WO2016147489A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2016147489A1
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voltage
voltage command
switching
correction
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Inventor
貴洋 嘉藤
喜久夫 泉
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts a DC voltage from a DC power source into an AC voltage and outputs it to an AC load by controlling on / off of a switching element, and particularly suppresses a leakage current flowing between the power source and the ground. It is about technology.
  • a power conversion device having a switching element adjusts an ON period or an OFF period of the switching element in accordance with a voltage command for outputting a predetermined voltage. At that time, depending on the operation pattern (switching pattern) of the switching element, a change in the ground voltage occurs, resulting in a leakage current. When a leakage current occurs, a potential difference is generated between the device and the ground, and depending on the value, an electric shock accident may occur. In addition, if there is an object such as dust in the path of the leakage current, this may generate heat due to the leakage current, leading to a fire accident.
  • the impedance of the leakage current path is increased by increasing the frequency of the carrier that generates the switching signal of the power converter. How to make it introduced.
  • Patent Document 1 when the carrier frequency is increased, high-speed switching is required, the switching element itself becomes expensive, the switching loss increases, and the apparatus becomes large and expensive. Further, when the carrier frequency is increased, the ratio of the short-circuit prevention time that does not contribute to the voltage output with respect to the switching cycle increases, and there is a problem that the error of the AC output voltage value with respect to the AC output voltage command value increases.
  • the present invention has been made to solve these problems, and an object of the present invention is to obtain a power conversion device capable of suppressing leakage current at low cost with a small size and low loss without increasing the carrier frequency. .
  • a plurality of switching legs composed of a series body of a plurality of switching elements are connected between both poles of a DC power supply, and are connected to an AC load from an intermediate point of each switching leg via an AC filter.
  • a power converter that converts the DC voltage from the DC power source into an AC voltage by controlling on / off of the switching element and outputs the AC voltage to the AC load, and is connected between one pole of the DC power source and the ground.
  • a leakage current detection unit for detecting current, a voltage command generation unit for generating an instantaneous voltage command of the AC voltage, a carrier signal of each switching leg for on / off control of the switching element so as to suppress the leakage current, A carrier generation unit that generates by shifting the phases of each other, based on the leakage current detected to suppress the leakage current.
  • a corrected voltage command for calculating on-off control of the switching element of each switching leg by calculating a voltage command correction amount and correcting the instantaneous voltage command generated by the voltage command generation unit with the voltage command correction amount. Based on the voltage command correction unit for generating the carrier signal of each switching leg generated by the carrier generation unit and the corrected voltage command for each switching leg generated by the voltage command correction unit.
  • a PWM signal generation unit that generates a PWM signal for controlling on / off of the switching element of the switching leg is provided.
  • the power conversion device employs the carrier generation unit that mutually shifts the phase of the carrier signal of each switching leg and the voltage command correction unit that corrects the instantaneous voltage command of each switching leg.
  • the leakage current can be suppressed inexpensively with a small size and low loss without increasing the carrier frequency.
  • FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device in FIG. 1 converts a DC voltage from a DC power supply 10 into an AC voltage and outputs it to an AC load 11, a voltage command value V * from a higher control, the negative electrode of the DC power supply 10, and grounding And a power converter control unit 7 that generates a PWM (pulse width modulation) signal based on the leakage current detection value I1c from the leakage current detection unit 8 connected between the two. Details of these configurations will be described below.
  • PWM pulse width modulation
  • the power conversion unit 9 includes a switching leg A composed of a series body of the switching element 1 and the switching element 2 and a switching leg B composed of a series body of the switching element 3 and the switching element 4 connected between both poles of the DC power supply 10.
  • an AC filter including a reactor 5 and a capacitor 6 connected between the intermediate point of both switching legs A and B and the AC load 11 is provided.
  • Each switching element 1, 2, 3, 4 is constituted by, for example, a switching element 1, a semiconductor switching element S 1 such as an IGBT or a MOSFET, and a freewheeling diode D 1 connected in reverse parallel thereto. .
  • the power conversion device control unit 7 includes a voltage command generation unit 31, a voltage command correction unit 32, a carrier generation unit 33, and a PWM signal generation unit 34.
  • a voltage command generation unit 31 a voltage command correction unit 32, a carrier generation unit 33, and a PWM signal generation unit 34.
  • the voltage command generator 31 generates an instantaneous voltage command Vo * based on the voltage command value V * from the higher control.
  • the carrier generation unit 33 calculates the phase shift amount d ⁇ based on the detected leakage current I1c so as to suppress the leakage current I1c. Then, the carrier generation unit 33 generates a carrier signal for on / off control of the switching elements 1 to 4 of the switching legs A and B by shifting the phases thereof by the phase shift amount d ⁇ . Details will be described with reference to FIG.
  • the voltage command correction unit 32 calculates voltage command correction amounts dVoa * and dVob * based on the detected leakage current I1c so as to suppress the leakage current I1c. Then, the voltage command correction unit 32 corrects the generated instantaneous voltage command Vo * with the voltage command correction amounts dVoa * and dVob * and corrects the switching elements 1 to 4 of the switching legs A and B for on / off control. After voltage commands Voa * and Vob * are generated. Details will be described with reference to FIG.
  • the PWM signal generator 34 switches the switching legs A and B based on the generated carrier signals of the switching legs A and B and the corrected voltage commands Voa * and Vob * of the generated switching legs A and B.
  • a PWM signal for controlling on / off of the elements 1 to 4 is generated. Details will be described with reference to FIG.
  • FIG. 2 is a diagram showing a leakage current path Ro including the ground impedance of the AC load 11 in FIG.
  • one end of the AC load 11 connected via the AC filter from the intermediate point of the switching leg A is defined as PA point
  • the other end of the AC load 11 connected via the AC filter from the intermediate point of the switching leg B. Is shown as a PB point.
  • a load parallel impedance 41, a load PA side ground impedance 42 (PA point side load ground impedance), and a load PB side ground impedance 43 (PB point side load ground impedance) are shown.
  • the load PA side ground impedance 42 and the load PB side ground impedance 43 are assumed to have a series capacitance.
  • a PA side ground capacitance 12a and a PB side ground capacitance 12b are shown.
  • the negative electrode of the DC power supply 10 is connected to the PA side ground capacitance 12a, the load PA side ground impedance 42, and the load PB side ground impedance 43 through the power conversion unit 9. And the parallel circuit of the PB side ground capacitance 12 b and the leakage current detection unit 8, the current flows again through a path reaching the negative electrode of the DC power supply 10.
  • the impedance of the leakage current path may change to cause a leakage current.
  • the leakage current due to the switching pattern is suppressed by changing the switching pattern of the power converter by the power converter controller 7 from the leakage current I1c detected by the leakage current detector 8. Moreover, the leakage current by the change of the load PA side ground impedance 42 or the load PB side ground impedance 43 is suppressed.
  • the carrier generation unit 33 shifts the phases of the carrier signals of both switching legs A and B to each other.
  • FIG. 3 shows an internal configuration example of the carrier generation unit 33.
  • the carrier generation unit 33 includes a control input calculation unit 61, a phase shift amount calculation unit 62, a triangular wave generator 63, and a phase shift circuit 64, and each element will be described below.
  • the control input calculation unit 61 inputs the leakage current I1c detected by the leakage current detection unit 8, performs the calculation shown in the following equation (1), and outputs the leakage current output dI1c.
  • DI1c
  • I1crms is the absolute value of the effective value of leakage current I1c.
  • I1c * is a specified leakage current value that is arbitrarily set in consideration of a level that is harmful as a leakage current. That is, since a digital voltmeter is generally used for evaluating leakage current, it is considered to suppress the effective value I1crms of leakage current.
  • the carrier generation unit 33 is operated when a leakage current I1c exceeding the arbitrarily set leakage current value I1c * is detected.
  • the phase shift amount calculation unit 62 includes an integral calculation element.
  • the phase shift amount calculation unit 62 When the leakage current output dI1c is input, that is, when the detected leakage current effective value
  • phase shift amount calculation unit 62 outputs the phase shift amount d ⁇ within the range of 0 ° ⁇ d ⁇ ⁇ 180 °.
  • the triangular wave generator 63 generates a triangular wave for generating a PWM signal, and outputs a carrier signal ca used for generating a PWM signal of the switching leg A.
  • the phase shift circuit 64 shifts the phase of the triangular wave generated by the triangular wave generator 63 according to the phase shift amount d ⁇ calculated by the phase shift amount calculation unit 62, and uses the carrier signal cb used for generating the PWM signal of the switching leg B. Is output.
  • FIG. 4 shows the switching operation of switching elements 1 to 4 that are PWM-controlled based on carrier signals that are phase-shifted from each other.
  • Vac is the voltage applied to the AC load 11
  • S ⁇ b> 1 here, the sign of the semiconductor switching element is used as it is for the sign of the signal, and so on.
  • Pulse) signal, S2 is a switching (ON / OFF pulse) signal of the switching element 2
  • S3 is a switching (ON / OFF pulse) signal of the switching element 3
  • S4 is a switching (ON / OFF pulse) of the switching element 4.
  • the signal, Vna is the PA side ground voltage in FIG.
  • Vnb is the PB side ground voltage in FIG. 2
  • Va is the PA side ground voltage acting on the leakage current at the PA point in FIG. 2
  • Vb is the PB in FIG.
  • a PB side ground voltage Vdc acting on the point leakage current is an output voltage of the DC power supply 10.
  • the voltage component that varies with Vac is the ground voltage that acts on the current flowing between the PA point and PB point. Therefore, when the ground capacitances 12a and 12b with respect to the frequency of Vac are sufficiently small and the impedance is sufficiently large, the influence of Vac on the leakage current is sufficiently small. Therefore, here, the voltages Va and Vb obtained by removing the component of Vac from Vna and Vnb are considered as the ground voltage acting on the leakage current.
  • the power conversion unit 9 performs switching in any of the periods a to d in FIG. 4 during the carrier period. Works by combining patterns.
  • the average carrier period of the PA-side ground voltage Va and the PB-side ground voltage Vb is the average value of the PA-side ground voltage Va and the PB-side ground voltage Vb of each switching pattern in the carrier period.
  • the phase of the carrier signal ca of the switching leg A and the phase of the carrier signal cb of the switching leg B are shifted from each other.
  • the ratio of the state in which the switching element 1 and the switching element 3 are turned on in the switching cycle and the state in which the switching element 2 and the switching element 4 are turned on can be adjusted.
  • the carrier generation unit 33 controls the carrier signal ca of the switching leg A so as to suppress it to the leakage current specified value I1c *. And the carrier signal cb of the switching leg B are shifted from each other by the phase shift amount d ⁇ .
  • the voltage applied to the switching element side of the reactor 5 becomes 0V. Therefore, by using a switching pattern in which the switching element 1 and the switching element 3 are simultaneously turned on or the switching element 2 and the switching element 4 are simultaneously turned on within the operation range in which the leakage current is suppressed to a specified value, the average reactor voltage of the carrier period There is also an advantage that the change can be reduced and the current ripple of the reactor 5 can be reduced.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the internal configuration.
  • the voltage command correction unit 32 includes a correction limiter calculation unit 71, a controller 72, a correction amount calculation unit 73, an adder 74, and an adder 75, and each element will be described below.
  • dVo * is a ground voltage change amount
  • dVo * lim is a limiter value for obtaining the correction amount of the voltage command from the ground voltage change amount dVo *
  • dVoa * is switched with the switching element 1.
  • This is a voltage command correction amount for turning on / off the switching leg A composed of the element 2
  • dVob * is for turning on / off the switching leg B composed of the switching element 3 and the switching element 4. This is the voltage command correction amount.
  • the voltage command correction unit 32 adjusts the voltage command correction amount dVoa * so as to adjust the ratio between the state in which the switching element 1 and the switching element 3 are turned on and the state in which the switching element 2 and the switching element 4 are turned on in the carrier cycle. And dVob * are calculated.
  • the controller 72 estimates a change in ground voltage from the leakage current I1c, and calculates a ground voltage change amount dVo *. Since the main component of the ground impedance is capacitance, the integral value of the leakage current I1c corresponds to the ground voltage change amount dVo *. For this reason, the controller 72 has a control configuration including at least an integration element.
  • the correction limiter calculation unit 71 limits the voltage command correction amounts dVoa * and dVob * obtained from the ground voltage change amount dVo * based on the phase shift amount d ⁇ and the instantaneous voltage command Vo *.
  • the limiter value is calculated.
  • the correction limiter value dVo * lim is expressed by the following equation (2).
  • Td is the dead time period of the PWM signal
  • Tc is the cycle of the carrier generated by the carrier generation unit 33
  • Vdc is the output voltage of the DC power supply 10.
  • the correction amount calculation unit 73 calculates the voltage command correction amounts dVoa * and dVob * by the following equations (3) and (4) based on the ground voltage change amount dVo * and the correction limiter value dVo * lim.
  • the adders 74 and 75 calculate and output corrected voltage commands Voa * and Vob * according to the following equations (5) and (6).
  • Voa * Vo * + dVoa * (5)
  • Vob * Vo * + dVob * (6)
  • the PWM signal generation unit 34 includes comparators 81 and 82, logic inversion circuits 83 and 84, delay devices 85 to 88, AND circuits 89 to 92, and a sign inverter 93.
  • the PWM signal of the switching element 1 is compared with the carrier signal ca generated by the carrier generation unit 33 and the corrected voltage command Voa * corrected by the voltage command correction unit 32 by the comparator 81, and is further delayed. This is a PWM signal obtained by inserting the dead time Td by the device 85 and the AND circuit 89.
  • the PWM signal of the switching element 2 is a PWM signal obtained by inverting the PWM signal generated by the comparator 81 by the logic inverting circuit 83 and inserting the dead time Td by the delay device 86 and the AND circuit 90.
  • the carrier signal cb generated by the carrier generation unit 33 and the corrected voltage command Vob * corrected by the voltage command correction unit 32 with the sign inverted by the sign inverter 93 are output by the comparator 82.
  • This is a PWM signal obtained by comparing and further inserting a dead time Td by the delay device 87 and the AND circuit 91.
  • the PWM signal of the switching element 4 is a PWM signal obtained by inverting the PWM signal generated by the comparator 82 by the logic inverting circuit 84 and inserting the dead time Td by the delay device 88 and the AND circuit 92.
  • FIG. 7 is a timing chart for explaining the operation of generating a PWM signal by the PWM signal generation unit 34 shown in FIG. 6 based on the outputs of the carrier generation unit 33 and the voltage command correction unit 32.
  • the influence of the dead time Td is not considered.
  • the phase shift amount calculation unit 62 of the carrier generation unit 33 causes a phase difference Tc (1 ⁇ d ⁇ / 180 °) / 2 between the carrier signal ca and the carrier signal cb.
  • the voltage command correction unit 32 performs switching according to the corrected voltage commands Voa * and Vob * obtained by correcting the instantaneous voltage command Vo * by the voltage command correction amounts dVoa * and dVob *.
  • FIG. 8 is a timing chart for explaining the state of leakage current when this embodiment is applied in comparison with a comparative example in which the above-described countermeasure for suppressing leakage current I1c is not performed.
  • Vam is an average carrier period value of the PA side ground voltage acting on the leakage current at the PA point in FIG. 2
  • Vbm is an average carrier period of the PB side ground voltage acting on the leakage current at the PB point in FIG. Value.
  • FIG. 8A shows an operation example when there is no steady leakage current
  • FIG. 8B shows an operation example when there is a steady leakage current.
  • the change in the load ground impedance starting from the left and right central positions in the figure is a change in the load PA side ground impedance 42 and the load PB side ground impedance 43 in FIG. 2, and Vam and Vbm due to this impedance change for simplification. are assumed to be equal.
  • the phases of the carrier signal ca of the switching leg A and the carrier signal cb of the switching leg B generated by the carrier generation unit 33 are set to each other according to the leakage current.
  • the leakage current can be efficiently and continuously suppressed. Since it is not necessary to increase the carrier frequency as in the prior art, the leakage current can be suppressed at low cost with a small size and low loss.
  • a switching pattern in which the voltage applied to the reactor 5 becomes small within the operating range for suppressing the leakage current to the specified value (the switching element 1 and the switching element 3 are simultaneously ON or the switching element 2 and the switching element 4 are By using a switching pattern that is turned on at the same time, the current ripple of the reactor 5 is reduced, and the reactor 5 can be downsized.
  • the leakage current detection unit 8 is connected between the negative electrode of the DC power supply 10 and the ground, but is not limited to this, and is connected between the positive electrode of the DC power supply 10 and the ground. May be.
  • the DC power supply 10 is a constant voltage source.
  • the present invention is not limited to this, and an apparatus that converts an AC voltage or a DC voltage into a DC voltage (an AC / DC converter or a DC / DC converter). ) May be output from the DC voltage.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the overall configuration of the power conversion apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • a measuring unit 13 that measures the output voltage Vdc of the DC power supply 10 is added. And you may use Vdc measured by this measurement part 13 for (2) types. By applying a more accurate correction limiter value, an accurate voltage command correction operation is compensated.

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Abstract

電力変換装置の電力変換制御部（７）は、漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するよう検出された漏れ電流に基づき位相シフト量（ｄθ）を演算し、位相を互いに（ｄθ）だけシフトした各スイッチングレグ（Ａ、Ｂ）のキャリア信号を生成するキャリア生成部（３３）と、漏れ電流を抑制するよう検出された漏れ電流に基づき電圧指令補正量を演算し、生成された瞬時電圧指令（Ｖｏ＊）を電圧指令補正量により補正して各スイッチングレグ（Ａ、Ｂ）の補正後電圧指令（Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊）を生成する電圧指令補正部（３２）、およびキャリア信号と補正後電圧指令とに基づき各スイッチングレグ（Ａ、Ｂ）のスイッチング素子（１～４）をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（３４）とを備えて、漏れ電流を抑制する。

Description

電力変換装置
　この発明は、スイッチング素子をオンオフ制御することにより直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して交流負荷に出力する電力変換装置であって、特に、接地との間に流れる漏れ電流を抑制する技術に関するものである。
　スイッチング素子を有する電力変換装置は、所定の電圧を出力するための電圧指令に応じて、スイッチング素子のオン期間またはオフ期間を調整する。その際に、スイッチング素子の動作パターン（スイッチングパターン）によっては、対地電圧の変化が生じて、漏れ電流が生じる。
　漏れ電流が発生すると、装置と接地との間に電位差が生じ、その値によっては感電事故を招く恐れがある。また、漏れ電流の経路にホコリ等の物体があると、これが漏れ電流で発熱し火災事故に至る可能性がある。
　そこで、この漏れ電流を抑制する対策が必要となるが、例えば、特許文献１の例では、電力変換装置のスイッチング信号を生成するキャリアの周波数を高速化することで、漏れ電流経路のインピーダンスを増加させる方法が紹介されている。
特開２００５－５７９１８号公報
　しかし、特許文献１の例では、キャリア周波数を高速化すると、高速スイッチングが必要となりスイッチング素子自体が高価になり、スイッチング損失も増大し、装置が大型高価になる。また、キャリア周波数を高くすると、スイッチング周期に対して、電圧出力に寄与しない短絡防止時間の割合が増大し、交流出力電圧指令値に対する交流出力電圧値の誤差が増大する等の課題がある。
　この発明は、これらの課題を解消するためになされたもので、キャリア周波数を高速化することなく、小型低損失で安価に漏れ電流の抑制を可能とする電力変換装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子の直列体からなる複数個のスイッチングレグを直流電源の両極間に接続し、前記各スイッチングレグの中間点から交流フィルタを介して交流負荷に接続し前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流負荷に出力する電力変換部、前記直流電源の一方の極と接地との間に接続され漏れ電流を検出する漏れ電流検出部、前記交流電圧の瞬時電圧指令を生成する電圧指令生成部、前記漏れ電流を抑制するように前記スイッチング素子をオンオフ制御するための前記各スイッチングレグのキャリア信号を、その位相を互いにシフトして生成するキャリア生成部、前記漏れ電流を抑制するように検出された前記漏れ電流に基づき電圧指令補正量を演算し、前記電圧指令生成部により生成された前記瞬時電圧指令を前記電圧指令補正量により補正して前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するための補正後電圧指令を生成する電圧指令補正部、および前記キャリア生成部により生成された前記各スイッチングレグの前記キャリア信号と前記電圧指令補正部により生成された前記各スイッチングレグの前記補正後電圧指令とに基づき前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備えたものである。
　この発明に係る電力変換装置は、以上のように、各スイッチングレグのキャリア信号の位相を互いにシフトするキャリア生成部と各スイッチングレグの瞬時電圧指令を補正する電圧指令補正部とを採用することで、キャリア周波数を高速化することなく、小型低損失で安価に漏れ電流を抑制することが出来る。
この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。 図１において交流負荷の対地インピーダンスを含めた漏れ電流経路Ｒｏを説明するための図である。 図１のキャリア生成部３３の内部構成を示す図である。 キャリア生成部３３の位相シフトによる効果を説明するためのタイミングチャートである。 図１の電圧指令補正部３２の内部構成を示す図である。 図１のＰＷＭ信号生成部３４の内部構成を示す図である。 図１のキャリア生成部３３と電圧指令補正部３２との出力に基づきＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部３４の動作を説明するためのタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１における漏れ電流の状況を、比較例との比較により説明するタイミングチャートである。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成の一例を示す図である。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の全体構成を示す図である。図１の電力変換装置は、直流電源１０からの直流電圧を交流電圧に変換して交流負荷１１に出力する電力変換部９および制御上位からの電圧指令値Ｖ＊と直流電源１０の負極と接地との間に接続された漏れ電流検出部８からの漏れ電流検出値Ｉ１ｃとに基づきＰＷＭ（パルス幅変調）信号を生成する電力変換装置制御部７から構成される。以下、これらの構成の細部について説明する。
　電力変換部９は、直流電源１０の両極間に接続された、スイッチング素子１とスイッチング素子２との直列体からなるスイッチングレグＡおよびスイッチング素子３とスイッチング素子４との直列体からなるスイッチングレグＢ、更に、両スイッチングレグＡ、Ｂの中間点と交流負荷１１との間に接続された、リアクトル５とコンデンサ６とからなる交流フィルタを備えている。そして、各スイッチング素子１、２、３、４は、例えば、スイッチング素子１で示すと、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ１とこれと逆並列に接続された環流ダイオードＤ１とで構成されている。
　電力変換装置制御部７は、電圧指令生成部３１、電圧指令補正部３２、キャリア生成部３３およびＰＷＭ信号生成部３４を備えており、以下、これら各部の構成について説明する。
　電圧指令生成部３１は、制御上位からの電圧指令値Ｖ＊に基づき瞬時電圧指令Ｖｏ＊を生成する。
　キャリア生成部３３は、漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するように、検出された漏れ電流Ｉ１ｃに基づき位相シフト量ｄθを演算する。そして、キャリア生成部３３は、各スイッチングレグＡ、Ｂのスイッチング素子１～４をオンオフ制御するためのキャリア信号を、その位相を互いに位相シフト量ｄθだけシフトして生成する。詳しくは、更に後段の図３を参照して説明する。
　電圧指令補正部３２は、漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するように、検出された漏れ電流Ｉ１ｃに基づき電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊を演算する。そして、電圧指令補正部３２は、生成された瞬時電圧指令Ｖｏ＊を電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊により補正して各スイッチングレグＡ、Ｂのスイッチング素子１～４をオンオフ制御するための補正後電圧指令Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊を生成する。詳しくは、更に後段の図５を参照して説明する。
　ＰＷＭ信号生成部３４は、生成された各スイッチングレグＡ、Ｂのキャリア信号と生成された各スイッチングレグＡ、Ｂの補正後電圧指令Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊とに基づき各スイッチングレグＡ、Ｂのスイッチング素子１～４をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成する。詳しくは、更に後段の図６を参照して説明する。
　図２は、図１において交流負荷１１の対地インピーダンスを含めた漏れ電流経路Ｒｏを示す図である。図２において、スイッチングレグＡの中間点から交流フィルタを介して接続される交流負荷１１の一端をＰＡ点とし、スイッチングレグＢの中間点から交流フィルタを介して接続される交流負荷１１の他端をＰＢ点として示す。また、図２において、負荷並列インピーダンス４１、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２（ＰＡ点側の負荷対地インピーダンス）、負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３（ＰＢ点側の負荷対地インピーダンス）を示す。また、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２および負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３は、直列静電容量を有しているものとする。また、ＰＡ側対地静電容量１２ａ、ＰＢ側対地静電容量１２ｂを示す。
　漏れ電流Ｉ１ｃの経路（漏れ電流経路Ｒｏ）としては、直流電源１０の負極から電力変換部９を介し、更に、ＰＡ側対地静電容量１２ａと負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２と負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３とＰＢ側対地静電容量１２ｂとの並列回路および漏れ電流検出部８を経て再び直流電源１０の負極に至る経路で流れる。
　また、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２または負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３が変化すると、漏れ電流経路のインピーダンスが変化して漏れ電流が生じる場合もある。
　この実施の形態では、漏れ電流検出部８で検出した漏れ電流Ｉ１ｃから、電力変換装置制御部７で電力変換装置のスイッチングパターンを変更することで、スイッチングパターンによる漏れ電流を抑制する。また、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２、または負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３の変化による漏れ電流を抑制する。
　この実施の形態では、この漏れ電流Ｉ１ｃを抑制するため、先ず、キャリア生成部３３により、両スイッチングレグＡ、Ｂのキャリア信号の位相を互いにシフトする。
　図３は、このキャリア生成部３３の内部構成例である。キャリア生成部３３は、制御入力演算部６１、位相シフト量演算部６２、三角波発生器６３および位相シフト回路６４を備えており、以下、各要素について説明する。
　制御入力演算部６１は、漏れ電流検出部８で検出された漏れ電流Ｉ１ｃを入力し、以下の（１）式に示す演算を行い、漏れ電流出力ｄＩ１ｃを出力する。
　ｄＩ１ｃ＝｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜－Ｉ１ｃ＊　　　　　　　　　・・・（１）
　ここで、｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜は、漏れ電流Ｉ１ｃ実効値の絶対値である。また、Ｉ１ｃ＊は、漏れ電流として有害となるレベル等を考慮して任意に設定される漏れ電流規定値である。
　即ち、一般的に漏れ電流の評価としては、デジタルボルトメータが用いられるため、漏れ電流の実効値Ｉ１ｃｒｍｓを抑制することを考える。そして、キャリア生成部３３は、この任意に設定できる漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊を超える漏れ電流Ｉ１ｃを検出した場合に動作させる。
　位相シフト量演算部６２は、積分演算要素を備え、漏れ電流出力ｄＩ１ｃが入力されると、即ち、検出された漏れ電流実効値｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜が漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊を超えると、これを漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊まで抑制するよう位相シフト量ｄθを演算して出力する。
　なお、後段の図４で詳しく触れるが、位相シフト量ｄθに関し、ｄθ＝１８０°が、スイッチング素子Ｓ１とＳ４との波形が一致する場合に相当し、ｄθ＝０°が、両波形が逆極性になる場合に相当する。そして、位相シフト量演算部６２は、０°≦ｄθ≦１８０°の範囲で位相シフト量ｄθを出力する。
　三角波発生器６３は、ＰＷＭ信号を生成するための三角波を生成し、スイッチングレグＡのＰＷＭ信号生成に用いるキャリア信号ｃａを出力する。位相シフト回路６４は、位相シフト量演算部６２で算出した位相シフト量ｄθに応じて、三角波発生器６３で生成された三角波の位相をシフトし、スイッチングレグＢのＰＷＭ信号生成に用いるキャリア信号ｃｂを出力する。
　次に、このキャリア生成部３３のキャリア信号の位相シフトによる効果について図４を参照して説明する。
　図４は、互いに位相シフトされたキャリア信号に基づきＰＷＭ制御されるスイッチング素子１～４のスイッチング動作を示す。図４において、Ｖａｃは、交流負荷１１の印加電圧、Ｓ１（ここでは、半導体スイッチング素子の符号をそのまま信号の符号に流用しており、以下も同じ）は、スイッチング素子１のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｓ２は、スイッチング素子２のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｓ３は、スイッチング素子３のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｓ４は、スイッチング素子４のスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦパルス）信号、Ｖｎａは、図２におけるＰＡ側対地電圧、Ｖｎｂは、図２におけるＰＢ側対地電圧、Ｖａは、図２におけるＰＡ点の漏れ電流に作用するＰＡ側対地電圧、Ｖｂは、図２におけるＰＢ点の漏れ電流に作用するＰＢ側対地電圧、Ｖｄｃは、直流電源１０の出力電圧である。
　なお、ＶｎａとＶｎｂの電圧波形において、Ｖａｃによって変化する電圧成分は、ＰＡ点ＰＢ点間を流れる電流に作用する対地電圧である。従って、Ｖａｃの周波数に対する対地静電容量１２ａ、１２ｂが十分小さく、そのインピーダンスが十分に大きい場合は、Ｖａｃによる漏れ電流への影響は十分に小さい。そのため、ここでは、漏れ電流に作用する対地電圧としては、ＶｎａとＶｎｂからＶａｃの成分を除いた電圧Ｖａ、Ｖｂで検討する。
　なお、図４では、簡略化のために図２におけるリアクトル５、漏れ電流検出部８のインピーダンス、対地静電容量１２ａ、１２ｂ、負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２、負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３の過渡現象は考慮せず、波形はすべて完全な矩形波形としている。
　キャリア生成部３３により、両スイッチングレグＡ、Ｂのキャリア信号ｃａ、ｃｂの位相を互いにシフトする結果、電力変換部９は、キャリア周期の間に、図４の期間ａ～ｄのいずれかのスイッチングパターンを組合せて動作する。
　期間ａは、スイッチング素子１とスイッチング素子３とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝Ｖｄｃとなる。期間ｂは、スイッチング素子１とスイッチング素子４とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝Ｖｄｃ／２となる。期間ｃは、スイッチング素子２とスイッチング素子４とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝０Ｖとなる。期間ｄは、スイッチング素子２とスイッチング素子３とがＯＮとなる期間で、対地電圧Ｖａ＝Ｖｂ＝Ｖｄｃ／２となる。
　そのため、ＰＡ側対地電圧ＶａおよびＰＢ側対地電圧Ｖｂのキャリア周期の平均は、キャリア周期における各スイッチングパターンのＰＡ側対地電圧ＶａおよびＰＢ側対地電圧Ｖｂの平均値となる。
　また、実施環境によっては、スイッチングパターンによる対地電圧Ｖａ、Ｖｂの変動で、定常的に漏れ電流が規定値を超過する恐れが有る。この原因となるのは、対地電圧がＶｄｃとなるスイッチング素子１およびスイッチング素子３がＯＮとなる状態と、対地電圧が０Ｖとなるスイッチング素子２およびスイッチング素子４がＯＮとなる状態との対地電圧変化である。
　そのような場合は、スイッチングレグＡのキャリア信号ｃａの位相と、スイッチングレグＢのキャリア信号ｃｂの位相とを互いにシフトする。これにより、スイッチング周期におけるスイッチング素子１およびスイッチング素子３がＯＮとなる状態と、スイッチング素子２およびスイッチング素子４がＯＮとなる状態の比率を調整させることができる。それにより、スイッチングパターンによる対地電圧の変動で、定常的に漏れ電流が規定値を超過するのを抑制することができる。
　即ち、キャリア生成部３３は、検出された漏れ電流実効値｜Ｉ１ｃｒｍｓ｜が漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊を超えると、これを漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊まで抑制するように、スイッチングレグＡのキャリア信号ｃａと、スイッチングレグＢのキャリア信号ｃｂとを互いに位相シフト量ｄθだけシフトする。
　ところで、スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮまたはスイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮする期間では、リアクトル５のスイッチング素子側に印加される電圧が０Ｖになる。そのため、漏れ電流を規定値に抑制する動作範囲内で、スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮまたはスイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮするスイッチングパターンを用いることで、キャリア周期の平均リアクトル電圧変化を小さくでき、リアクトル５の電流リップルを低減できるという利点もある。
　次に、図４で説明した期間ａと期間ｃとの比率を調整することで、特に、負荷インピーダンス４２、４３の変化に伴う漏れ電流の増大を効果的に抑制することができる電圧指令補正部３２について図５を参照して説明する。図５は、その内部構成例を示す図である。
　電圧指令補正部３２は、補正リミッタ演算部７１、制御器７２、補正量演算部７３および加算器７４、加算器７５を備えており、以下、各要素について説明する。
　図５において、ｄＶｏ＊は、対地電圧変化量であり、ｄＶｏ＊ｌｉｍは、対地電圧変化量ｄＶｏ＊から電圧指令の補正量を求める際のリミッタ値であり、ｄＶｏａ＊は、スイッチング素子１とスイッチング素子２とで構成されるスイッチングレグＡをＯＮ／ＯＦＦするための電圧指令補正量であり、ｄＶｏｂ＊は、スイッチング素子３とスイッチング素子４とで構成されるスイッチングレグＢをＯＮ／ＯＦＦするための電圧指令補正量である。
　図４で説明したように、スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮする期間ａの対地電圧は最高のＶｄｃであるので、この期間ａを増加させると、キャリア周期における対地電圧が増加する。また、スイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮする期間ｃの対地電圧は最低の０Ｖであるので、この期間ｃを増加させると、キャリア周期における対地電圧が減少する。
　そこで、電圧指令補正部３２は、キャリア周期におけるスイッチング素子１およびスイッチング素子３がＯＮする状態と、スイッチング素子２およびスイッチング素子４がＯＮする状態の比率を調整するように、電圧指令補正量ｄＶｏａ＊およびｄＶｏｂ＊を算出する。
　図５において、制御器７２は、漏れ電流Ｉ１ｃから対地電圧の変化を推定して、対地電圧変化量ｄＶｏ＊を算出する。対地インピーダンスの主成分は静電容量であることから、漏れ電流Ｉ１ｃの積分値が対地電圧変化量ｄＶｏ＊に相当する。そのため、制御器７２は、少なくとも積分要素を含む制御構成とする。
　前述したとおり、電圧指令の補正を行うのは、図４に示す期間ａと期間ｃとの比率を調整するためであるので、スイッチングパターンとして両期間が存在していることが前提である。この前提を確保する目的で、補正リミッタ演算部７１は、位相シフト量ｄθと瞬時電圧指令Ｖｏ＊とに基づき、対地電圧変化量ｄＶｏ＊から求める電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊に制限をかけるリミッタ値を演算するものである。
　補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍは、以下の（２）式で表される。
　ｄＶｏ＊ｌｉｍ＝（１－２×Ｔｄ／Ｔｃ）
　・（（Ｖｄｃ－｜Ｖｏ＊｜）／２）・（１－ｄθ／１８０°）
　・・・（２）
　ここで、Ｔｄは、ＰＷＭ信号のデッドタイム期間、Ｔｃは、キャリア生成部３３で生成されるキャリアの周期、Ｖｄｃは、直流電源１０の出力電圧を示す。
　（２）式右辺第３項が１となるｄθ＝０°のときは、既述したとおり、スイッチング素子Ｓ１とＳ４との波形が逆極性となり、図４の期間ａが最大となって最大限の電圧指令の補正が可能となる。同第２項は、そのときの補正可能電圧最大値、同第１項は、デッドタイムによる出力電圧減量を反映したものである。
　補正量演算部７３は、対地電圧変化量ｄＶｏ＊と補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍとに基づき以下の（３）式（４）式により、電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊を演算する。
　ｄＶｏａ＊＝ｄＶｏ＊　　　　　　　　　　　　　・・・（３）
　　［リミッタ：―ｄＶｏ＊ｌｉｍ≦ｄＶｏａ＊≦ｄＶｏ＊ｌｉｍ］
　ｄＶｏｂ＊＝－ｄＶｏ＊　　　　　　　　　　　　・・・（４）
　　［リミッタ：―ｄＶｏ＊ｌｉｍ≦ｄＶｏｂ＊≦ｄＶｏ＊ｌｉｍ］
　そして、加算器７４、７５は、以下の（５）式（６）式により、補正後電圧指令Ｖｏａ＊、Ｖｏｂ＊を演算出力する。
　Ｖｏａ＊＝Ｖｏ＊＋ｄＶｏａ＊　　　　　　　　　・・・（５）
　Ｖｏｂ＊＝Ｖｏ＊＋ｄＶｏｂ＊　　　　　　　　　・・・（６）
　次に、ＰＷＭ信号生成部３４について図６を参照して説明する。
　ＰＷＭ信号生成部３４は、コンパレータ８１、８２、論理反転回路８３、８４、遅延器８５～８８、ＡＮＤ回路８９～９２および符号反転器９３を備えている。
　図６において、スイッチング素子１のＰＷＭ信号は、キャリア生成部３３で生成されたキャリア信号ｃａと電圧指令補正部３２で補正された補正後電圧指令Ｖｏａ＊とをコンパレータ８１で比較し、更に、遅延器８５とＡＮＤ回路８９でデッドタイムＴｄを挿入することで得られるＰＷＭ信号である。スイッチング素子２のＰＷＭ信号は、コンパレータ８１で生成したＰＷＭ信号を論理反転回路８３で反転し、更に、遅延器８６とＡＮＤ回路９０とでデッドタイムＴｄを挿入することで得られるＰＷＭ信号である。
　スイッチング素子３のＰＷＭ信号は、キャリア生成部３３で生成されたキャリア信号ｃｂと符号反転器９３で符号を反転した、電圧指令補正部３２で補正された補正後電圧指令Ｖｏｂ＊とをコンパレータ８２で比較し、更に、遅延器８７とＡＮＤ回路９１でデッドタイムＴｄを挿入することにより得られるＰＷＭ信号である。スイッチング素子４のＰＷＭ信号は、コンパレータ８２で生成したＰＷＭ信号を論理反転回路８４で反転し、更に、遅延器８８とＡＮＤ回路９２でデッドタイムＴｄを挿入することにより得られるＰＷＭ信号である。
　図７は、キャリア生成部３３と電圧指令補正部３２との出力に基づき、図６に示すＰＷＭ信号生成部３４によりＰＷＭ信号を生成する動作を説明するためのタイミングチャートである。図７では簡略化のため、デッドタイムＴｄによる影響は考慮しない。
　図７では、キャリア生成部３３の位相シフト量演算部６２により、キャリア信号ｃａおよびキャリア信号ｃｂに位相差Ｔｃ（１－ｄθ／１８０°）／２が生じている。また、電圧指令補正部３２により、瞬時電圧指令Ｖｏ＊を電圧指令補正量ｄＶｏａ＊およびｄＶｏｂ＊だけ補正した補正後電圧指令Ｖｏａ＊およびＶｏｂ＊に応じてスイッチングが行われている。
　この結果、図７で示す例では、電圧指令の補正をしていない図４の場合と比較すると、対地電圧がＶｄｃの期間ａが増加し、対地電圧が０Ｖの期間ｃが減少し、キャリア周期における対地電圧の平均値が変化していることが分かる。
　但し、（２）式のところで既述したように、位相シフト量ｄθ＝１８０°の場合は、補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍ＝０Ｖとなり、本願の電圧指令補正部３２では電圧指令の補正は出来ないようにしている。これは、期間ａ、期間ｃが存在しない場合に相当し、この場合、敢えて電圧指令の補正を行うと電力変換装置としての交流出力電圧が瞬時電圧指令Ｖｏ＊と一致しなくなる。なお、ｄθ＝０°では、電圧指令０Ｖにおいて、期間ａが５０％、期間ｃが５０％となる。
　このことから、期間ａおよび期間ｃは、ｄθに依存し、その比率が（１－ｄθ／１８０°）になる（（２）式参照）。
　図８は、この実施の形態を適用した場合の漏れ電流の状況を、上述した漏れ電流Ｉ１ｃの抑制対策を、行わない比較例と比較して説明するためのタイミングチャートである。図８において、Ｖａｍは、図２におけるＰＡ点の漏れ電流に作用するＰＡ側対地電圧のキャリア周期平均値、Ｖｂｍは、図２におけるＰＢ点の漏れ電流に作用するＰＢ側対地電圧のキャリア周期平均値である。
　図８（ａ）は、定常的な漏れ電流がない場合の動作例、図８（ｂ）は、定常的な漏れ電流がある場合の動作例である。
　また、図の左右中央位置から開始される負荷対地インピーダンスの変化は、図２における負荷ＰＡ側対地インピーダンス４２と負荷ＰＢ側対地インピーダンス４３の変化であり、簡略化のためこのインピーダンス変化によるＶａｍとＶｂｍの変化は等しいとする。
　図８（ａ）の「定常的な漏れ電流なし」において、比較例では、負荷対地インピーダンス変化による対地電圧変化で、漏れ電流の実効値Ｉ１ｃｒｍｓが一時的に増加する。それに対して、本実施の形態では、負荷対地インピーダンス変化による対地電圧変化で、電圧指令補正部３２が動作し、電圧指令補正量ｄＶｏａ＊、ｄＶｏｂ＊が立ち上がり、漏れ電流実効値Ｉ１ｃｒｍｓのピークを低減している。
　また、図８（ｂ）の「定常的な漏れ電流あり」において、比較例では、定常的に過剰な漏れ電流が流れる。それに対して、本実施の形態では、キャリア生成部３３の位相シフト動作が実行され、定常的な漏れ電流を任意に設定できる漏れ電流規定値Ｉ１ｃ＊に抑制できている。
　図８（ｂ）において、負荷対地インピーダンス変化に対し、本実施の形態では、位相シフトと電圧指令補正の両者が動作し、漏れ電流を効果的に抑制していることが分かる。
　以上のように、この発明の実施の形態１による電力変換装置では、キャリア生成部３３で生成されるスイッチングレグＡのキャリア信号ｃａおよびスイッチングレグＢのキャリア信号ｃｂの位相を漏れ電流に応じて互いにシフトするとともに、電圧指令生成部３１で生成される瞬時電圧指令Ｖｏ＊を漏れ電流に応じて補正することで、漏れ電流を効率的連続的に抑制することが出来る。従来のように、キャリア周波数を高速化する必要がないので、小型低損失で安価に漏れ電流を抑制することが出来る。
　また、上記した、漏れ電流を規定値に抑制する動作範囲内で、リアクトル５に印加される電圧が小さくなるスイッチングパターン（スイッチング素子１およびスイッチング素子３が同時にＯＮまたはスイッチング素子２およびスイッチング素子４が同時にＯＮするスイッチングパターン）を用いることで、リアクトル５の電流リップルを低減し、リアクトル５の小型化が可能となる。
　なお、本実施の形態では、漏れ電流検出部８は、直流電源１０の負極と接地との間に接続したが、これに限るものではなく、直流電源１０の正極と接地との間に接続しても良い。
　上述した実施の形態１のその他の変形例について以下に説明する。
　先の実施の形態１では、直流電圧を単相の交流電圧に変換する電力変換装置の場合について説明したが、直流電圧を三相等の交流電圧に変換する電力変換装置にあっても、以上で説明した技術内容を応用することにより、同様に適用でき同等の効果を奏する。
　また、実施の形態１では、直流電源１０は、定電圧源としたがこれに限るものではなく、交流電圧または直流電圧を直流電圧に変換する装置（ＡＣ／ＤＣ変換装置またはＤＣ／ＤＣ変換装置）から出力される直流電圧であっても良い。
実施の形態２．
　以下、本発明の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
　図９は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の全体構成の一例を示す図である。
　図９に示す電力変換装置では、直流電源１０の出力電圧Ｖｄｃを計測する計測部１３を追加している。そして、この計測部１３によって測定したＶｄｃを（２）式に用いても良い。より正確な補正リミッタ値を適用することで的確な電圧指令補正動作が補償される。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (6)

  1. 複数のスイッチング素子の直列体からなる複数個のスイッチングレグを直流電源の両極間に接続し、前記各スイッチングレグの中間点から交流フィルタを介して交流負荷に接続し前記スイッチング素子をオンオフ制御することにより前記直流電源からの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流負荷に出力する電力変換部、前記直流電源の一方の極と接地との間に接続され漏れ電流を検出する漏れ電流検出部、前記交流電圧の瞬時電圧指令を生成する電圧指令生成部、前記漏れ電流を抑制するように前記スイッチング素子をオンオフ制御するための前記各スイッチングレグのキャリア信号を、その位相を互いにシフトして生成するキャリア生成部、前記漏れ電流を抑制するように検出された前記漏れ電流に基づき電圧指令補正量を演算し、前記電圧指令生成部により生成された前記瞬時電圧指令を前記電圧指令補正量により補正して前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するための補正後電圧指令を生成する電圧指令補正部、および前記キャリア生成部により生成された前記各スイッチングレグの前記キャリア信号と前記電圧指令補正部により生成された前記各スイッチングレグの前記補正後電圧指令とに基づき前記各スイッチングレグの前記スイッチング素子をオンオフ制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を備える電力変換装置。
  2. 前記キャリア生成部は、検出された前記漏れ電流の実効値が予め設定された漏れ電流規定値を超えたときに、これを前記漏れ電流規定値まで抑制するように位相シフト量を演算して、前記各スイッチングレグの前記キャリア信号を、その位相を互いに前記位相シフト量だけシフトして生成する請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記電圧指令補正部は、前記瞬時電圧指令の補正による前記漏れ電流の抑制が実効あるよう前記瞬時電圧指令と前記位相シフト量とに基づき前記電圧指令補正量を制限するための補正リミッタ値を演算する補正リミッタ演算部を備える請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記補正リミッタ演算部は、下式により前記補正リミッタ値ｄＶｏ＊ｌｉｍを演算する請求項３記載の電力変換装置。
    　ｄＶｏ＊ｌｉｍ＝
    　（１－２×Ｔｄ／Ｔｃ）・（（Ｖｄｃ－｜Ｖｏ＊｜）／２）・（１－ｄθ／１８０°）
    但し、Ｔｄは前記ＰＷＭ信号のデッドタイム期間、Ｔｃは前記キャリア信号の周期、Ｖｄｃは前記直流電源の出力電圧、Ｖｏ＊は前記瞬時電圧指令、ｄθは前記位相シフト量である。
  5. 前記直流電源の出力電圧Ｖｄｃを検出する計測部を備え、検出された前記出力電圧を用いて前記補正リミッタ値を演算するようにした請求項４記載の電力変換装置。
  6. 前記電圧指令補正部は、検出された前記漏れ電流の瞬時値に基づき対地電圧変化量を演算する制御器、および前記対地電圧変化量を前記補正リミッタ値の制限範囲内で出力することにより前記電圧指令補正量を演算する補正量演算部を備えた請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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