JP5624792B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換システムに関する。具体的には、単位セルをカスケードに接続した電力変換システムに関する。
非特許文献１は、オン・オフ制御が可能なスイッチング素子（Insulated-gate bipolar transistor：ＩＧＢＴなど）を使用し、該スイッチング素子の耐圧を超える高電圧を出力できる電力変換装置の一方式として、カスケード・マルチレベル変換器（ＣＭＣ）を提案している。
ＣＭＣは、直流コンデンサに接続された双方向チョッパ回路やフルブリッジ回路を単位セルとして、その入出力端子をカスケードに接続した変換器である。ＣＭＣは、単位セルのＰＷＭ制御用搬送波の位相を単位セル毎にずらすことにより、出力電圧高調波を抑制できるという特徴を持つ。前記ＣＭＣは無効電力出力装置や有効電力貯蔵装置等の系統連系電圧型変換器として使用できることが知られている。
該カスケードマルチレベル変換器は単位セルごとに直流コンデンサを有しており、前述のように、カスケードマルチレベル変換システムは単位セルごとに等間隔で搬送波をずらして、高調波を抑制すると共に、各単位セルの直流コンデンサ電圧を均等化する必要がある。しかし、各単位セルの電圧指令値を同じにして各単位セルの搬送波をずらすと直流コンデンサ電圧がアンバランスになってしまうという問題があった。
本発明の目的は、単位セルごとに搬送波をずらして高調波を抑制するカスケードマルチレベル変換システムにおいて直流コンデンサのアンバランスが生じにくい電力変換システムを提供することを目的とする。
発明者らの検討によると、直流コンデンサ電圧がアンバランスになる原因の一つは各単位セルをＰＷＭ制御するときに、ＰＷＭ制御の電圧指令値と、各単位セルの出力電圧パルスの基本波成分の振幅と位相が異なったものになってしまうことが原因である。
ＰＷＭによる該振幅と位相のずれをフィードフォアードで補正することにより、直流コンデンサ電圧のアンバランスを生じにくくすることができる。
カスケードマルチレベル変換システムの各単位セルの直流コンデンサの直流電圧がアンバランスしずらいカスケードマルチレベル変換システムを実現できる。
以下、実施例を説明する。
本発明を実施する第１の形態について説明する。
実施例１では、ＣＭＣ（カスケード・マルチレベル・コンバータ）を例として、本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態を表した回路図である。まず、図１を用いて、本発明の電力変換器システム１０１の構成を説明する。
本発明の電力変換器システム１０１は、電力変換器１０５，アームリアクトル２０１（２０１Ｕ〜２０１Ｗ），遮断機２０２，セル初充電回路２５２で構成される。アームリアクトル２０１は連系インピーダンスとして機能し、連系トランスで代用しても良い。
電力変換器１０５は３個のカスケードアーム１１３（１１３Ｕ〜１１３Ｗ）で構成される。
カスケードアーム１１３は、単位セル１２０がカスケードに接続された構造であり、該単位セル１２０は、図３のようなフルブリッジ１２０Ｆで構成される。該単位セル１２０は図４のようなチョッパ１２０Ｃでも構成してもよいが、フルブリッジ１２０Ｆの方が正負電圧を出力でき、制御性が高いので、以下、フルブリッジ回路１２０Ｆを単位セル１２０に用いた構成を例にとり説明する。
該フルブリッジ回路１２０ＦはＩＧＢＴレッグ４１１（４１１Ｌ，４１１Ｒ）を２並列にして、直流コンデンサ４０６と接続した構成である。各ＩＧＢＴレッグ４１１は、ＩＧＢＴ並列体４０２（４０２Ｐ，４０２Ｎ）を直列に接続した構成である。ＩＧＢＴ並列体４０２ＰとＩＧＢＴ並列体４０２Ｎの接続部に入出力端子４００（４００Ｌ，４００Ｒ）を設け、原則、各単位セルの入出力端子４００同士がカスケード接続される。
より、詳細に記載すると、カスケードアーム１１３（１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗ）の両端の端子（６０２Ｕ〜Ｗ，６０３Ｕ〜Ｗ）以外の各単位セル１２０の出力端子４００Ｎは他の単位セルの出力端子４００Ｐに、各単位セルの出力端子４００Ｐは他の単位セルの出力端子４００Ｎに接続される。
各カスケードアーム１１３（１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗ）の一方の端子６０２（６０２Ｕ〜６０２Ｗ）は該接続点６００Ｎ互いにスター接続される。各カスケードアーム１１３（１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗ）の他方の端子６０３（６０３Ｕ〜６０３Ｗ）はそれぞれ、アームリアクトル２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｐ）と電気的に接続される。
また、アームリアクトル２０１（２０１Ｕ，２０１Ｖ，２０１Ｐ）は三相電力系統１００などの交流電圧源に接続される。アームリアクトル２０１と三相電力系統１００との接続点のことを連系点６５０（６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ）と呼ぶ。
次に、本発明の電力変換器システム１０１の動作について説明する。
まず、電力変換器システム１０１を構成する電力変換器１０５の各相の出力電圧について説明する。但し、特に断らない限り、電力変換器システム１０１の接続点６００Ｎを基準電位とする。連系点６５０（６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ）の電位を電力変換器１０５の各相出力電圧と定義する。
また、接続点６０３（６０３Ｕ，６０３Ｖ，６０３Ｗ）の電位を内側カスケード電圧Ｖ１１３（Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗ）と定義する。
本発明の電力変換器システム１０１の通常動作を説明する。
本電力変換器システム１０１と三相電力系統１００間の融通電力は、該電力変換システムの内側カスケード電圧の振幅と位相を系統電圧を基準に調整することにより制御できる。
一方、内側カスケード電圧は次のように制御できる。
電力変換器システム１０１の各カスケードアーム１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗの入出力端子間（６００Ｎと６０３Ｕ間、６００Ｎと６０３Ｖ間、６００Ｎと６０３Ｗ間）に印加される電圧は、各カスケードアーム１１３Ｕ，１１３Ｖ，１１３Ｗを構成する各単位セル１２０の出力電圧の合成電圧である。したがって、内側カスケード電圧Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗは各カスケードアームの各単位セル１２０の出力電圧により制御できる。
内側カスケード電圧Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗは、電力変換器１０５の出力電圧に相当するので、内側カスケード電圧Ｖ１１３Ｕ，Ｖ１１３Ｖ，Ｖ１１３Ｗを制御することにより、三相電力系統１００と本電力変換器システム１０１の間の電力融通量を制御できる。単位セル１２０の出力電圧は各ＩＧＢＴレッグ４１１をＰＷＭ制御することにより制御するので、各単位セルの直流コンデンサ４０６を所定の電圧に制御する必要がある。
図２に単位セルの直流コンデンサ電圧が一定であるときのＰＷＭの搬送波８８１、所望の正弦波電圧指令値８８２，ＰＷＭパルス８８３とＰＷＭパルス８８３の基本波成分８８４を示す。通常、電力変換システムは所定の制御周期で制御することから、搬送波と比較するＰＷＭ用の電圧指令値は前記所定の時間ごとに更新されて、離散的な電圧指令値となる。前記条件では、ＰＷＭパルスの基本波成分８０４の位相・振幅は電圧指令値８８２の位相・振幅と異なってしまう。
カスケードマルチレベル電力変換器システム１０１は単位セル１２０の数が増えると、高調波抑制の観点からは搬送波周波数を小さくできるので、所望の正弦波電圧指令８０２とＰＷＭパルス８８３の基本波成分８８４との位相・振幅のずれがより大きくなる。
単位セル１２０への入出電力は単位セル１２０の直流コンデンサ４０６の充放電電力となるので、ＰＷＭパルス８８３の基本波成分８８４の位相や振幅がずれると直流コンデンサ４０６の直流電圧に大きく影響する。
次に、本発明のポイントについて説明する。搬送波８８１周波数と制御周期が固定であれば、ＰＷＭパルス８８３の基本波成分８８４と該電圧指令値８８２との振幅や位相のずれは、電圧指令値８８２の変調率と該電圧指令値８８２と搬送波８８１との位相差により決まる。そこで、電圧指令値の変調率と位相毎に、変調率と位相補正値をテーブルとして準備して、電力変換システムの運転時に補正する。
図５に本発明の電力変換システムの電圧指令値作成の主要ロジックを示す。
まず、図示されていない電流制御などで決まる単位セル電圧位相指令値７０１と単位セル電圧振幅指令値７０２を元に、位相・振幅偏差値テーブル７１１で、電圧位相補正値８０１，電圧位相補正値８０２を出力して、各単位セルの単位セル電圧位相指令値７０１と各単位セル電圧振幅指令値７０２に加算して、電圧指令値振幅値と電圧指令位相値を補正する。次に電圧指令波形作成ブロック７１５で電圧指令波形を合成して、ＰＷＭブロック７２１でＰＷＭを行い単位セルの各ＩＧＢＴ４５１をオンオフ制御することにより、各単位セル１２０の出力電圧の基本波成分８８４は所望の電圧を出力できる。
なお、図６のように、位相補正値テーブル７１２で修正後の位相，振幅値を直接出力したり、図示はしていないが、修正後の電圧指令を直接出力してもよい。
以上により、各単位セル１２０は所定のＰＷＭパルスの基本波成分８８４を出力できるので、各単位セル１２０の直流コンデンサ４０６の電圧アンバランスを抑制できる。
第１の実施例はテーブルを参照することにより、電圧指令値を補正したが、本実施例では、演算処理により電圧指令値を補正することを特徴とする。
具体的には、キャリア周期内で、正弦波電圧指令８０２とＰＷＭパルス８０３の平均値が等しくなるようなＰＷＭ用の電圧指令値を演算するロジックを有することを特徴とする。
より具体的には、事前に電圧指令値の制御周期内の正弦波電圧指令８０２の平均値を演算して、その制御周期内では、該平均値をＰＷＭ電圧指令値とすればよい。
図７は本実施例の電力変換システムの電圧指令値作成の主要ロジックを示す。
まず、図示されていない電流制御などで決まる単位セル電圧位相指令値７０１と単位セル電圧振幅指令値７０２を元に、制御周期内電圧指令平均値演算ブロック７１９で各制御周期内での電圧指令値の平均値を演算して出力し、ＰＷＭブロック７２１で搬送波７２０と比較して、ゲートパルス７４０ＣＰ〜７４０ＤＰを出力する。
各制御周期内でＰＷＭパルス８０３と元の電圧指令値正弦波８０２が同じ電圧になるので、制御周波数が基本波周波数の整数倍であれば、ＰＷＭパルスの正弦波基本波成分８０４と正弦波電圧指令値８０２は大略等しくなり、各単位セル１２０の直流コンデンサ電圧のアンバランスの発生を抑制できる。
各制御周期内でＰＷＭパルス８０３と元の電圧指令値正弦波８０２が同じ電圧になるので、制御周波数が基本波周波数の整数倍であれば、ＰＷＭパルスの正弦波基本波成分８０４と正弦波電圧指令値８０２は大略等しくなり、各単位セル１２０の直流コンデンサ電圧のアンバランスの発生を抑制できる。
本発明は、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）やBack−to−Backシステム（周波数変換装置など），直流送電システム（ＨＶＤＣ），モータドライブなどに利用可能である。
１００ 三相電力系統
１０１ 電力変換器システム
１０２ 連系変圧器
１０２Ｃ 可変電圧変圧器
１０５ 電力変換器
１１３Ｕｐ，１１３Ｖｐ，１１３Ｗｐ，１１３Ｕｎ，１１３Ｖｎ，１１３Ｗｎ カスケードレッグ
１２０ 単位セル
１２１Ｃ 双方向チョッパ
１２１Ｆ フルブリッジ回路
２０１Ｕｐ，２０１Ｖｐ，２０１Ｗｐ，２０１Ｕｎ，２０１Ｖｎ，２０１Ｗｎ アームリアクトル
２０２ 遮断機
２５０ 可変直流電圧源
２５１ コンタクタ
２５２ 初充電回路
４００Ｐ，４００Ｎ，４００Ｌ，４００Ｒ 単位セル出力端子
４０２Ｐ，４０２Ｎ ＩＧＢＴ並列体
４０６ 直流コンデンサ
４１１，４１１Ｌ，４１１Ｒ ＩＧＢＴレッグ
４５１ ＩＧＢＴ
４５２ ダイオード
６００Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｐの高圧側端子
６００Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｐの高圧側端子
６００Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｐの高圧側端子
６０２Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｐの低圧側端子
６０２Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｐの低圧側端子
６０２Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｐの低圧側端子
６０３Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｎの高圧側端子
６０３Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｎの高圧側端子
６０３Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｎの高圧側端子
６０４Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｎの低圧側端子
６０４Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｎの低圧側端子
６０４Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｎの低圧側端子
６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ 電力変換器１０５のＵ相入出力端子
７０１ 単位セル電圧位相指令値
７０２ 単位セル電圧振幅指令値
７１９ 制御周期内電圧指令値平均値演算ブロック
７２０ 搬送波
７２１ ＰＷＭブロック
７４０ＣＰ，７４０ＣＮ，７４０ＤＰ，７４０ＤＮ ゲートパルス出力
１０１ 電力変換器システム
１０２ 連系変圧器
１０２Ｃ 可変電圧変圧器
１０５ 電力変換器
１１３Ｕｐ，１１３Ｖｐ，１１３Ｗｐ，１１３Ｕｎ，１１３Ｖｎ，１１３Ｗｎ カスケードレッグ
１２０ 単位セル
１２１Ｃ 双方向チョッパ
１２１Ｆ フルブリッジ回路
２０１Ｕｐ，２０１Ｖｐ，２０１Ｗｐ，２０１Ｕｎ，２０１Ｖｎ，２０１Ｗｎ アームリアクトル
２０２ 遮断機
２５０ 可変直流電圧源
２５１ コンタクタ
２５２ 初充電回路
４００Ｐ，４００Ｎ，４００Ｌ，４００Ｒ 単位セル出力端子
４０２Ｐ，４０２Ｎ ＩＧＢＴ並列体
４０６ 直流コンデンサ
４１１，４１１Ｌ，４１１Ｒ ＩＧＢＴレッグ
４５１ ＩＧＢＴ
４５２ ダイオード
６００Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｐの高圧側端子
６００Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｐの高圧側端子
６００Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｐの高圧側端子
６０２Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｐの低圧側端子
６０２Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｐの低圧側端子
６０２Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｐの低圧側端子
６０３Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｎの高圧側端子
６０３Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｎの高圧側端子
６０３Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｎの高圧側端子
６０４Ｕ カスケードレッグ１１３Ｕｎの低圧側端子
６０４Ｖ カスケードレッグ１１３Ｖｎの低圧側端子
６０４Ｗ カスケードレッグ１１３Ｗｎの低圧側端子
６５０Ｕ，６５０Ｖ，６５０Ｗ 電力変換器１０５のＵ相入出力端子
７０１ 単位セル電圧位相指令値
７０２ 単位セル電圧振幅指令値
７１９ 制御周期内電圧指令値平均値演算ブロック
７２０ 搬送波
７２１ ＰＷＭブロック
７４０ＣＰ，７４０ＣＮ，７４０ＤＰ，７４０ＤＮ ゲートパルス出力
Claims (1)
- 単位セルをカスケードに接続した構成を有する電力変換システムにおいて、前記単位セルはスイッチング素子とコンデンサを有し、前記単位セルは、電圧指令値と搬送波を比較してＰＷＭパルスを生成して前記スイッチング素子をオン/オフすることで前記コンデンサを充放電するものであって、電圧指令値の変調率及び電圧指令値と搬送波の位相差に応じた変調率補正値と位相補正値を記憶したテーブルと、電圧指令値の変調率及び搬送波との位相差に応じて前記テーブルを参照して前記電圧指令値の振幅と位相をフィードフォアードで修正する修正手段を有し、前記テーブルには、修正後の電圧指令値に基づいて生成されるＰＷＭパルスの基本波成分の位相と振幅が、前記修正の対象となった電圧指令値の位相と振幅に近づくように前記変調率補正値と位相補正値が格納されていることを特徴としたカスケードマルチレベル電力変換システム。
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|---|---|---|---|
| JP2010090016A JP5624792B2 (ja) | 2010-04-09 | 2010-04-09 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010090016A JP5624792B2 (ja) | 2010-04-09 | 2010-04-09 | 電力変換装置 |
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| JP5624792B2 true JP5624792B2 (ja) | 2014-11-12 |
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ID=45039954
Family Applications (1)
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| JP2010090016A Active JP5624792B2 (ja) | 2010-04-09 | 2010-04-09 | 電力変換装置 |
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Family Cites Families (3)
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|---|---|---|---|---|
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| CN101427455B (zh) * | 2006-06-16 | 2012-05-30 | 三菱电机株式会社 | 电力变换器的控制装置 |
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2010
- 2010-04-09 JP JP2010090016A patent/JP5624792B2/ja active Active
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