１８には、電流センサ１１により検出された交流電流ｉと、交流電圧検出回路１５からの交流位相θと、交流電流ｉの振幅指令値１７ａと、振幅補正値１４ａとが入力される。そして、電流制御部１８は、振幅指令値１７ａを振幅補正値１４ａで補正した振幅Ｉｐと交流位相θとに基づいて正弦波の電流指令ｉ^＊を生成し、生成された電流指令ｉ^＊に交流電流ｉが追従するように、各単相インバータ１００ａ〜１００ｃの出力電圧の基本指令Ｖｘ^＊を生成して出力する。

Ｖｏ生成部１９は、交流電圧検出回路１５からの交流位相θ、交流電圧振幅Ｖｐと、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとが入力され、零相成分Ｖｏを生成して出力する。出力された零相成分Ｖｏは、電流制御部１８からの各相の基本指令Ｖｘ^＊に加算され、各単相インバータ１００ａ〜１００ｃの電圧指令Ｖ^＊が生成される。
ＰＷＭ回路２０は、入力される電圧指令Ｖ^＊に基づいて各単相インバータ１００ａ〜１００ｃをＰＷＭ制御する駆動信号２０ａを生成し、各単相インバータ１００ａ〜１００ｃ内の各半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄを駆動する。

上記のような制御される三相電力変換装置の動作について、三相内の一相、例えばＡ相について、以下に説明する。他の二相（Ｂ相、Ｃ相）についても、２π／３ずつ位相がずれているが、同様の動作を行なう。
図３は三相電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。図４〜図７は単相インバータ１００ａの動作を説明する図であり、図８、図９は三相コンバータ５の一相分（Ａ相）の動作を説明する図である。また、図１０は単相インバータ１００ａの電圧指令を説明する波形図、図１１および図１２は、単相インバータ１００ａの電圧指令の生成を説明する波形図および制御ブロック図である。

図３（ａ）は、交流電源１から入力される交流電源電圧（Ａ相の相電圧）Ｖｉｎの電圧波形である。Ａ相の交流電源電圧Ｖｉｎの極性が正極性の時に、三相コンバータ５の半導体スイッチング素子５ａがオン状態、半導体スイッチング素子５ｂがオフ状態に制御され、また交流電源電圧Ｖｉｎが負極性の時に半導体スイッチング素子５ｂがオン状態、半導体スイッチング素子５ａがオフ状態に制御されて、三相コンバータ５のＡ相の交流端Ａの電位Ｖ１Ａは図３（ｂ）に示すように、平滑コンデンサ６の電圧Ｖｄｃを半周期で出力する電圧波形となる。この場合、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃは交流電源電圧Ｖｉｎより高いものとする。

他の二相（Ｂ相、Ｃ相）についても同様で、三相コンバータ５の交流端Ｂ、交流端Ｃの電位Ｖ１Ｂ、Ｖ１Ｃは、それぞれ図３（ｃ）、図３（ｄ）に示す電圧波形となる。これにより、中性点Ｎの電位（以下、中性点電位ＶＮと称す）は、三相の交流端電位Ｖ１Ａ、Ｖ１Ｂ、Ｖ１Ｃの平均となり、図３（ｅ）に示す波形となる。そして、中性点電位ＶＮを基準とした交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ−Ｎは、図３（ｆ）に示す電圧波形となる。
図３（ｇ）に示す電圧波形は、交流電源電圧Ｖｉｎから交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ−Ｎを差し引いた差電圧であり、単相インバータ１００ａの出力電圧の基本指令Ｖｘ^＊となる。単相インバータ１００ａの制御、動作についての詳細は後述するが、単相インバータ１００ａは、交流電源１からのＡ相の入力力率が概ね１となるようにＰＷＭ制御によりＡ相の電流ｉを制御して出力し、交流側の出力電圧を、交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ−Ｎに重畳する。なお、単相インバータ１００ａの電圧は、三相コンバータ５側の交流出力端の電位を基準とした、交流電源１側の交流出力端の電圧である。

次に、単相インバータ１００ａの動作について説明する。
交流電源１のＡ相の電圧、電流が正極性の時、半導体スイッチング素子３ａがオン、半導体スイッチング素子３ｂがオフの場合、図４に示す電流経路で単相インバータ１００ａに電流が流れる。半導体スイッチング素子３ｃがオン、半導体スイッチング素子３ｄがオフの場合、電流は半導体スイッチング素子３ａと半導体スイッチング素子３ｃとを通り、直流コンデンサ４をバイパスする。また、半導体スイッチング素子３ｃがオフ、半導体スイッチング素子３ｄがオンの場合、電流は半導体スイッチング素子３ａを通って直流コンデンサ４を充電し、半導体スイッチング素子３ｄを通って出力される。

交流電源１のＡ相の電圧、電流が正極性の時、半導体スイッチング素子３ａがオフ、半導体スイッチング素子３ｂがオンの場合、図５に示す電流経路で単相インバータ１００ａに電流が流れる。半導体スイッチング素子３ｃがオン、半導体スイッチング素子３ｄがオフの場合、電流は半導体スイッチング素子３ｂを通って直流コンデンサ４を放電し、半導体スイッチング素子３ｃを通って出力される。また、半導体スイッチング素子３ｃがオフ、半導体スイッチング素子３ｄがオンの場合、電流は半導体スイッチング素子３ｂと半導体スイッチング素子３ｄとを通り、直流コンデンサ４をバイパスする。
交流電源１のＡ相の電圧、電流が負極性の時も同様に、半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄのスイッチングによる制御の組み合わせで、図６、図７に示すように、直流コンデンサ４の充放電とバイパスが制御される。
このように、正負の各極性においてそれぞれ４種の制御を組み合わせて単相インバータ１００ａはＰＷＭ制御される。

次に、三相コンバータ５の動作について説明する。
図８に示すように、交流電源１のＡ相の電圧、電流が正極性の時、半導体スイッチング素子５ａをオンし、交流電源１からの電流は、単相インバータ１００ａを経て、半導体スイッチング素子５ａを介して平滑コンデンサ６の正極に向かって流れる。また図９に示すように、交流電源１のＡ相の電圧、電流が負極性の時、半導体スイッチング素子５ｂをオンし、平滑コンデンサ６の負極から半導体スイッチング素子５ｂを介して流れる電流は、単相インバータ１００ａを経て交流電源１に向かって流れる。

次に、単相インバータ１００ａの出力電圧制御について以下に詳細に説明する。
上述したように、制御装置２００内の電流制御部１８は、交流電流ｉが電流指令ｉ^＊に追従するように、即ち、交流電源１からのＡ相の入力力率が概ね１となるように各単相インバータ１００ａ〜１００ｃの出力電圧の基本指令Ｖｘ^＊を生成する。この基本指令Ｖｘ^＊（図３（ｇ）参照）は、交流電源電圧Ｖｉｎから交流端Ａの電圧Ｖ１Ａ−Ｎを差し引いた差電圧を出力させる指令となる。
単相インバータ１００ａは、正電圧を出力時に直流コンデンサ４を放電し、負電圧を出力時に直流コンデンサ４を充電する動作となるが、交流１周期において、充電量と放電量が釣り合うように制御される。これにより、他の外部電源から直流コンデンサ４への電力供給を不要としている。

交流電源１の１周期において、正の半波と負の半波の動作は対照であるため、ここでは図１０、図１１を用いて正の半波のみ考える。
入力される交流電流ｉが力率１の正弦波に制御されているとすると、単相インバータ１００ａの放電電力Ｐ_ｄｃｈと充電電力Ｐ_ｃｈとは、以下の式（１）、式（２）で表される。なお、θ、Ｖｐは、交流電源電圧Ｖｉｎ（Ａ相）の交流位相、交流電圧振幅であり、Ｉｐは交流電流ｉの振幅であり、θ_１は交流電源電圧Ｖｉｎと電圧Ｖ１Ａ−Ｎとが一致する位相である。また、単相インバータ１００ａは、基本指令Ｖｘ^＊に零相成分Ｖｏが加算された電圧指令Ｖ^＊により出力制御されるが、零相成分Ｖｏは電力に殆ど影響しないため、基本指令Ｖｘ^＊により電圧を出力した場合での放電電力Ｐ_ｄｃｈと充電電力Ｐ_ｃｈとを演算している。

上記のように、交流１周期において単相インバータ１００ａは充電量と放電量が釣り合うように制御されるため、Ｐ_ｄｃｈ＝Ｐ_ｃｈとなり、交流電圧振幅Ｖｐと平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとの関係は、次の式（３）で表わされる。
Ｖｄｃ＝（π／２）Ｖｐ ・・・（３）
このように、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃの値を設定することで、単相インバータ１００ａは充放電をバランスさせ直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを一定に制御できる。

次に、単相インバータ１００ａの電圧指令Ｖ^＊の生成について以下に詳述する。
図１１（ａ）〜図１１（ｃ）は、単相インバータ１００ａの基本指令Ｖ^＊、零相成分Ｖｏ、電圧指令Ｖ^＊を示す。
交流電源１の正の半波において、基本指令Ｖｘ^＊は、最小値であるＶα（＝（−１／３）Ｖｄｃ）と、最大値であるＶβ（＝Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３）−（１／３）Ｖｄｃ）との間で変化し、絶対値が最大となるのは、位相が０、πの地点のＶαである。そして、続く負の半波では、基本指令Ｖｘ^＊は、−Ｖβ（＝−Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３）＋（１／３）Ｖｄｃ）と−Ｖα（＝（１／３）Ｖｄｃ）との間で変化し、絶対値が最大となるのは、位相がπ、２πの地点の−Ｖαである。
他の二相（Ｂ相、Ｃ相）の基本指令Ｖｘ^＊においても、２π／３ずつ位相がずれているが、同様の電圧波形となる。

そして、図１２に示すように、電流制御部１８が出力する各相の基本指令Ｖｘ^＊に、Ｖｏ生成部１９にて生成された三相共通の零相成分Ｖｏを加算することで電圧指令Ｖ^＊が生成される。零相成分Ｖｏは、加算後の電圧指令Ｖ^＊が線間電圧を維持して三相平衡状態を保つように、単相インバータ１００ａ〜１００ｃの各基本指令Ｖｘ^＊に、同一周波数、同位相、同振幅で加算される。
零相成分Ｖｏは、上述したような各相の基本指令Ｖｘ^＊の全てに共通に加算されてピーク（絶対値）を低減させる電圧成分であるため、交流電源電圧Ｖｉｎの周波数の６Ｎ（Ｎ：正の整数）倍の周波数で、π／３毎に極性が反転する電圧波形を有する。

Ｖｏ生成部１９は、予め設定された基準零相電圧Ｖｏｏを保持し、交流電圧検出回路１５からの位相θ、交流電圧振幅Ｖｐと、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとから、零相成分Ｖｏの振幅ａを演算し、基準零相電圧Ｖｏｏに振幅ａを適用して零相成分Ｖｏ（＝ａ・Ｖｏｏ）を生成する。
この場合、基準零相電圧Ｖｏｏは交流電源電圧Ｖｉｎの周波数の６倍の周波数による正弦波形で、
ｃｏｓ６θ（０≦θ＜π／３，２π／３≦θ＜π，４π／３≦θ＜５π／３）
−ｃｏｓ６θ（π／３≦θ＜２π／３，π≦θ＜４π／３，５π／３≦θ＜２π）
で与えられ、零相成分Ｖｏは、±ａ・ｃｏｓ６θとなる。

振幅ａは、電圧指令Ｖ^＊のピーク（絶対値）が低減するように演算される。
基本指令Ｖｘ^＊に零相成分Ｖｏが加算された電圧指令Ｖ^＊は、Ｖα＋ａとＶβ＋ａとの間で変化し、双方の絶対値が−Ｖαより小さくなるように振幅ａを演算することで電圧指令Ｖ^＊のピークが低減する。これにより、単相インバータ１００ａの直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂの必要最低電圧を−Ｖα（＝（１／３）Ｖｄｃ）より低減することができる。
この場合、電圧指令Ｖ^＊の最小電圧値であるＶα＋ａと、最大電圧値であるＶβ＋ａとの絶対値が等しくなるように振幅ａを以下のように演算する。
即ち、
−（（−１／３）Ｖｄｃ＋ａ）＝Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３）−（１／３）Ｖｄｃ＋ａ
となることから
ａ＝１／２（（２／３）Ｖｄｃ−Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３））

電圧指令Ｖ^＊の最小電圧値と最大電圧値との絶対値が等しいとき、電圧指令Ｖ^＊のピークを最も低減でき、単相インバータ１００ａの直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂを効果的に低減できる。
なお振幅ａを、
０＜ａ＜（（２／３）Ｖｄｃ−Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３））
の範囲（以下、振幅範囲と称す）で設定することで、電圧指令Ｖ^＊のピークを低減でき、単相インバータ１００ａの直流電圧を低減できる。

また、設定された直流コンデンサ電圧Ｖｓｕｂに対して、電圧指令Ｖ^＊のピーク（Ｖα＋ａ、あるいはＶβ＋ａの絶対値）がＶｓｕｂの電圧値以下となるように、上記振幅範囲内で振幅ａを演算する。これにより単相インバータ１００ａの直流電圧を信頼性良く低減できる。

以上、交流電源１のＡ相およびインバータ回路１００の単相インバータ１００ａについて説明したが、他の２相、単相インバータ１００ｂ、１００ｃについても同様である。

以上のように、この実施の形態では、制御装置２００は、交流位相θ、交流電圧振幅Ｖｐと、平滑コンデンサ電圧Ｖｄｃとから、零相成分Ｖｏの振幅ａを演算し、予め設定された基準零相電圧Ｖｏｏに振幅ａを適用した零相成分Ｖｏを生成する。そして単相インバータ１００ａ〜１００ｃの各基本指令Ｖｘ^＊に三相共通の零相成分Ｖｏを加算して電圧指令Ｖ^＊を生成する。制御装置２００が振幅ａを上記振幅範囲内で決定することで電圧指令Ｖ^＊のピークを低減でき、単相インバータ１００ａ〜１００ｃの直流電圧を低減できる。また、三相電力変換装置の通常制御に用いる情報（θ、Ｖｐ、Ｖｄｃ）に基づいて振幅ａを演算できるため、零相成分Ｖｏは容易に生成でき、かつ電圧レベルが可変となる。

これにより、三相交流出力において三相平衡した線間電圧を保ちつつ、設計上の自由度を向上して単相インバータ１００ａ〜１００ｃの直流電圧を低減できる。このため、単相インバータ１００ａ〜１００ｃの各素子の低耐圧化が効果的に促進できる。一般に、素子耐圧の低下に伴い、導通損失が減少して高効率化でき、また半導体スイッチング素子のオン・オフ時の電圧が低減でき、更なる高効率化を促進できる。同時に、半導体スイッチング素子のオン・オフ時の電圧低減により低ノイズ化が可能となる。このように、小型で高効率な三相電力変換装置が信頼性良く得られる。

なお上記実施の形態では、基準零相電圧Ｖｏｏを±ｃｏｓ６θとしたが、以下に示す式を用いて設定できる。この場合、ｎは０以上の整数で交流電源電圧Ｖｉｎの周波数の６Ｎ（Ｎ：正の整数）倍の周波数で、π／３毎に極性が反転する電圧波形を有する。
ｃｏｓ６ｎθ（０≦θ＜π／３，２π／３≦θ＜π，４π／３≦θ＜５π／３）
−ｃｏｓ６ｎθ（π／３≦θ＜２π／３，π≦θ＜４π／３，５π／３≦θ＜２π）
なお、ｎが０の時、基準零相電圧Ｖｏｏは±１となり、この場合、零相成分Ｖｏは、π／３毎に振幅である定数値ａ、−ａを交互に変化する波形となる。

また、交流電圧検出回路１５が検出する電圧の情報として交流電圧振幅Ｖｐを示したが、実効値など他の電圧値でも良い。
また、零相成分Ｖｏの振幅ａは、単相インバータ１００ａ〜１００ｃに使用する半導体スイッチング素子３ａ〜３ｄや、平滑コンデンサ６の耐圧に基づいて上記振幅範囲内で決定することで、各素子の低耐圧化が効果的に促進できる。

また、三相電力変換器は、上記実施の形態による三相コンバータ５に限らず、ダイオード素子による三相コンバータでも良いし、三相３レベルコンバータでも良い。
さらに、上記実施の形態では、三相電力変換装置として、交流電源１からの三相交流電力を直流電力に変換するものを示したが、平滑コンデンサ６からの直流電力を交流電力に変換して交流電源１に出力する三相電力変換装置であっても良い。

さらにまた、単相インバータ１００ａ〜１００ｃにて構成されるインバータ回路１００は、他の回路構成による三相電力変換装置にも適用できる。その場合、基本指令Ｖｘ^＊の生成が異なるものであるが、各相の交流位相θ、交流電圧振幅Ｖｐとを用いて振幅ａを演算し、予め設定された基準零相電圧Ｖｏｏに振幅ａを適用した三相共通の零相成分Ｖｏを同様に生成でき、各基本指令Ｖｘ^＊に零相成分Ｖｏを加算した電圧指令Ｖ^＊により、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。

なお、この発明は、発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (9)

1. それぞれ２直列の半導体スイッチング素子から成る２つのレグが直流コンデンサに並列接続された単相インバータを各相に有し、該各単相インバータの交流出力端が三相交流線路の各相にそれぞれ直列接続されたインバータ回路と、
   上記各単相インバータをＰＷＭ制御する制御装置とを備えた三相電力変換装置において、
   上記三相交流線路から三相交流電圧の位相および電圧を検出する交流電圧検出回路を備え、
   上記制御装置は、上記交流電圧検出回路からの上記位相および電圧に基づいて、三相に共通する零相成分を各相基本指令に加算して、上記各単相インバータの電圧指令を生成する電圧指令生成部を備えて、上記電圧指令に基づいて上記各単相インバータをＰＷＭ制御し、
   上記電圧指令生成部は、上記三相交流線路の各相の交流電圧に重畳する上記各単相インバータの出力電圧に応じて上記各相基本指令を生成し、上記電圧指令のピークの大きさが上記各相基本指令の最大絶対値より小さくなるように上記零相成分の振幅を決定し、予め設定された基準零相電圧の電圧波形と上記振幅とに基づいて上記三相交流電圧の位相に同期する上記零相成分を決定する、
   三相電力変換装置。
2. 上記電圧指令生成部は、上記電圧指令のピークの大きさが上記各単相インバータの上記直流コンデンサの電圧以下となるように上記振幅を決定する、
   請求項１に記載の三相電力変換装置。
3. 複数の半導体素子を備えて交流・直流間で電力変換し各相交流端が上記三相交流線路を介して上記各単相インバータに接続された三相電力変換器と、
   該三相電力変換器の直流側に接続されたコンデンサとを備え、
   上記三相交流線路は三相の交流電源に接続され、上記各単相インバータは、上記三相電力変換器と上記交流電源との間で上記三相交流線路に直列接続され、
   上記三相電力変換器の各相の出力交流電圧に上記各単相インバータの出力電圧を重畳して上記交流電源に出力する、
   請求項１または請求項２に記載の三相電力変換装置。
4. 上記コンデンサの電圧を検出する検出器を備え、
   上記交流電圧検出回路は、上記三相交流電圧として上記交流電源の電圧を検出し、
   上記電圧指令生成部は、上記コンデンサの電圧と上記交流電圧検出回路からの上記位相および電圧に基づいて、上記零相成分の振幅を決定する、
   請求項３に記載の三相電力変換装置。
5. 上記零相成分の振幅をａ、上記コンデンサの電圧をＶｄｃ、上記交流電源の電圧の振幅をＶｐとすると、上記零相成分の振幅ａは、
   ０＜ａ＜（（２／３）Ｖｄｃ−Ｖｐ・ｓｉｎ（π／３））
   を満たすように決定される、
   請求項４に記載の三相電力変換装置。
6. 上記電圧指令生成部は、上記交流電源の各相電圧と上記三相電力変換器の各相の出力交流電圧との差分を出力するように上記各相基本指令を生成し、上記電圧指令の最大電圧値と最小電圧値との絶対値が等しくなるように上記零相成分の振幅を決定する、
   請求項４または請求項５に記載の三相電力変換装置。
7. 上記電圧指令生成部は、上記各単相インバータ内の上記半導体スイッチング素子の素子耐圧、および上記コンデンサの素子耐圧に基づき上記零相成分の振幅を決定する、
   請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の三相電力変換装置。
8. 上記零相成分は、上記三相交流電圧の周波数の６Ｎ倍の周波数で、上記三相交流電圧の（１／６）周期毎に極性が反転する電圧波形を有する、
   請求項３から請求項７のいずれか１項に記載の三相電力変換装置。
9. 上記零相成分の上記電圧波形は、（１／６）周期毎に極性が反転する定数値あるいは正弦波形である、
   請求項８に記載の三相電力変換装置。

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