JP7305594B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、複数の単位変換器を直列接続してなるマルチレベル変換器を備えた電力変換装置に関する。

従来、交流を直流、または直流を交流に変換する電力変換装置には、３相２レベル変換器が適用されてきた。３相２レベル変換器は、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチ素子６個で構成されるため、小型・低コスト化を図ることができる。

一方、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶdcとしたとき、相ごとに、＋Ｖdc／２と－Ｖdc／２の２値の切替（スイッチング）をＰＷＭ（パルス幅変調）で行い、疑似的に交流波形が生成された波形となっており、多分にスイッチングに起因する高調波を含んでいる。この高調波を低減するため、３相交流の出力側にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入して対策がとられる。しかしながら、交流系統（電力系統や配電系統）に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで高調波を低減するためには、フィルタの容量が大きくなり、それに伴うコスト上昇および重量増加を招いていた。

また、フィルタを小型化することを目的に、スイッチングを高周波化することもあるが、スイッチングに伴う電力損失が増大し、発熱が増加して電力変換器の冷却性能を上げる必要が生じる。屋外等で冷却ファンの設置が困難な環境で使われる場合には、その冷却部が大型化する。

これに対し、モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ；Modular Multilevel Converter）のように、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧を出力する複数の単位変換器(ブリッジセルやチョッパーセル)を直列接続（カスケード接続）し、これら単位変換器の出力電圧を足し合わせることで、高調波を低減する交流電圧を生成して出力する電力変換器の開発および実用化が進んでいる。このようなマルチレベル変換器の出力を系統ラインに供給することにより、上記のようなフィルタを設けることなく高調波を抑制することができる。各単位変換器のスイッチング周波数を高める必要もないので、スイッチングによる電力損失も低減できる。

マルチレベル変換器の各単位変換器は、交流系統に接続される複数のスイッチ素子およびこれらスイッチ素子に接続されるコンデンサ（フローティングコンデンサ）を有し、交流系統とコンデンサとの間の通電を各スイッチ素子のオン，オフで切替えることにより、複数レベルの直流電圧を出力する。

米国特許第6075350号明細書 『Power Line Conditioner Using Cascade Multilevel Inverters For Voltage Regulation, Reactive Power Correction, and Harmonic Filtering』

萩原 誠、赤木泰文 著、『モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の分類と比較』、平成２０年電気学会産業応用部門大会、１－４５ 萩原 誠、赤木泰文 著、『モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証』、電気学会論文誌Ｄ，１２８巻７号，２００８

マルチレベル変換器を構成する複数の単位変換器はそれぞれ複数のスイッチ素子を有するため、マルチレベル変換器を制御する制御部から各スイッチ素子へ多数の駆動信号を供給する必要があり、構成が複雑化するとともにコストの上昇を招くという問題がある。

本発明の実施形態の目的は、マルチレベル変換器に対する駆動信号ラインの数を削減することができ、これにより構成の簡略化およびコストの低減が図れる電力変換装置を提供することである。

請求項１の電力変換装置は、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に出力する第１～第Ｎの複数の単位変換器を直列接続し、これら単位変換器の出力電圧を足し合わせて出力するマルチレベル変換器と、前記マルチレベル変換器で生成させるための電圧指令値を設定し、この電圧指令値を出力させるために前記各単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成する制御部と、を備える。前記各単位変換器は、第１および第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチングレグ、第３および第４スイッチ素子を直列接続してなり前記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサを有し、前記第１スイッチングレグにおける前記第１および第２スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作と前記第２スイッチングレグにおける前記第３および第４スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベルの直流電圧を選択的に出力する。前記制御部は、前記各単位変換器における２つの単位変換器のうち、一方の単位変換器における前記第１スイッチ素子および他方の単位変換器における前記第４スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第１駆動信号；この第１駆動信号の反転により、前記一方の単位変換器における前記第２スイッチ素子および前記他方の単位変換器における前記第３スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第２駆動信号；前記第Ｎの単位変換器における前記第１スイッチ素子および前記第１の単位変換器における前記第４スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第３駆動信号；この第３駆動信号の反転により、前記第Ｎの単位変換器における前記第２スイッチ素子および前記第１の単位変換器における前記第３スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第４駆動信号；を前記パルス幅変調により生成する。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における各単位変換器の構成および各単位変換器に対する駆動信号の供給を示す図。 一実施形態における疑似３レベル変調のスイッチングのための各スイッチ素子のオン，オフパターンを示す図。 一実施形態における疑似３レベル変調のスイッチングを行うためのＰＷＭ制御を説明するための図。 ２レベル変調のスイッチングのための各スイッチ素子のオン，オフパターンを参考として示す図。 ２レベル変調のスイッチングを行う場合の各単位変換器に対する駆動信号の供給を示す図。 一実施形態における制御部の要部の構成を示すブロック図。 一実施形態の変形例における各マルチレベル変換器の接続構成を示す図。 一実施形態の他の変形例における各マルチレベル変換器の接続構成を示す図。

本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、３相交流系統（電力系統や配電系統を含む）１に負荷２が接続されている。負荷２は、ダイオード３ａ～３ｆをブリッジ接続してなる３相整流回路３、この３相整流回路３の出力端に直流リアクトル４を介して接続された直流コンデンサ５、この直流コンデンサ５に接続された電気機器６を含む。この負荷２と３相交流系統１との間の系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに、本実施形態の電力変換装置１０が接続されている。

電力変換装置１０は、バッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ、これらバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗをそれぞれ介して上記系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに一端が接続され他端が相互接続（星形結線）されたマルチレベル変換器（第１，第２，第３マルチレベル変換器）１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ、上記系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗにおけるバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗの接続位置より負荷２側の位置に配置され３相交流系統１の交流電圧（系統電圧ともいう）Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗおよび負荷２に流れる電流（負荷電流という）ＩLu，ＩLv，ＩLwを検出する検出器１３、バッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗとマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗとの間の通電路に配置されそのマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給される補償電流（出力電流ともいう）Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを検出する検出器１４、これら検出器１３，１４の検出結果に応じてマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの出力を制御する制御部１５を含む。

マルチレベル変換器１２ｕは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する第１～第Ｎの複数の単位変換器（第１単位変換器；ブリッジセルまたはＰＷＭコンバータともいう）２１ｕ，２２ｕ，２３ｕを直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3を足し合わせることにより高調波を低減するための交流電圧Ｖcu0を生成し出力する。本実施形態は、Ｎ＝３の例となっている。

制御部１５は、交流系統１から流れ込む各相の電流をできるだけ交流電圧と同期した正弦波に使づけるために、検出器１３にて検出された正弦波から外れた波形となっている負荷電流ＩLuに、足し合わせることで交流系統1からの電流を正弦波とするための補償電流Ｉcuを算出する。そして、制御部１５は、この補償電流Ｉcuを流すために必要な出力電圧Ｖcu0を算出する。制御部１５は、さらに、出力電圧Ｖcu0を得るための単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3を決定する。制御部１５は、交流電圧Ｖcu0の算出と同じ方法で交流電圧Ｖcv0，Ｖcw0を算出し、各単位変換器２１ｖ，２２ｖ，２３ｖの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcｖ1，Ｖcｖ2，Ｖｖu3及び各単位変換器２１ｗ，２２ｗ，２３ｗの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcｗ1，Ｖcｗ2，Ｖｖｗ3を決定して、それぞれの出力電圧が得られるように各単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕ、２１ｖ，２２ｖ，２３ｖ、２１ｗ，２２ｗ，２３ｗの動作を制御する。

一般的に直流電源部分に直流コンデンサ５を備えた負荷２の場合、上述の演算結果に基づく出力電圧Ｖcu0，Ｖcｖ0，Ｖcｗ0はほぼ正弦波に近い波形となる。

マルチレベル変換器１２ｖは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（第２変換器）２１ｖ，２２ｖ，２３ｖを直列接続してなる多直列変換器クラスタであり、単位変換器２１ｖ，２２ｖ，２３ｖの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcv1，Ｖcv2，Ｖcv3を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcv0を生成し出力する。

同様にマルチレベル変換器１２ｗは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（第３変換器）２１ｗ，２２ｗ，２３ｗを直列接続してなる多直列変換器クラスタであり、単位変換器２１ｗ，２２ｗ，２３ｗの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcw1，Ｖcw2，Ｖcw3を足し合わせることにより高調波を低減するための正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcw0を生成し出力する。

交流電圧Ｖcu0，Ｖcv0，Ｖcw0がマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ、Ｌｖ，Ｌｗに供給されることにより、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波を補償して抑制することができる。

単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの回路構成を図２に示す。
単位変換器２１ｕは、スイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ１ａおよびスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ１ｂを直列接続してなる第１スイッチングレグ、スイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ１ｃおよびスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ１ｄを直列接続してなり上記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ１、このコンデンサＣ１の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検知する電圧検知器２１ａを含み、スイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの相互接続点を出力端子（第１出力端子）Ｐ１とし、スイッチ素子Ｑ１ｃ，Ｑ１ｄの相互接続点を出力端子（第２出力端子）Ｎ１とし、第１スイッチングレグにおけるＱ１ａ，Ｑ１ｂの一方をオンして他方をオフする動作と第２スイッチングレグにおけるスイッチ素子Ｑ１ｃ，Ｑ１ｄの一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu1を選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄは例えばＩＧＢＴである。

単位変換器２２ｕは、スイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ２ａおよびスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ２ｂを直列接続してなる第１スイッチングレグ、スイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ２ｃおよびスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ２ｄを直列接続してなり上記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ２、このコンデンサＣ２の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検知する電圧検知器２２ａを含み、スイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂの相互接続点を出力端子（第１出力端子）Ｐ２としてスイッチ素子Ｑ２ｃ，Ｑ２ｄの相互接続点を出力端子（第２出力端子）Ｎ２とし、第１スイッチングレグにおけるＱ２ａ，Ｑ２ｂの一方をオンして他方をオフする動作と第２スイッチングレグにおけるスイッチ素子Ｑ２ｃ，Ｑ２ｄの一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu2を選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ２ａ～Ｑ２ｄは例えばＩＧＢＴである。

単位変換器２３ｕは、スイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ３ａおよびスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ３ｂを直列接続してなる第１スイッチングレグ、スイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ３ｃおよびスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ３ｄを直列接続してなり上記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ３、このコンデンサＣ３の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検知する電圧検知器２３ａを含み、スイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｂの相互接続点を出力端子（第１出力端子）Ｐ３としてスイッチ素子Ｑ３ｃ，Ｑ３ｄの相互接続点を出力端子（第２出力端子）Ｎ３とし、第１スイッチングレグにおけるＱ３ａ，Ｑ３ｂの一方をオンして他方をオフする動作と第２スイッチングレグにおけるスイッチ素子Ｑ３ｃ，Ｑ３ｄの一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu3を選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ３ａ～Ｑ３ｄは例えばＩＧＢＴである。

すなわち、交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器２１ｕのスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｃをオフすることにより、コンデンサＣ１に対するバイパス用の通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｄを通して形成され、零レベルのセル出力電圧Ｖcu1（＝０）が出力端子Ｐ１，Ｎ１間に生じる。交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器２２ｕのスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｃをオンしてスイッチ素子Ｑ２ｂ，Ｑ２ｄをオフすることにより、コンデンサＣ２に対するバイパス用の通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｃを通して形成され、零レベルのセル出力電圧Ｖcu2（＝０）が出力端子Ｐ２，Ｎ２間に生じる。零レベルのセル出力電圧の生成については、単位変換器２１ｕのようにスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｄをオンする場合と、単位変換器２２ｕのようにスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｃをオンする場合の２通りの方法があり、どちらの方法を用いてもよい。

交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃをオフすることにより、コンデンサＣ３に対する通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄを通して形成され、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝＋Ｖｃ）が出力端子Ｐ３，Ｎ３間に生じる。また、交流電圧Ｅｕの負レベル期間において、単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃをオンしてスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄをオフすることで、コンデンサＣ３に対する通電路が破線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃを通して形成され、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃに基づく負レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝－Ｖｃ）が出力端子Ｐ３，Ｎ３間に生じる。

単位変換器２１ｕの出力端子Ｐ１が上記バッファリアクトル１１ｕを介して系統ラインＬｕに接続され、その単位変換器２１ｕの出力端子Ｎ１に単位変換器２２ｕの出力端子Ｐ２が接続され、その単位変換器２２ｕの出力端子Ｎ２に単位変換器２３ｕの出力端子Ｐ３が接続され、その単位変換器２３ｕ出力端子Ｎ３が当該マルチレベル変換器１２ｕの他端として他のマルチレベル変換器１２ｖ，１２ｗの他端と相互接続（星形結線）されている。この単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの直列接続（カスケード接続）により、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3を足し合わせた電圧Ｖcu0が系統ラインＬｕに供給される。図２の例ではＶcu0＝“０”＋“０”＋“＋Ｖｃ”＝＋Ｖｃとなる。

単位変換器２１ｕから複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）のセル出力電圧Ｖcu1を得るためのスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのオン，オフを疑似３レベル変調のスイッチングという。この疑似３レベル変調のスイッチングにおけるスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのオン，オフパターンとセル出力電圧Ｖcu1との関係を図３に示す。

また、疑似３レベル変調のスイッチングを行うための制御部１５のパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を図４に示す。
すなわち、制御部１５は、３相交流系統１の交流電圧Ｅｕとほぼ同じ波形の交流電圧をマルチレベル変換器１２ｕで生成させるための交流電圧指令値Ｖcu sinθを設定し、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの個数と同じ３つの三角波キャリア信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３の電圧レベルとその交流電圧指令値Ｖcu sinθの電圧レベルとを比較するパルス幅変調により、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ３ｄに対するスイッチング用の駆動信号（ゲート信号ともいう）Ｇｕ１，Ｇｕ１´Ｇｕ２，Ｇｕ２´，Ｇｕ３，Ｇｕ３´を生成する。

駆動信号（第１駆動信号）Ｇｕ１は、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの直列接続において互いに隣り合う１番目と２番目の２つの単位変換器２１ｕ，２２ｕに供給され、一方の単位変換器２１ｕにおけるスイッチ素子Ｑ１ａおよび他方の単位変換器２２ｕにおけるスイッチ素子Ｑ２ｄを互いに同期してオン，オフする。

駆動信号（第２駆動信号）Ｇｕ１´は、駆動信号Ｇｕ１の論理レベルを制御部１５内の反転器４７で反転したもので、駆動信号Ｇｕ１と同じく１番目と２番目の２つの単位変換器２１ｕ，２２ｕに供給され、一方の単位変換器２１ｕにおけるスイッチ素子Ｑ１ｂおよび他方の単位変換器２２ｕにおけるスイッチ素子Ｑ２ｃを互いに同期してオン，オフする。

駆動信号（第３駆動信号）Ｇｕ２は、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの直列接続において互いに隣り合う２番目と最後のＮ番目（３番目）の単位変換器２２ｕ，２３ｕに供給され、一方の単位変換器２２ｕにおけるスイッチ素子Ｑ２ａおよび他方の単位変換器２３ｕにおけるスイッチ素子Ｑ３ｄを互いに同期してオン，オフする。

駆動信号（第４駆動信号）Ｇｕ２´は、駆動信号Ｇｕ２の論理レベルを制御部１５内の反転器５７で反転したもので、駆動信号Ｇｕ２と同じく２番目とＮ番目の２つの単位変換器２１ｕ，２２ｕに供給され、一方の単位変換器２２ｕにおけるスイッチ素子Ｑ２ｂおよび他方の単位変換器２３ｕにおけるスイッチ素子Ｑ３ｃを互いに同期してオン，オフする。

駆動信号（第５駆動信号）Ｇｕ３は、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの直列接続においてＮ番目（３番目）と１番目の２つの単位変換器２３ｕ，２２ｕに供給され、一方の単位変換器２３ｕにおけるスイッチ素子Ｑ３ａおよび他方の単位変換器２１ｕにおけるスイッチ素子Ｑ１ｄを互いに同期してオン，オフする。

駆動信号（第６駆動信号）Ｇｕ３´は、駆動信号Ｇｕ３の論理レベルを制御部１５内の反転器６７で反転したもので、駆動信号Ｇｕ３と同じくＮ番目と１番目の２つの単位変換器２１ｕ，２２ｕに供給され、一方の単位変換器２３ｕにおけるスイッチ素子Ｑ３ｂおよび他方の単位変換器２１ｕにおけるスイッチ素子Ｑ１ｃを互いに同期してオン，オフする。

これら駆動信号Ｇｕ１～Ｇｕ３´の生成に際し、制御部１５は、各単位変換器２１ｕ、２２ｕ、２３ｕに含まれる各スイッチングレグにおいて直列に配置されたスイッチ素子Ｑ１ａとＱ１ｂ、Ｑ２ａとＱ２ｂ、Ｑ３ａとＱ３ｂの一方のオンと他方のオフとの間に短絡防止のためにオフ状態となるデッドタイムを確保する。

ここまで、マルチレベル変換器１２ｕにおける単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの構成およびその単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕに対する駆動信号の生成と供給について説明したが、これは他のマルチレベル変換器１２ｖ，１２ｗにおける単位変換器についても同じなのでその説明は省略する。

なお、従来からある２レベル変調のスイッチングでは、単位変換器２１ｕから正レベルと負レベルのセル出力電圧Ｖcu1が得られる。この２レベル変調のスイッチングを行う場合のスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのオン，オフパターンとセル出力電圧Ｖcu1との関係を参考として図５に示す。また、この２レベル変調のスイッチングを行う場合の単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕに対する駆動信号の供給を図６に示す。

すなわち、２レベル変調のスイッチングでは、駆動信号Ｇｕ１が単位変換器２１ｕのスイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｄに供給され、駆動信号Ｇｕ１の反転による駆動信号Ｇｕ１´が同じ単位変換器２１ｕのスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｃに供給される。単位変換器２１ｕのスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｃをオンしてスイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｄをオフすることにより、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃに基づく負レベルのセル出力電圧Ｖcu1（＝－Ｖｃ）が得られる。

駆動信号Ｇｕ２が単位変換器２２ｕのスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｄに供給され、駆動信号Ｇｕ２の反転による駆動信号Ｇｕ２´が同じ単位変換器２２ｕのスイッチ素子Ｑ２ｂ，Ｑ２ｃに供給される。単位変換器２２ｕのスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ２ｂ，Ｑ２ｃをオフすることにより、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu2（＝＋Ｖｃ）が得られる。

駆動信号Ｇｕ３が単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄに供給され、駆動信号Ｇｕ３の反転による駆動信号Ｇｕ３´が同じ単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃに供給される。単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃをオフすることにより、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝＋Ｖｃ）が得られる。

このような２レベル変調では、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕからそれぞれ２つのレベルのセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3しか得ることができず、しかも常にコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に電流が流れるので電力損失が大きいという問題がある。

これに対し、本実施形態の疑似３レベル変調では、２レベル変調の場合と同じ個数の駆動信号Ｇｕ１，Ｇｕ１´，Ｇｕ２，Ｇｕ２´，Ｇｕ３，Ｇｕ３´を用いながら、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕからそれぞれ３つのレベルのセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3が得られる。つまり、できるだけ少ない駆動信号でより多レベルの直流電圧Ｖcu0をマルチレベル変換器２１ｕから出力させることができる。駆動信号を削減できるので、マイクロコンピュータおよびその周辺部からなる制御部１５の構成を簡略化することができ、コストの低減も図れる。しかも、零レベル出力に際してコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に電流が流れないので、電力損失が小さいという効果も奏する。したがって、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の容量を小さくすることができる。これも、コストの低減につながる。

なお、駆動信号は、複数の単位変換器の数Ｎ＝４の場合は、Ｇｕ１を第３単位変換器、Ｇｕ２を第４単位変換器、Ｇｕ３を第１単位変換器、Ｇｕ４を第２単位変換器という分配にしてもよい。また、Ｎ＝５の場合には、Ｇｕ１を第３単位変換器、Ｇｕ２を第４単位変換器、Ｇｕ３を第５単位変換器、Ｇｕ４を第１単位変換器、Ｇｕ５を第２単位変換器に分配することもできる。

また、制御部１５は、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃをバランスさせるための手段として、図７に示すバランス制御部３０ｕ，３０ｖ，３０ｗを含むことが望ましい。コンデンサ電圧Ｖｃを同じ値にすることで出力電圧Ｖcu0，Ｖcｖ0，Ｖcｗ0を正確に制御することができる。

バランス制御部３０ｕは、マルチレベル変換器１２ｕの互いに隣り合う２つの単位変換器２１ｕ，２２ｕにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれの電圧Ｖｃの平均値、互いに隣り合う２つの単位変換器２２ｕ，２３ｕにおけるコンデンサＣ２，Ｃ３のそれぞれの電圧Ｖｃの平均値、Ｎ番目と１番目の２つの単位変換器２３ｕ，２１ｕにおけるコンデンサＣ３，Ｃ１のそれぞれの電圧Ｖｃの平均値が、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのすべてのコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧の平均値Ｖcaveに一致するように、交流電圧指令値Ｖcu sinθを補正する。

具体的には、バランス制御部３０ｕは、マルチレベル変換器１２ｕの出力電圧Ｖcu0の目標値Ｖcutの1/3の値を除算器４０で求め、その1/3の値をセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3の目標値として加算器４５，５５，６５に供給する。単位変換器２１ｕ，２２ｕのコンデンサ電圧Ｖｃを加算器４１で加算し、その加算結果の1/2の値を平均値として除算器４２で求め、その平均値と単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのコンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖcaveとの差を減算器４３で求める。求めた差に対し乗算器４４で所定のゲインＧを乗算することにより補正値を得て、その補正値を加算器４５でセル出力電圧Ｖcu1の目標値に加えることで単位変換器２１ｕ用の交流電圧指令値Ｖcu sinθを得る。この交流電圧指令値Ｖcu sinθをＰＷＭ制御部４６に供給して上記したＰＷＭ制御を実行することにより駆動信号Ｇｕ１を生成し、この駆動信号Ｇｕ１を反転器４７で反転することにより駆動信号Ｇｕ１´を生成する。駆動信号Ｇｕ１，Ｇｕ１´が２つの単位変換器２１ｕ，２２ｕに跨った状態で供給されることによるそれぞれのコンデンサ電圧Ｖｃのずれを適切に解消することができる。

また、バランス制御部３０ｕは、単位変換器２２ｕ，２３ｕのコンデンサ電圧Ｖｃを加算器５１で加算し、その加算結果の1/2の値を平均値として除算器５２で求め、その平均値と単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのコンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖcaveとの差を減算器５３で求める。求めた差に対し乗算器５４で所定のゲインＧを乗算することで補正値を得て、その補正値を加算器５５でセル出力電圧Ｖcu2の目標値に加えることにより単位変換器２２ｕ用の交流電圧指令値Ｖcu sinθを得る。この交流電圧指令値Ｖcu sinθをＰＷＭ制御部５６に供給して上記したＰＷＭ制御を実行することにより駆動信号Ｇｕ２を生成し、この駆動信号Ｇｕ２を反転器５７で反転することにより駆動信号Ｇｕ２´を生成する。駆動信号Ｇｕ２，Ｇｕ２´が２つの単位変換器２２ｕ，２３ｕに跨った状態で供給されることによるそれぞれのコンデンサ電圧Ｖｃのずれを適切に解消することができる。

さらに、バランス制御部３０ｕは、単位変換器２３ｕ，２１ｕのコンデンサ電圧Ｖｃを加算器６１で加算し、その加算結果の1/2の値を平均値として除算器６２で求め、その平均値と単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのコンデンサ電圧Ｖｃの平均値Ｖcaveとの差を減算器６３で求める。求めた差に対し乗算器６４で所定のゲインＧを乗算することにより補正値を得て、その補正値を加算器６５でセル出力電圧Ｖcu3の目標値に加えることで単位変換器２３ｕ用の交流電圧指令値Ｖcu sinθを得る。この交流電圧指令値Ｖcu sinθをＰＷＭ制御部６６に供給して上記したＰＷＭ制御を実行することにより駆動信号Ｇｕ３を生成し、この駆動信号Ｇｕ３を反転器６７で反転することにより駆動信号Ｇｕ３´を生成する。駆動信号Ｇｕ３，Ｇｕ３´が２つの単位変換器２３ｕ，２１ｕに跨った状態で供給されることによるそれぞれのコンデンサ電圧Ｖｃのずれを適切に解消することができる。

バランス制御部３０ｖ，３０ｗの構成も、このバランス制御部３０ｕの構成と基本的に同じである。よって、その説明は省略する。

上記実施形態では、マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの一端をバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗを介して交流系統ラインに接続し、マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの他端を相互接続（星形結線）する構成の電力変換装置について説明したが、図８に示すように、マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗをバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗを介して各交流系統ライン間に接続する構成の電力変換装置においても同様に実施できる。また、図９に示すように、それぞれ一対のマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの一端をそれぞれバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗを介して交流系統ラインに接続し、それぞれマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの他端を直流系統ラインに接続する構成の電力変換装置においても同様に実施できる。

上記実施形態において、制御部１５は、キャリア信号を交流電圧指令値でパルス幅変調することにより各単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成したが、要は各マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから所望の電圧を出力できればよいため、ワンパルス変調等を採用してもよく、変調方式は問わない。

その他、上記実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…系統電源、２…負荷、１０…電力変換装置、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…マルチレベル変換器、１５…制御部、２１ｕ，２２ｕ，２３ｕ…単位変換器、２１ｖ，２２ｖ，２３ｖ…単位変換器、２１ｗ，２２ｗ，２３ｗ…単位変換器、Ｑ１ａ～Ｑ３ｄ…スイッチ素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…コンデンサ、Ｇｕ１～Ｇｕ３´…駆動信号

Claims (5)

1. それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に出力する第１～第Ｎの複数の単位変換器を直列接続し、これら単位変換器の出力電圧を足し合わせて出力するマルチレベル変換器と、
   前記マルチレベル変換器で生成させるための電圧指令値を設定し、この電圧指令値を出力させるために前記各単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成する制御部と、
   を備えた電力変換装置であって、
   前記各単位変換器は、第１および第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチングレグ、第３および第４スイッチ素子を直列接続してなり前記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサを有し、前記第１スイッチングレグにおける前記第１および第２スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作と前記第２スイッチングレグにおける前記第３および第４スイッチ素子の一方をオンして他方をオフする動作との組合せにより複数レベルの直流電圧を選択的に出力する、
   前記制御部は、前記各単位変換器における２つの単位変換器のうち、一方の単位変換器における前記第１スイッチ素子および他方の単位変換器における前記第４スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第１駆動信号；この第１駆動信号の反転により、前記一方の単位変換器における前記第２スイッチ素子および前記他方の単位変換器における前記第３スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第２駆動信号；前記第Ｎの単位変換器における前記第１スイッチ素子および前記第１の単位変換器における前記第４スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第３駆動信号；この第３駆動信号の反転により、前記第Ｎの単位変換器における前記第２スイッチ素子および前記第１の単位変換器における前記第３スイッチ素子を互いに同期してオン，オフする第４駆動信号；を生成する、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１および第２スイッチ素子の一方のオンと他方のオフとの間に共にオフ状態となるデッドタイムを確保するとともに、前記第３および第４スイッチ素子の一方のオンと他方のオフとの間に共にオフ状態となるデッドタイムを確保する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記各単位変換器は、前記第１および第２スイッチ素子の相互接続点を第１出力端子として有し、前記第３および第４スイッチ素子の相互接続点を第２出力端子として有し、互いに隣り合う２つの単位変換器のうち一方の単位変換器の第２出力端子と他方の単位変換器の第１出力端子とが接続されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記各単位変換器における２つの単位変換器における前記各コンデンサの電圧の平均値が、前記各単位変換器のすべての前記各コンデンサの電圧の平均値に一致するように、前記交流電圧指令値を補正する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記マルチレベル変換器は、それぞれが複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に出力する第１～第Ｎの単位変換器を直列接続し、これら単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を生成し交流系統に供給する、
   前記制御部は、前記交流系統の交流電圧とほぼ同じ波形の交流電圧を前記マルチレベル変換器で生成させるための交流電圧指令値を設定し、前記各単位変換器の個数と同じ複数のキャリア信号を前記交流電圧指令値でパルス幅変調することにより前記各単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

Images