JP6178433B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、より特定的には、複数の３レベル変換器を多重接続した電力変換装置に関する。

近年、高圧大容量化を比較的容易に実現でき、出力高調波が少ない等の理由から、３レベル変換器が注目されている。たとえばＳＴＡＴＣＯＭ（Static Synchronous Compensator）、ＳＶＧ（Static Var Generator）あるいは自励式ＳＶＣ（Static Var Compensator）などの自励式無効電力補償装置においては、高耐圧および大定格電流を有する半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置に、中性点クランプ式の３レベル変換器を用いる構成が提案されている。

この３レベル変換器においては、従来より、スイッチングパターンにより、直流電源回路の中性点がスイッチング素子およびダイオードを介して交流ラインに接続される期間があり、この期間に中性点を流れる電流によって中性点電位が変動することが知られている（たとえば特開平７−７９５７４号公報（特許文献１），特開平７−１３５７８２号公報（特許文献２）および嶋村他、「ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７（非特許文献１）参照）。このような中性点電位の変動は、スイッチング素子への過大な印加電圧を招くおそれがある。

このような不都合を防止するための一つの方法として、非特許文献１には、直流電源回路を構成する直列接続された２つのコンデンサの直流電圧が互いに等しくなるように、２つのコンデンサの直流電圧の電圧差に応じて電力変換装置の電圧指令を補正する構成が開示されている。この非特許文献１では、２つのコンデンサの直流電圧の電圧差に基づいて生成した補償量を、必要に応じて極性変換して３レベルインバータの各相出力電圧指令に加算することにより、最終的な出力電圧指令を生成する。なお、補償量の極性変換は、３レベルインバータが出力する有効電力および無効電力と、インバータ出力周波数とに基づいて行なわれる。以下では、中性点電位の変動を抑制するための制御を「直流電圧バランス制御」と呼ぶこととする。

特開平７−７９５７４号公報 特開平７−１３５７８２号公報

嶋村他、「ＮＰＣインバータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−９１−３７

電力変換装置においては、主回路素子のスイッチング損失を低減するために、各相アームの一周期あたりのスイッチング回数をできる限り少なくすることが好ましい。その一方で、搭載されるシステムに要求される制御応答性を確保する必要がある。そこで、スイッチング損失の低減と制御応答性とを両立させる観点から、複数の３レベル変換器を多段に直列接続することで、複数の３レベル変換器の出力を重畳させる構成が検討されている。上記の構成においては、低い周波数のキャリア信号を、複数の３レベル変換器の間で互いに異なる位相とする。これにより、等価的に高いキャリア周波数の電力変換装置を実現している。

しかしながら、各３レベル変換器においては、スイッチング回数を少なくするほど、中性点を流れる電流が増えるため、中性点電位の変動が大きくなる。そのため、上述した直流電圧バランス制御が重要となってくる。一方で、従来の直流電圧バランス制御においては、無負荷もしくは軽負荷時において、３レベル変換器を流れる電流の脈動の影響により補償量の極性変換が不安定となる。そのため、中性点電位の変動を抑制する効果を十分に得られないという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、複数の３レベル変換器を多重接続した電力変換装置において、中性点電位の変動を確実に抑制することである。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源に直列に多重接続された複数の３レベル変換器と、複数の３レベル変換器の動作を制御する制御装置とを備える。複数の３レベル変換器の各々は、交流電源と、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に設けられ、直流電圧を３つの電圧値の間で変化する交流電圧に変換可能に構成される。直流正母線および直流負母線の間には、第１および第２のコンデンサが直列に接続され、かつ、第１および第２のコンデンサの接続点は直流中性点母線に接続される。制御装置は、複数の３レベル変換器の出力電圧指令を演算する演算部と、キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、直流中性点母線の電位変動に基づいてキャリア信号の位相を補正する補正部と、補正部により位相が補正されたキャリア信号を基準位相として所定量ずつ位相を遅らせることにより複数のキャリア信号を生成するとともに、出力電圧指令と複数のキャリア信号の各々とを比較することにより、複数の３レベル変換器の各々の制御指令を生成するパルス幅変調制御部とを含む。

この発明によれば、複数の３レベル変換器を多重接続した電力変換装置において、中性点電位の変動を確実に抑制することができる。

本発明の実施の形態に係る電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した３レベル変換器の構成を詳細に説明する回路図である。 図２に示す単相３レベル回路において中性点電流が流れるスイッチングパターンを示す図である。 図１に示す制御装置の機能ブロック図である。 図４に示した電圧指令演算部の機能ブロック図である。 電圧指令と５個のキャリア信号との関係を示す波形図である。 １段目キャリア信号を基準位相としたときに、各３レベル変換器から出力される電圧および直流電圧を示す波形図である。 １段目キャリア信号を基準位相とした場合の電力変換装置の出力電流、直流電圧および出力電圧をシミュレーションした結果を示す波形図である。 ３段目キャリア信号を基準位相としたときに、各３レベル変換器から出力される電圧および直流電圧を示す波形図である。 ３段目キャリア信号を基準位相とした場合の電力変換装置の出力電流、直流電圧および出力電圧をシミュレーションした結果を示す波形図である。 図４に示したキャリア位相補正部の機能ブロック図である。 キャリア信号生成部におけるキャリア信号の位相の補正を説明する図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［電力変換装置の構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の主回路構成を示す概略ブロック図である。本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、直流電源回路である平滑回路から供給される直流電力を三相交流電力に変換する。電力変換装置は、変圧器２を介して交流系統１に直列に多重接続された複数の３レベル変換器と、複数の３レベル変換器の動作を制御する制御装置１０とを備える。たとえば電力変換装置は、５台の３レベル変換器３１〜３５により構成される。以下の説明では、１台の３レベル変換器を１段と数えて、５台の３レベル変換器３１〜３５が多重に接続されて５段変換器を構成するものとする。また、５台の３レベル変換器３１〜３５を区別して称するときには、３レベル変換器３１を「１段目」とし、３レベル変換器３２を「２段目」とし、３レベル変換器３３を「３段目」とし、３レベル変換器３４を「４段目」とし、３レベル変換器３５を「５段目」と称するものとする。

平滑回路は、直流正母線５および直流負母線６の間に接続されて、直流正母線５および直流負母線６の間の電圧を平滑化する。平滑回路の正電位点Ｐは直流正母線５に接続される。平滑回路の負電位点Ｎは直流負母線６に接続される。平滑回路は、直流正母線５および直流負母線６の間に直流電力を供給する。

具体的には、平滑回路は、５台の３レベル変換器３１〜３５にそれぞれ対応して設けられた５つの平滑部により構成される。各平滑部は、直流正母線５および直流負母線６の間に直列に接続される２個のコンデンサを有している。すなわち、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列接続からなる平滑部は１段目の３レベル変換器３１に対応し、コンデンサＣ２１，Ｃ２２の直列接続からなる平滑部は２段目の３レベル変換器３２に対応し、コンデンサＣ３１，３２の直列接続からなる平滑部は３段目の３レベル変換器３３に対応し、コンデンサＣ４１，Ｃ４２の直列接続からなる平滑部は４段目の３レベル変換器３４に対応し、コンデンサＣ５１，Ｃ５２の直列接続からなる平滑部は５段目の３レベル変換器３５に対応する。各平滑部を構成する２個のコンデンサの接続点である中性点Ｃは、直流中性点母線７に共通に接続される。

３レベル変換器３１〜３５は、直流正母線５、直流中性点母線７および直流負母線６から平滑回路を介して供給される直流電力を、三相交流電力に変換する。変圧器２の一次側と交流系統１との間にはスイッチＳＷが接続される。スイッチＳＷは、図示しない上位制御装置からの信号により導通／非導通（オン／オフ）されることにより、交流系統１から電力変換装置に対する電力供給経路を導通／遮断する。

計器用変流器（Current Transformer：ＣＴ）は、交流系統１から電力変換装置に対する電力供給経路に介挿接続される。ＣＴは、交流系統１を流れる三相電流を検出し、三相電流を示す三相電流信号を制御装置１０へ出力する。計器用変圧器（Potential Transformer：ＰＴ）は、交流系統１の三相電圧を検出し、三相電圧を示す三相電圧信号を制御装置１０へ出力する。

電圧センサ８は、正側のコンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１，Ｃ４１，Ｃ５１の両端の電圧Ｅ_Ｄ１を検出して、電圧Ｅ_Ｄ１を示す信号を制御装置１０へ出力する。電圧センサ９は、負側のコンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２，Ｃ４２，Ｃ５２の両端の電圧Ｅ_Ｄ２を検出して、電圧Ｅ_Ｄ２を示す信号を制御装置１０へ出力する。以下の説明では、直流電圧Ｅ_Ｄ１を「正側直流電圧」とも表記し、直流電圧Ｅ_Ｄ２を「負側直流電圧」とも表記する。

制御装置１０は、３レベル変換器３１〜３５の動作を制御する。後に詳細に説明するが、３レベル変換器３１〜３５の各々は、半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）により構成される。スイッチング素子は、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off）サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal−Oxide−Semiconductor Field-Effect Transistor）などの自励半導体素子である。本実施の形態では、スイッチング素子としてはＧＣＴサイリスタが適用される。また、本実施の形態では、スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用する。

制御装置１０は、スイッチＳＷがオン状態のとき、ＣＴからの三相電流信号およびＰＴからの三相電圧信号を受けてＰＷＭ制御を実行する。制御装置１０は、平滑回路からの直流電力を三相交流電力に変換するように３レベル変換器３１〜３５を動作させる。制御装置１０は、ＰＷＭ制御によって、３レベル変換器３１〜３５を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ５を生成し、その生成したスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ５を３レベル変換器３１〜３５にそれぞれ出力する。

［３レベル変換器の構成］
図２は、図１に示した３レベル変換器の構成を詳細に説明する回路図である。３レベル変換器３１〜３５の各々は、図２に示す単相３レベル回路を三台用いて構成された三相インバータである。図２では、３レベル変換器３１を構成する三台の単相３レベル回路のうち、Ｕ相−Ｘ相に関する構成について代表的に示すが、Ｖ相−Ｙ相、Ｗ相−Ｚ相についても同様の構成となっている。

図２を参照して、単相３レベル回路は、直流正母線５および直流負母線６の間に並列に接続される、Ｕ相アームと、Ｘ相アームとを含む。Ｕ相アームは、スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２，Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４と、ダイオードＤ_Ｕ１，Ｄ_Ｕ２，Ｄ_Ｕ３，Ｄ_Ｕ４，Ｄ_Ｕａ，Ｄ_ｕｂとを含む。スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２，Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４の直列回路は、直流正母線５と直流負母線６との間に接続される。スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２，Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４に対して、逆並列ダイオードＤ_Ｕ１，Ｄ_Ｕ２，Ｄ_Ｕ３，Ｄ_Ｕ４がそれぞれ接続されている。結合ダイオードＤ_Ｕａは、スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２の接続点と直流中性点母線７との間に接続される。結合ダイオードＤ_Ｕｂは、スイッチング素子Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４の接続点と直流中性点母線７との間に接続される。

Ｘ相アームは、スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２，Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４と、ダイオードＤ_Ｘ１，Ｄ_Ｘ２，Ｄ_Ｘ３，Ｄ_Ｘ４，Ｄ_Ｘａ，Ｄ_Ｘｂとを含む。スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２，Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４の直列回路は、直流正母線５と直流負母線６との間に接続される。スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２，Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４に対して、逆並列ダイオードＤ_Ｘ１，Ｄ_Ｘ２，Ｄ_Ｘ３，Ｄ_Ｘ４がそれぞれ接続されている。結合ダイオードＤ_Ｘａは、スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２の接続点と直流中性点母線７との間に接続される。結合ダイオードＤ_Ｘｂは、スイッチング素子Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４の接続点と直流中性点母線７との間に接続される。

Ｕ相アームにおけるスイッチング素子Ｇ_Ｕ２，Ｇ_Ｕ３の接続点と、Ｘ相アームにおけるスイッチング素子Ｇ_Ｘ２，Ｇ_Ｘ３の接続点とは、単相３レベル回路の出力端子として交流系統に接続されている。

上記構成の単相３レベル回路においては、スイッチングパターンにより、中性点Ｃがスイッチング素子およびダイオードを介して交流系統に接続される期間がある。この期間に中性点Ｃを流れる電流（中性点電流）によって、中性点Ｃの電位が変動する。図３は、図２に示す単相３レベル回路において中性点電流が流れるスイッチングパターンを示している。図３では、各スイッチングパターンについて、中性点電流の向きを矢印で示している。Ｘ相アームからＵ相アームへ流れる電流の向きを正とし、Ｕ相アームからＸ相アームへ流れる電流の向きを負としている。

中性点Ｃから正電位点Ｐに向かって電流が流れると、正側のコンデンサＣ１１は放電モードとなり、コンデンサＣ１１の直流電圧Ｅ_Ｄ１が減少するため、中性点Ｃの電位が上昇する。または、中性点Ｃから負電位点Ｎに向かって電流が流れると、負側のコンデンサＣ１２は充電モードとなり、コンデンサＣ１２の直流電圧Ｅ_Ｄ２が増加するため、中性点Ｃの電位が上昇する。

これに対して、正電位点Ｐから中性点Ｃに向かって電流が流れると、正側のコンデンサＣ１１は充電モードとなり、直流電圧Ｅ_Ｄ１が増加するため、中性点Ｃの電位が下降する。または、負電位点Ｎから中性点Ｃに向かって電流が流れると、負側のコンデンサＣ１２は放電モードなり、直流電圧Ｅ_Ｄ２が減少するため、中性点Ｃの電位が下降する。

このように単相３レベル回路においては、スイッチングパターンによって正側および負側の直流電圧がアンバランスになることにより、中性点Ｃの電位が正または負に大きく偏ることがある。このような中性点Ｃの電位の変動はスイッチング素子への過大な電圧印加を招くおそれがある。

このような中性点電位の変動を抑制するための１つの手法として、従来より、正側および負側の直流電圧が互いに等しくなるように、正側および負側の直流電圧の電圧差に応じて電力変換装置のスイッチングを制御する、直流電圧バランス制御が検討されている（たとえば非特許文献２参照）。本実施の形態に係る電力変換装置においては、３レベル変換器３１〜３５の制御に、この直流電圧バランス制御を採用する。

（制御装置の構成）
図４は、図１に示す制御装置１０の機能ブロック図である。

図４を参照して、制御装置１０は、減算器１２，１６と、電流指令演算部１４と、電圧指令演算部１８と、ＰＷＭパルス生成部２０とを含む。制御装置１０は、位相同期（Phased Locked Loop：ＰＬＬ）回路２２と、キャリア信号生成部２４と、キャリア位相補正部２６とをさらに含む。

減算器１２には、上位の制御装置（図示せず）から、交流系統１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に印加する電圧の操作量（以下、「電圧指令」とも称する）が与えられる。減算器１２は、三相電圧指令からＰＴにより検出された三相電圧信号を減算して電圧差を出力する。

電流指令演算部１４は、減算器１２から電圧差を受けて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電流指令を生成する。たとえば電流指令演算部は、電圧差を比例演算または比例積分演算することにより三相電流指令を生成する。

減算器１６は、電流指令演算部１４により生成された三相電流指令からＣＴにより検出された三相電流信号を減算して電流差を出力する。

電圧指令演算部１８は、減算器１６により算出された電流差、ＣＴが検出した三相電流信号、およびＰＴが検出した三相電圧信号を受ける。電圧指令演算部１８はさらに、電圧センサ８が検出した正側直流電圧Ｅ_Ｄ１と、電圧センサ９が検出した負側直流電圧Ｅ_Ｄ２とを受ける。電圧指令演算部１８は、これらの入力信号に基づいて三相電圧指令を演算する。

図５は、図４に示した電圧指令演算部１８の機能ブロック図である。
図５を参照して、電圧指令演算部１８は、電流制御部４０と、加算器４２，４４，４６と、コンデンサ電圧バランス制御回路１８０とを含む。電流制御部４０は、減算器１６により算出された電流差（三相電流指令とＣＴにより検出された電流との差）がゼロとなるように交流系統１に印加すべき電圧として、三相電圧指令Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊を生成する。電流制御部４０は、たとえば電流差を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより三相電圧指令Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊を生成する。

コンデンサ電圧バランス制御回路１８０は、電圧センサ８が検出した正側直流電圧Ｅ_Ｄ１と電圧センサ９が検出した負側直流電圧Ｅ_Ｄ２との電圧差（Ｅ_Ｄ１−Ｅ_Ｄ２）に基づいて、直流電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２のアンバランスを解消するための補償量ＢＩ２を生成する。生成された補償量ＢＩ２は、電流制御部４０からの三相電圧指令Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊の各々に加算される。これにより、最終的な三相電圧指令Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊が生成される。

具体的には、コンデンサ電圧バランス制御回路１８０は、減算器６０，６４と、一次遅れフィルタ６２と、帰還係数Ｋ_ＤＩ，Ｋ_ＡＩと、加算器７０と、極性反転部７２と、ＰＱ検出部５２と、極性判断部５４と、切替部７４とを含む。

減算器６０は、電圧センサ８が検出した正側直流電圧Ｅ_Ｄ１から電圧センサ９が検出した負側直流電圧Ｅ_Ｄ２を減算して電圧差Ｅ_Ｄ（＝Ｅ_Ｄ１−Ｅ_Ｄ２）を出力する。１次遅れフィルタ６２は、入力された電圧差Ｅ_Ｄを時間軸方向に平滑化することにより直流成分Ｅ_ＤＩを生成する。減算器６４は、電圧差Ｅ_Ｄと直流成分Ｅ_ＤＩとの偏差から交流成分Ｅ_ＡＩを生成する。

直流成分Ｅ_ＤＩおよび交流成分Ｅ_ＡＩに帰還係数Ｋ_ＤＩ，Ｋ_ＡＩをそれぞれ掛けたものを加算器７０で加算することにより、補償量ＢＩ１が生成される。極性反転部７２は、補償量ＢＩ１の極性を反転させる。

ＰＱ検出部５２は、交流系統１の三相電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗおよび三相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに基づいて、電力変換装置が出力する有効電力Ｐおよび無効電力Ｑを検出する。極性判断部５４は、電力変換装置の有効電力Ｐおよび無効電力Ｑと、電流制御部４０からの電力変換装置の出力周波数とに基づき、極性切替信号を生成する。

切替部７４は、極性判断部５４により生成された極性切替信号に従って、補償量ＢＩ１および極性が反転された補償量（−ＢＩ１）のいずれか一方を選択する。このようにして、補償量ＢＩの極性を必要に応じて反転することにより、最終的な補償量ＢＩ２が生成される。生成された補償量ＢＩ２は、加算器４２，４４，４６によって三相電圧指令Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊の各々に加算される。

以上のようにして、電圧指令演算部１８は、正側直流電圧Ｅ_Ｄ１と負側直流電圧Ｅ_Ｄ２との電圧差（Ｅ_Ｄ１−Ｅ_Ｄ２）に基づいて生成された補償量ＢＩ２を用いて三相電圧指令Ｖ_ｕ１ ^＊，Ｖ_ｖ１ ^＊，Ｖ_ｗ１ ^＊を補正することにより、最終的な三相電圧指令Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊を生成する。電圧指令演算部１８は、生成した三相電圧指令Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊をＰＷＭパルス生成部２０へ出力する。

再び図４に戻って、ＰＷＭパルス生成部２０は、電圧指令演算部１８により生成された三相電圧指令Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊に基づいて、３レベル変換器３１〜３５に含まれるスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ５を生成する。なお、図４には、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ５のうち、１段目の３レベル変換器３１を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１が代表的に示されている。

ＰＬＬ回路２２は、ＰＴにより検出される交流系統１の三相電圧から各相電圧の位相θを検出する。キャリア信号生成部２４は、ＰＬＬ回路２２により検出された位相θに基づいて交流系統１の周波数を演算する。そして、キャリア信号生成部２４は、交流系統１の周波数に基づいて、ＰＷＭ制御で使用されるキャリア信号の周波数を演算し、その演算した周波数のキャリア信号を発生する。なお、キャリア信号は、三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。また、交流系統１の周波数に対するキャリア信号の周波数の比を６倍とする。これにより、ＰＷＭ制御において、電圧指令の１周期に含まれるキャリア信号のパルス数は６個に制御される。

ＰＷＭパルス生成部２０は、キャリア信号生成部２４により生成されたキャリア信号を用いて、５台の３レベル変換器３１〜３５のそれぞれに対応させた５個のキャリア信号を生成する。これら５個のキャリア信号は互いに位相差を有している。図６は、電圧指令と５個のキャリア信号との関係を示す波形図である。

図６を参照して、１段目キャリア信号は、１段目の３レベル変換器３１に含まれる単相３レベル回路のスイッチング制御信号Ｓ１の生成に用いられる。１段目キャリア信号は、ゼロから正の最大値で変化するＵ相三角波と、ゼロから負の最大値で変化するＸ相三角波とからなる。１段目キャリア信号のゼロクロス点は、電圧指令のゼロクロス点に一致している。ＰＷＭパルス生成部２０は、この１段目キャリア信号を「基準位相」として、残りの４つのキャリア信号を生成する。

２段目キャリア信号は、２段目の３レベル変換器３２に含まれる単相３レベル回路のスイッチング制御信号Ｓ２の生成に用いられる。２段目キャリア信号は、Ｕ相三角波とＸ相三角波とからなる。２段目キャリア信号は、１段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。

３段目キャリア信号は、３段目の３レベル変換器３３に含まれる単相３レベル回路のスイッチング制御信号Ｓ３の生成に用いられる。３段目キャリア信号は、Ｕ相三角波とＸ相三角波とからなる。３段目キャリア信号は、２段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。

４段目キャリア信号は、４段目の３レベル変換器３４に含まれる単相３レベル回路のスイッチング制御信号Ｓ４の生成に用いられる。４段目キャリア信号は、Ｕ相三角波とＸ相三角波とを含む。４段目キャリア信号は、３段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。

５段目キャリア信号は、５段目の３レベル変換器３４に含まれる単相３レベル回路のスイッチング制御信号Ｓ５の生成に用いられる。５段目キャリア信号は、Ｕ相三角波とＸ相三角波とからなる。５段目キャリア信号は、４段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。

このようにしてＰＷＭパルス生成部２０は、電圧指令とゼロクロス点が一致するキャリア信号を基準位相とし、この基準位相に対して所定量θｓずつ位相を遅らせることにより合計５個のキャリア信号を生成する。

ＰＷＭパルス生成部２０は、三相電圧指令Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊と５個のキャリア信号との高低をそれぞれ比較することにより、３レベル変換器３１〜３５のスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ５を生成する。

図７は、１段目キャリア信号を基準位相としたときに、３レベル変換器３１〜３５の各々から出力される電圧および直流電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２を示す波形図である。図７では、単相３レベル回路（図２）から出力されるＵ相電圧およびＸ相電圧を代表的に示している。

図７を参照して、単相３レベル回路においては、電圧指令とＵ相三角波およびＸ相三角波との高低が比較され、その比較結果に基づいてスイッチング素子のオンオフの組合せが決定される。

１段Ｕ相三角波は、電圧指令の６倍の周波数を有し、電圧指令に同期した信号である、１段Ｕ相三角波の最小値は０Ｖであり、その最大値は電圧指令の正のピーク電圧よりも高い。１段Ｘ相三角波は、１段Ｕ相三角波と同相の信号であり、１段Ｘ相三角波の最小値は電圧指令の負のピーク電圧よりも低く、その最大値は０Ｖである。

電圧指令が１段Ｕ相三角波のレベルよりも高い期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４がオフされる。電圧指令が１段Ｕ相三角波のレベルの間にある期間は、スイッチング素子ＧＵ２がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４がオフされる。電圧指令が１段Ｘ相三角波のレベルの間にある期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｕ３がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２，Ｇ_Ｕ４がオフされる。電圧指令が１段Ｘ相三角波のレベルよりも低い期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｕ３，Ｇ_Ｕ４がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｕ１，Ｇ_Ｕ２がオフされる。

電圧指令の符号を反転させたものが１段Ｘ相三角波のレベルよりも低い期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２がオフされる。電圧指令の符号を反転させたものが１段Ｘ相三角波のレベルの間にある期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｘ３がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２，Ｇ_Ｘ４がオフされる。電圧指令の符号を反転させたものが１段Ｕ相三角波のレベルの間にある期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｘ２がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４がオフされる。電圧指令の符号を反転させたものが１段Ｕ相三角波のレベルよりも高い期間は、スイッチング素子Ｇ_Ｘ１，Ｇ_Ｘ２がオンされ、スイッチング素子Ｇ_Ｘ３，Ｇ_Ｘ４がオフされる。

以上のようにしてスイッチング素子がオンオフされるとき、単相３レベル回路においては、図３に示したような中性点Ｃがスイッチング素子およびダイオードを介して交流系統に接続される期間が生じる。これにより、図７に示すように、中性点Ｃを流れる電流（中性点電流）によって中性点Ｃの電位が上昇するスイッチングパターン（図中の中性点電位上昇パターンに相当）と、中性点電流によって中性点Ｃの電位が下降するスイッチングパターン（図中の中性点電位下降パターンに相当）とが生じる。

３レベル変換器３１〜３５の各々において、電圧指令とキャリア信号（Ｕ相三角波、Ｘ相三角波）との高低が比較され、その比較結果に応じてスイッチング素子がオンオフの組合わせが決定される。その結果、３レベル変換器３１〜３５の各々において、中性点Ｃの電位が上昇するスイッチングパターンと中性点Ｃの電位が下降するスイッチングパターンとが生じる。この結果、電力変換装置全体としてみたときに、図７の最下段に示すように、電圧指令の１周期の間に中性点Ｃの電位が上昇する期間と中性点Ｃの電位が下降する期間とが生じる。

図８は、１段目キャリア信号を基準位相とした場合の電力変換装置の出力電流、直流電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２および出力電圧をシミュレーションした結果を示す波形図である。図８のシミュレーションは、電力変換装置の３レベル変換器３１〜３５の各々が図７に示した動作を行なった場合を想定している。

図８を参照して、正側直流電圧Ｅ_Ｄ１と負側直流電圧Ｅ_Ｄ２とを比較すると、負側直流電圧Ｅ_Ｄ２が正側直流電圧Ｅ_Ｄ１よりも高くなっており、正側および負側の直流電圧にアンバランスが生じている。このため、中性点Ｃの電位が正に偏ってしまい、スイッチング素子への過大な電圧印加を招くおそれがある。

また、上述したように、コンデンサ電圧バランス制御回路１８０（図５）においては、出力電流の極性の変化に応じて補償量ＢＩ１の極性が切り替えられるが、出力電流の脈動の影響を受けて出力電圧の波形に歪みが生じている。

図９は、３段目キャリア信号を基準位相としたときに、３レベル変換器３１〜３５の各々から出力される電圧および直流電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２を示す波形図である。図９では、単相３レベル回路（図２）から出力されるＵ相電圧およびＸ相電圧を代表的に示している。

図９においては、１段目キャリア信号に代えて、図示しない３段目キャリア信号のゼロクロス点と電圧指令のゼロクロス点とが一致している。そして、この３段目キャリア信号を基準位相として、残りの４つのキャリア信号が生成される。具体的には、４段目キャリア信号は、３段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。５段目キャリア信号は、４段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。１段目キャリア信号は、５段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。２段目キャリア信号は、１段目キャリア信号の位相を所定量θｓだけ遅らせた信号である。

図７で説明したのと同様に、単相３レベル回路においては、電圧指令とＵ相三角波およびＸ相三角波との高低が比較され、その比較結果に基づいてスイッチング素子のオンオフの組合わせが決定される。そして、スイッチング素子がオンオフされるとき、中性点Ｃがスイッチング素子およびダイオードを介して交流系統に接続される期間が生じることにより、中性点Ｃの電位が上昇するスイッチングパターンと、中性点Ｃの電位が下降するスイッチングパターンとが生じる。

３レベル変換器３１〜３５の各々において、上記の中性点Ｃの電位が上昇するスイッチングパターンと、中性点Ｃの電位が下降するパターンとが生じるため、電力変換装置全体としてみたときに、図９の最下段に示すように、電圧指令の１周期の間に中性点Ｃの電位が上昇する期間と中性点Ｃの電位が下降する期間とが生じている。

図１０は、３段目キャリア信号を基準位相とした場合の電力変換装置の出力電流、直流電圧Ｅ_Ｄ１，Ｅ_Ｄ２および出力電圧をシミュレーションした結果を示す波形図である。このシミュレーションは、電力変換装置の３レベル変換器３１〜３５の各々が図９に示した動作を行なった場合を想定している。

図１０を参照して、正側直流電圧Ｅ_Ｄ１と負側直流電圧Ｅ_Ｄ２とはほぼ等しい電圧となっており、これら２つの直流電圧の間にアンバランスが生じていない。また、出力電流の脈動が小さくなっているため、出力電流の極性の変化に伴なう出力電圧の波形の歪みも抑制されている。

ここで、図７および図８に示した１段目キャリア信号を基準位相とした場合と、図９および図１０に示した３段目キャリア信号を基準位相とした場合とを比較すると、１段目キャリア信号を基準位相とした場合よりも、３段目キャリア信号を基準位相とした場合の方が、正側直流電圧Ｅ_Ｄ１および負側直流電圧Ｅ_Ｄ２の間のアンバランスが低減されている。すなわち、直流電圧バランス制御において、キャリア信号の位相が中性点の電位に大きく影響していることが分かる。

そこで、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、直流電圧バランス制御において、中性点電位の変動に応じてキャリア信号の位相を調整する。具体的には、制御装置１０は、正側直流電圧Ｅ_Ｄ１と負側直流電圧Ｅ_Ｄ２とがバランスするように、キャリア信号の基準位相を補正する。

再び図４を参照して、制御装置１０は、キャリア信号の基準位相を補正するための構成として、キャリア位相補正部２６を備える。キャリア位相補正部２６は、電圧センサ８が検出したコンデンサＣ１１の直流電圧Ｅ_Ｄ１および電圧センサ９が検出したコンデンサＣ１２の直流電圧Ｅ_Ｄ２に応じて基準位相の補正量Δθを算出し、算出した補正量Δθをキャリア信号生成部２４へ出力する。

図１１は、図４に示したキャリア位相補正部２６の機能ブロック図である。
図１１を参照して、キャリア位相補正部２６は、減算器２６０と、ＰＩ演算部２６２とを含む。減算器２６０は、電圧センサ８が検出したコンデンサＣ１１の直流電圧Ｅ_Ｄ１から電圧センサ９が検出したコンデンサＣ１２の直流電圧Ｅ_Ｄ２を減算して電圧差Ｅ_Ｄ（＝Ｅ_Ｄ１−Ｅ_Ｄ２）を出力する。

ＰＩ演算部２６２は、電圧差Ｅ_Ｄを比例積分演算することにより補正量Δθを算出する。ＰＩ演算部２６２は、図９に示したような、電圧差Ｅ_Ｄがゼロとなるようなキャリア信号と電圧指令との位相関係を実現するための補正量Δθを算出する。

キャリア信号生成部２４は、ＰＬＬ回路２２により検出された位相θに基づいてキャリア信号を生成すると、生成したキャリア信号の位相を補正量Δθだけシフトさせる。

図１２は、キャリア信号生成部２４におけるキャリア信号の位相の補正を説明する図である。

上述したように、キャリア信号生成部２４は、ＰＬＬ回路２２により検出された位相θに基づいて交流系統の周波数を演算し、交流系統の周波数を整数倍（たとえば６倍）した周波数のキャリア信号を発生する。図１２の上段に示すように、生成されたキャリア信号のゼロクロス点は、電圧指令のゼロクロス点と一致している。

キャリア信号生成部２４は、図１２の下段に示すように、このキャリア信号の位相を補正量Δθだけシフトさせる。キャリア信号生成部２４は、補正後のキャリア信号をＰＷＭパルス生成部２０へ出力する。

ＰＷＭパルス生成部２０は、補正後のキャリア信号を用いて、５台の３レベル変換器３１〜３５のそれぞれに対応させた５個のキャリア信号を生成する。ＰＷＭパルス生成部２０は、補正後のキャリア信号を１段目キャリア信号とする。図１２の下段には、１段目キャリア信号である１段目Ｕ相三角波および１相Ｘ相三角波が示されている。ＰＷＭパルス生成部２０は、この１段目キャリア信号を基準位相として、残りの４つのキャリア信号を生成する。そして、ＰＷＭパルス生成部２０は、三相電圧指令Ｖ_ｕ２ ^＊，Ｖ_ｖ２ ^＊，Ｖ_ｗ２ ^＊と５個のキャリア信号との高低をそれぞれ比較することにより、３レベル変換器３１〜３５のスイッチング素子のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ５を生成する。

以上説明したように、本発明の実施の形態に係る電力変換装置によれば、複数の３レベル変換器を多重接続した電力変換装置において、正側直流電圧と負側直流電圧との電圧差に応じてキャリア信号の基準位相を補正することにより、正側直流電圧と負側直流電圧とをバランスさせることができる。これにより、直流電圧バランス制御の実効性が高められるため、中性点電位の変動を確実に抑制することができる。

今回開示された実施の形態はすべて例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の適用は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 交流系統、２ 変圧器、５ 直流正母線、６ 直流負母線、７ 直流中性点母線、８，９ 電圧センサ、１０ 制御装置、１２，１６ 減算器、１４ 電流指令演算部、１８ 電圧指令演算部、２０ ＰＷＭパルス生成部、２２ ＰＬＬ回路、２４ キャリア信号生成部、２６ キャリア位相補正部、３１〜３５ ３レベル変換器、ＳＷ スイッチ、ＣＴ 計器用変流器、ＰＴ 計器用変圧器。

Claims (2)

1. 交流電源に直列に多重接続された複数の３レベル変換器と、
   前記複数の３レベル変換器の動作を制御する制御装置とを備え、
   前記複数の３レベル変換器の各々は、前記交流電源と、直流正母線、直流負母線および直流中性点母線との間に設けられ、直流電圧を３つの電圧値の間で変化する交流電圧に変換可能に構成され、
   前記直流正母線および前記直流負母線の間には、第１および第２のコンデンサが直列に接続され、かつ、前記第１および第２のコンデンサの接続点は前記直流中性点母線に接続され、
   前記制御装置は、
   前記複数の３レベル変換器の出力電圧指令を演算する演算部と、
   キャリア信号を生成するキャリア信号生成部と、
   前記直流中性点母線の電位変動に基づいて前記キャリア信号の位相を補正する補正部と、
   前記補正部により位相が補正された前記キャリア信号を基準位相として所定量ずつ位相を遅らせることにより複数のキャリア信号を生成するとともに、前記出力電圧指令と前記複数のキャリア信号の各々とを比較することにより、前記複数の３レベル変換器の各々の制御指令を生成するパルス幅変調制御部とを含む、電力変換装置。
2. 前記補正部は、前記第１のコンデンサの両端の電圧と前記第２のコンデンサの両端の電圧との電圧差に基づいて、前記キャリア信号の位相の補正量を演算する、請求項１に記載の電力変換装置。

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