JP6282486B2 - 電力変換器 - Google Patents
電力変換器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6282486B2 JP6282486B2 JP2014034109A JP2014034109A JP6282486B2 JP 6282486 B2 JP6282486 B2 JP 6282486B2 JP 2014034109 A JP2014034109 A JP 2014034109A JP 2014034109 A JP2014034109 A JP 2014034109A JP 6282486 B2 JP6282486 B2 JP 6282486B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- pulse
- command value
- output
- vth
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Description
本発明の実施形態は、交流と直流との間で相互に電力を変換する電力変換器に関する。
近年、風力発電や太陽光発電、太陽熱発電などの再生可能エネルギーの普及が促進されているが、これらのエネルギーの系統への連系や、直流での大電力送電、そして変動の大きな再生可能エネルギーを多数連系した際に問題となる系統変動の抑制のために、交流と直流を変換する電力変換器の必要性が高まっている。
太陽光発電のような直流電源を電力系統に連系する際には、直流から交流への電力変換器が必要である。また直流送電においては、発電された交流電力を直流送電用の直流に変換するコンバータや、送電されてきた直流を都市内の交流に変換するインバータなどの電力変換器が必要になる。そして系統変動抑制には無効電力補償装置が用いられ、これもまた交流と直流の電力変換器である。
半導体技術の発展と共に、電力変換器に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、電力変換器の多レベル化がある。従来は、電力変換器が高圧系統に連系する際に２〜３の電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、電圧高調波低減のために三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入する必要があった。出力電圧レベル数が少ないと電力系統に流れ出す電圧高調波成分も大きいため、他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減するためには前記フィルタを大きくする必要があり、結果としてコスト増大と重量増加を招いていた。
この課題の解決策として、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直接接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：Modular Multilevel Converter)の開発が進められている。このＭＭＣの場合、多レベル化により出力電圧波形が正弦波に近づくため、重量・体積・コストが大きい高調波フィルタを小型化、または不要にできるメリットがある。
このＭＭＣ回路にＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御を適用する場合、各単位変換器の三角波キャリアの位相を均等にずらして高調波を低減する。この場合、三角波キャリア周波数を電源周波数より大きくする必要があるため、スイッチング回数の低減には限界がある。これはスイッチング損失低減の限界、すなわち効率の限界を意味している。
そこで、１周期に各単位変換器を１回スイッチングする１パルス制御を適用すれば、スイッチング損失を低減できる。１パルス制御は、レベル数の少ない回路ならば電圧高調波は大きいが、多レベル回路ならば電圧高調波を低減できるため、低損失と低高調波を両立できる。多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の電圧指令値Ｖｒ*と出力電圧Ｖｒの例を図１０に示す。
F.Z. Peng, J.S. Lai, J. McKeever, J. VanCoevering, "A multilevel voltage source inverter with separate dc sources for static Var generation," IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL 32, NO 5, 1996, pp.1130-1138
上記多レベル回路では、図１０のθ１〜θ８、π−θ８〜π−θ１のように各単位変換器の出力が変化する位相が予め決められていてテーブル化されている。このテーブルに従い単位変換器のパルス電圧出力を変化させていくことで、変換器として瞬時出力電圧Ｖｒのような多レベル電圧波形が出力される。このような手法では、電圧指令値Ｖｒ*が理想的な正弦波の場合は、電流高調波が最低限に抑制可能である。しかしながら、系統連系機器で系統電圧が理想的な正弦波でない場合、系統電圧の変化に係らず位相のみで電圧出力変化が決定されるため、電流高調波が増大してしまうという課題がある。また、系統電圧の急変に変換器出力が対応できないため、急変時に過大な電流が流れてしまうという課題もあった。
本発明の実施形態は、電流高調波を低減できるとともに、電圧指令値の急変時にも対応した電圧が出力できる電力変換器を提供することを目的とする。
上述の目的を達成するため、本発明の実施形態の電力変換器は、複数の半導体スイッチング素子と直流電圧源とにより構成された単相フルブリッジ変換器を単位変換器とし、該単位変換器を各相において１つ以上直列接続した回路と、前記単位変換器の前記半導体スイッチング素子に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を与える制御装置と、を備え、前記制御装置は、電圧指令値Ｖ*とパルス出力を変化させる閾値Ｖｔｈとを比較し、前記単位変換器の出力電圧Ｖを変化させるタイミングを判定することにより、前記単位変換器の前記出力電圧Ｖを変化させ、前記単位変換器の直流電圧源の電圧値がＶｄｃであって、制御対象相において、パルス電圧を出力している単位変換器がｎ個である場合、前記制御装置は、前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを次式、Ｖｔｈ＝（２ｎ＋１）Ｖｄｃ／２で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、正のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ増加させ、前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、Ｖｔｈ＝（２ｎ−１）Ｖｄｃ／２（ただし、ｎ＝０の時、Ｖｔｈ＝０）で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、正のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ減少させ、前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、Ｖｔｈ＝−（２ｎ＋１）Ｖｄｃ／２で与え、前記電圧指令値が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、負のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ増加させ、前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、Ｖｔｈ＝−（２ｎ−１）Ｖｄｃ／２（ただし、ｎ＝０の時、Ｖｔｈ＝０）で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、負のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ減少させることを特徴とする。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して具体的に説明する。
［第１の実施形態］
（電力変換器の構成）
図１は、本発明の各実施形態で用いる電力変換器の構成を示す図である。
この電力変換器１０は、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。ここで、単位変換器１１は、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成としている。また、本実施形態ではデルタ結線の無効電力補償装置を例としているため、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（電力変換器の構成）
図１は、本発明の各実施形態で用いる電力変換器の構成を示す図である。
この電力変換器１０は、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。ここで、単位変換器１１は、４つの半導体スイッチング素子１２と、直流電圧源としてのコンデンサ１３とにより構成された単相フルブリッジ構成としている。また、本実施形態ではデルタ結線の無効電力補償装置を例としているため、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
制御装置２は、系統電圧Ｖｓｒ，Ｖｓｓ，Ｖｓｔ、変換器電流Ｉｒｓ，Ｉｓｔ，Ｉｔｒ、コンデンサ電圧Ｖｃｒ１〜Ｖｃｒｎ,Ｖｃｓ１〜Ｖｃｓｎ,Ｖｃｔ１〜Ｖｃｔｎを基にして各相の電圧指令値Ｖｒ*,Ｖｓ*,Ｖｔ*を演算し、それに基づき実際に各スイッチング素子を駆動するゲート信号を出力する。以降は例としてｒ相の制御のみを説明するが、制御方法は全相とも同じであり、それぞれについて同様に行われる。
（作用）
図２は、第１の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図２のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、コンデンサ電圧定格値Ｖｃ*と、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
図２は、第１の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図２のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、コンデンサ電圧定格値Ｖｃ*と、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃ*）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ*）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ*｝／２・・・（１）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ*｝／２・・・（１）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃ*）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ*）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。
パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ*｝／２・・・（２）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ*｝／２・・・（２）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よって、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ*｝／２・・・（３）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ*｝／２・・・（３）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ*｝／２・・・（４）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ*｝／２・・・（４）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
［第２の実施形態］
（構成）
第２の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（構成）
第２の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２がコンデンサ電圧定格値Ｖｃ*の代わりに、制御対象相のコンデンサ電圧の平均値を用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。例えば、ｒ相の制御の場合は、ｒ相の単位変換器１１が備えるコンデンサ電圧の平均値Ｖｃｒを用いる。単位変換器１１の直列数がｎ段である場合、ｒ相のコンデンサ電圧平均値Ｖｃｒは以下の式で演算される。
・・・（５）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２がコンデンサ電圧定格値Ｖｃ*の代わりに、制御対象相のコンデンサ電圧の平均値を用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。例えば、ｒ相の制御の場合は、ｒ相の単位変換器１１が備えるコンデンサ電圧の平均値Ｖｃｒを用いる。単位変換器１１の直列数がｎ段である場合、ｒ相のコンデンサ電圧平均値Ｖｃｒは以下の式で演算される。
図３は、第２の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図３のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｔｈは、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒと、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図３のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｔｈは、コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒと、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃｒ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃｒ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃｒ｝／２・・・（６）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃｒ｝／２・・・（６）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃｒ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃｒ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃｒ｝／２・・・（７）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃｒ｝／２・・・（７）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃｒ｝／２・・・（８）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃｒ｝／２・・・（８）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃｒ｝／２・・・（９）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃｒ｝／２・・・（９）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
また、本実施形態によれば、閾値Ｖｒｔｈの演算に相のコンデンサ電圧平均値を用いているため、より正確な閾値を与え、より正確な電圧出力とすることができ、電流高調波を低減することができる。
［第３の実施形態］
（構成）
第３の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（構成）
第３の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２がコンデンサ電圧定格値Ｖｃ*の代わりに、全相のコンデンサ電圧の平均値Ｖｃを用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。単位変換器１１の直列数がｎ段で、相数がｒ、ｓ、ｔの３相である場合、全コンデンサ電圧平均値Ｖｃは以下の式で演算される。
・・・（１０）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２がコンデンサ電圧定格値Ｖｃ*の代わりに、全相のコンデンサ電圧の平均値Ｖｃを用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。単位変換器１１の直列数がｎ段で、相数がｒ、ｓ、ｔの３相である場合、全コンデンサ電圧平均値Ｖｃは以下の式で演算される。
図４は、第３の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図４のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、全コンデンサ電圧平均値Ｖｃと、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図４のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、全コンデンサ電圧平均値Ｖｃと、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ｝／２・・・（１１）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ｝／２・・・（１１）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃ）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ｝／２・・・（１２）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ｝／２・・・（１２）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ｝／２・・・（１３）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ｝／２・・・（１３）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ｝／２・・・（１４）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ｝／２・・・（１４）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
また、本実施形態によれば、閾値Ｖｒｔｈの演算に全コンデンサ電圧平均値を用いることにより、実際の値を近似しつつ、各相のコンデンサ電圧平均値をそれぞれ求める演算時間を短縮することができる。
［第４の実施形態］
（構成）
第４の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（構成）
第４の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２が各相または全相のコンデンサ電圧平均値にローパスフィルタをかけた値Ｖｃ’を用いてＶｒｔｈを演算する点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２が各相または全相のコンデンサ電圧平均値にローパスフィルタをかけた値Ｖｃ’を用いてＶｒｔｈを演算する点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。
図５は、第４の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図５のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、各相または全相のコンデンサ電圧平均値にローパスフィルタをかけた値Ｖｃ’と、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
制御装置２は、電圧指令値Ｖｒ*を基に、各単位変換器１１の１パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。１パルスの変化するタイミングは、図５のように電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈを比較することで判定する。閾値Ｖｒｔｈは、各相または全相のコンデンサ電圧平均値にローパスフィルタをかけた値Ｖｃ’と、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数によって定められる。
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｃ’）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は０から１に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ’）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ’｝／２・・・（１５）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ＋１）Ｖｃ’｝／２・・・（１５）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。パルス電圧を出力している単位変換器１１が３個の時、閾値Ｖｒｔｈは（５Ｖｃ’）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器１１の数は３から２に変化するため、閾値Ｖｒｔｈは（３Ｖｃ’）／２に変化する。そして電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較を同様に繰り返す。パルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ’｝／２・・・（１６）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝｛（２ｎ−１）Ｖｃ’｝／２・・・（１６）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ’｝／２・・・（１７）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ＋１）Ｖｃ’｝／２・・・（１７）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器１１の数をｎとすると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ’｝／２・・・（１８）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝−｛（２ｎ−１）Ｖｃ’｝／２・・・（１８）
（ただし、ｎ＝０の場合、Ｖｒｔｈ＝０）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、既にパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
また、本実施形態によれば、ローパスフィルタを入れることで、コンデンサ電圧平均値からノイズやコンデンサ電圧リプルの影響を排除することにより、閾値Ｖｒｔｈの変動を抑制し、制御を安定化することができる。
［第５の実施形態］
（構成）
第５の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（構成）
第５の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（作用）
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２が閾値Ｖｒｔｈを演算する際に、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎと、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値Ｖｘを用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。これらの値は、ｒ相においてはＶｏｎｒ、Ｖｘｒと表す。なお、Ｖｏｎｒは実質的に、ｒ相の出力電圧Ｖｒに等しい。
本実施形態において、第１の実施形態との差異は、制御装置２が閾値Ｖｒｔｈを演算する際に、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎと、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値Ｖｘを用いる点である。それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。これらの値は、ｒ相においてはＶｏｎｒ、Ｖｘｒと表す。なお、Ｖｏｎｒは実質的に、ｒ相の出力電圧Ｖｒに等しい。
図６は、第５の実施形態における、電圧指令値Ｖｒ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｒｔｈと、出力電圧Ｖｒとの関係を示すグラフである。
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個で、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値がＶｘｒ１である時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｘｒ１）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、ｒ相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒは０からＶｘｒ１に変化する。すると閾値Ｖｒｔｈは、更にその次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒ２を用いて、Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ２）／２＝Ｖｘｒ１＋（Ｖｘｒ２）／２と与えられる。式を一般化すると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ）／２・・・（１９）
電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向であり、パルス電圧を出力している単位変換器１１が０個で、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値がＶｘｒ１である時は、閾値Ｖｒｔｈは（Ｖｘｒ１）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、ｒ相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒは０からＶｘｒ１に変化する。すると閾値Ｖｒｔｈは、更にその次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒ２を用いて、Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ２）／２＝Ｖｘｒ１＋（Ｖｘｒ２）／２と与えられる。式を一般化すると、ｒ相の場合、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ）／２・・・（１９）
ここで、Ｖｘｒは、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値なので、単位変換器１１が変化する度に値が変わる。図６の例であれば、Ｖｘｒ１，Ｖｘｒ２，Ｖｘｒ３，Ｖｘｒ４が用いられている。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合を説明する。この場合、いくつか単位変換器１１がパルス電圧を出力している所から始まる。その出力電圧の合計値がＶｏｎｒで、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値がＶｘｒ３である時は、閾値ＶｒｔｈはＶｏｎｒ−（Ｖｘｒ３）／２で与えられる。電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。この瞬間、ｒ相でパルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒが変化するため、閾値Ｖｒｔｈは、更にその次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒ２を用いて、Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ２）／２と与えられる。式を一般化すると、閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ）／２・・・（２０）
（ただしパルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ）／２・・・（２０）
（ただしパルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時、Ｖｒｔｈ＝０）
ここで、Ｖｘｒは、次に出力が変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧値なので、単位変換器１１が変化する度に値が変わる。図６の例であれば、Ｖｘｒ４，Ｖｘｒ３，Ｖｘｒ２，Ｖｘｒ１が用いられている。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ減少傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ増加傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よって閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ）／２｝・・・（２１）
Ｖｒｔｈ＝−｛Ｖｏｎｒ＋（Ｖｘｒ）／２｝・・・（２１）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
次に、電圧指令値Ｖｒ*が負の数かつ増加傾向の場合を説明する。これは電圧指令値Ｖｒ*が正の数かつ減少傾向の場合の、正負を反転した状態に相当する。よって閾値Ｖｒｔｈは下記式で与えられる。
Ｖｒｔｈ＝−｛Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ）／２｝・・・（２２）
（ただしパルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時、Ｖｒｔｈ＝０）
Ｖｒｔｈ＝−｛Ｖｏｎｒ−（Ｖｘｒ）／２｝・・・（２２）
（ただしパルス電圧を出力している単位変換器１１が０個の時、Ｖｒｔｈ＝０）
電圧指令値Ｖｒ*がこの閾値Ｖｒｔｈに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、次の出力変化が予定されていた単位変換器１１に出力をオフにするゲート信号を与える。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
また、本実施形態によれば、定格値やコンデンサ電圧平均値の代わりに、実際の電圧出力値を用いることにより、より正確な閾値を与え、より正確な電圧出力をすることができ、電流高調波を低減することができる。
［第６の実施形態］
(構成)
第６の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
(構成)
第６の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（作用）
本実施形態において、制御装置２の動作を示す図は、第５の実施形態と同様、図６である。本実施形態において、第５の実施形態との差異は、制御装置２が、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎの代わりに、制御対象相または全相のコンデンサ電圧の平均値と、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１の個数との積を用いる点である。それ以外の動作は第５の実施形態と同様である。
本実施形態において、制御装置２の動作を示す図は、第５の実施形態と同様、図６である。本実施形態において、第５の実施形態との差異は、制御装置２が、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎの代わりに、制御対象相または全相のコンデンサ電圧の平均値と、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１の個数との積を用いる点である。それ以外の動作は第５の実施形態と同様である。
図６を参照すると、第５の実施形態では、閾値Ｖｒｔｈの算出にＶｏｎｒ（Ｖｒ）を用いていたが、本実施形態では、相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒまたは全相コンデンサ電圧平均値Ｖｃと、制御対象相でパルス電圧を出力している単位変換器１１の個数との積でＶｏｎｒを近似し、それに次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘｒを２分の１にした値を加減算してＶｒｔｈを演算する。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
本実施形態によれば、電圧指令値Ｖｒ*と閾値Ｖｒｔｈの比較に基づき１パルス出力を変化させることで、電圧指令値Ｖｒ*の振幅変化に応じた出力電圧変化が可能となり、正確な電流制御が実現され、電流高調波は低減される。また、電圧指令値Ｖｒ*の急変にも対応できるため、系統連系機器の場合は過電流を生じることもない。
また、本実施形態によれば、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎまたは、次に変化する単位変換器１１のコンデンサ電圧Ｖｘを、コンデンサ電圧平均値で近似することにより、コンデンサ電圧を合計する演算が不要になり、演算の単純化による演算時間の短縮を図ることができる。
（本実施形態の変形例）
Ｖｒｔｈの演算に、図７に示すように、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒと、ｒ相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒを２分の１にした値を用いても良い。図７では、図６のＶｘｒ１〜Ｖｘｒ４の代わりにｒ相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒ１〜Ｖｃｒ４を用いるものである。
Ｖｒｔｈの演算に、図７に示すように、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒと、ｒ相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒを２分の１にした値を用いても良い。図７では、図６のＶｘｒ１〜Ｖｘｒ４の代わりにｒ相コンデンサ電圧平均値Ｖｃｒ１〜Ｖｃｒ４を用いるものである。
また、Ｖｒｔｈの演算に、図８に示すように、パルス電圧を出力している単位変換器１１のコンデンサ電圧の合計Ｖｏｎｒと、全相コンデンサ電圧平均値Ｖｃを２分の１した値を用いても良い。図８では、図６のＶｘｒ１〜Ｖｘｒ４の代わりに全相コンデンサ電圧平均値Ｖｃ１〜Ｖｃ４を用いるものである。
［第７の実施形態］
（構成）
第７の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（構成）
第７の実施形態における電力変換器の構成は、第１の実施形態の電力変換器１０と同様であり、図１に示すように、単位変換器１１を各相（ｒ、ｓ、ｔ）あたりｎ段直列接続したものと、これらを１パルス制御する制御装置２とを備えている。また、本電力変換器１０では、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して電力系統に連系されている。
（作用）
本実施形態において、制御装置２の動作は、第１〜５の実施形態のいずれであっても良い。本実施形態では、図９のように、制御装置２が電圧指令値Ｖｒ*の傾きを、電圧指令値Ｖｒ*の位相から判断する。図９では電圧指令値Ｖｒ*は１周期が２πとしている。これを４分割し、位相０〜π／２では電圧指令値Ｖｒ*は正かつ傾きが正、位相π／２〜πでは電圧指令値Ｖｒ*は正かつ傾きが負、位相π〜３π／２では電圧指令値Ｖｒ*は負かつ傾きが負、位相３π／２〜２πでは電圧指令値Ｖｒ*は負かつ傾きが正、と対応付ける。そして電圧指令値の正負と傾きを判断する際には、指令値の位相を判定することで、電圧指令値の正負と傾きを判定できる。
本実施形態において、制御装置２の動作は、第１〜５の実施形態のいずれであっても良い。本実施形態では、図９のように、制御装置２が電圧指令値Ｖｒ*の傾きを、電圧指令値Ｖｒ*の位相から判断する。図９では電圧指令値Ｖｒ*は１周期が２πとしている。これを４分割し、位相０〜π／２では電圧指令値Ｖｒ*は正かつ傾きが正、位相π／２〜πでは電圧指令値Ｖｒ*は正かつ傾きが負、位相π〜３π／２では電圧指令値Ｖｒ*は負かつ傾きが負、位相３π／２〜２πでは電圧指令値Ｖｒ*は負かつ傾きが正、と対応付ける。そして電圧指令値の正負と傾きを判断する際には、指令値の位相を判定することで、電圧指令値の正負と傾きを判定できる。
（効果）
本実施形態によれば、電圧指令値に大きな高調波が無い場合には、電圧指令値の正負と傾きを正確に判断でき、また傾きが緩やかな点での誤判定を防止することができる。
本実施形態によれば、電圧指令値に大きな高調波が無い場合には、電圧指令値の正負と傾きを正確に判断でき、また傾きが緩やかな点での誤判定を防止することができる。
[他の実施形態]
（１）上記の各実施形態においては、図１に示すように、各相において直列接続された単位変換器１１をデルタ結線したが、Ｙ結線であってもよい。
（１）上記の各実施形態においては、図１に示すように、各相において直列接続された単位変換器１１をデルタ結線したが、Ｙ結線であってもよい。
（２）上記の各実施形態においては、図１に示すように、直流電圧源にコンデンサを用いているが、直流電源でも構わない。
（３）上記の各実施形態においては、図１に示すように、バッファリアクトル３を各相に入れているが、これを用いることなくトランス４の漏れインダクタンスで代用することもできる。
（４）上記の各実施形態においては、図１に示すように、トランス４を介して電力系統に連系しているが、トランス無しで連系してもよい。
（５）上記の各実施形態においては、図１に示すように、制御装置２が変換器電流Ｉｒｓ，Ｉｓｔ，Ｉｔｒに基づいて制御したが、系統電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに基づいて制御してもよい。
（６）以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
１０…電力変換器
１１…単位変換器
１２…半導体スイッチング素子
１３…コンデンサ
２…制御装置
３…バッファリアクトル
４…トランス
１１…単位変換器
１２…半導体スイッチング素子
１３…コンデンサ
２…制御装置
３…バッファリアクトル
４…トランス
Claims (9)
- 複数の半導体スイッチング素子と直流電圧源とにより構成された単相フルブリッジ変換器を単位変換器とし、該単位変換器を各相において１つ以上直列接続した回路と、
前記単位変換器の前記半導体スイッチング素子に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を与える制御装置と、を備え、
前記制御装置は、電圧指令値Ｖ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｔｈとを比較し、前記単位変換器の出力電圧Ｖを変化させるタイミングを判定することにより、前記単位変換器の前記出力電圧Ｖを変化させ、
前記単位変換器の直流電圧源の電圧値がＶｄｃであって、制御対象相において、パルス電圧を出力している単位変換器がｎ個である場合、前記制御装置は、前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを次式、
Ｖｔｈ＝（２ｎ＋１）Ｖｄｃ／２
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、正のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ増加させ、
前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝（２ｎ−１）Ｖｄｃ／２ （ただし、ｎ＝０の時、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、正のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ減少させ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（２ｎ＋１）Ｖｄｃ／２
で与え、前記電圧指令値が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、負のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ増加させ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（２ｎ−１）Ｖｄｃ／２ （ただし、ｎ＝０の時、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、負のパルス電圧を出力している単位変換器を１つ減少させることを特徴とする電力変換器。 - 前記直流電圧源の電圧値Ｖｄｃは、前記単位変換器の電圧定格値であることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
- 前記直流電圧源の電圧値Ｖｄｃは、前記単位変換器の備える直流電圧源電圧の制御対象相における平均値であることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
- 前記直流電圧源の電圧値Ｖｄｃは、前記単位変換器の備える直流電圧源電圧の全相における平均値であることを特徴とする請求項１記載の電力変換器。
- 前記直流電圧源の電圧値Ｖｄｃは、前記単位変換器の備える直流電圧源電圧の制御対象相または全相における平均値に、ローパスフィルタをかけた値であることを特徴とする請求項３又は４記載の電力変換器。
- 複数の半導体スイッチング素子と直流電圧源とにより構成された単相フルブリッジ変換器を単位変換器とし、該単位変換器を各相において１つ以上直列接続した回路と、
前記単位変換器の前記半導体スイッチング素子に、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御ゲート信号を与える制御装置と、を備え、
前記制御装置は、電圧指令値Ｖ*と、パルス出力を変化させる閾値Ｖｔｈとを比較し、前記単位変換器の出力電圧Ｖを変化させるタイミングを判定することにより、前記単位変換器の前記出力電圧Ｖを変化させ、
制御対象相において、パルス電圧を出力している前記単位変換器の直流電圧源電圧の合計がＶｏｎであり、次に出力が変化する単位変換器の直流電圧源電圧値がＶｘである場合、前記制御装置は、前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝Ｖｏｎ＋Ｖｘ／２
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器に正のパルス電圧を出力させ、
前記電圧指令値Ｖ*が正の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝Ｖｏｎ−Ｖｘ／２ （ただし、パルス電圧を出力している単位変換器が０個である場合、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器のパルス出力をオフさせ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ減少傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（Ｖｏｎ＋Ｖｘ／２）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または下回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器に負のパルス電圧を出力させ、
前記電圧指令値Ｖ*が負の数かつ増加傾向である時、前記閾値Ｖｔｈを、
Ｖｔｈ＝−（Ｖｏｎ−Ｖｘ／２） （ただし、パルス電圧を出力している単位変換器が０個である場合、Ｖｔｈ＝０）
で与え、前記電圧指令値Ｖ*が前記閾値Ｖｔｈに一致または上回った時に、次の出力変化が予定されていた前記単位変換器のパルス出力をオフさせることを特徴とする電力変換器。 - パルス電圧を出力している前記単位変換器の直流電圧源電圧の合計Ｖｏｎの代わりに、制御対象相または全相の直流電圧源電圧の平均値と、前記制御対象相でパルス電圧を出力している前記単位変換器の個数の積を用いることを特徴とする請求項６記載の電力変換器。
- 次に出力が変化する単位変換器の直流電圧源電圧値Ｖｘの代わりに、制御対象相または全相の直流電圧源電圧の平均値を用いることを特徴とする請求項６記載の電力変換器。
- 前記制御装置は、前記電圧指令値Ｖ*の基本波周期を４分割し、分割した１／４周期毎に前記電圧指令値Ｖ*の正負と増加または減少方向を対応させ、前記電圧指令値Ｖ*の位相と前記４分割した基本波周期を比較することにより、前記電圧指令値Ｖ*の正負と増加・減少方向を判断することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項記載の電力変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014034109A JP6282486B2 (ja) | 2014-02-25 | 2014-02-25 | 電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2014034109A JP6282486B2 (ja) | 2014-02-25 | 2014-02-25 | 電力変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2015159687A JP2015159687A (ja) | 2015-09-03 |
| JP6282486B2 true JP6282486B2 (ja) | 2018-02-21 |
Family
ID=54183276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2014034109A Active JP6282486B2 (ja) | 2014-02-25 | 2014-02-25 | 電力変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6282486B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105119508B (zh) * | 2015-09-18 | 2017-09-22 | 山东建筑大学 | 全桥与半桥子模块混联的模块化多电平换流器及启动方法 |
| JP6490562B2 (ja) * | 2015-10-29 | 2019-03-27 | 株式会社東芝 | 電力変換装置およびその制御方法 |
| WO2017124107A1 (en) * | 2016-01-14 | 2017-07-20 | Jabil Circuit, Inc. | Low voltage, low frequency, multi level power converter |
| CN106911257B (zh) * | 2017-02-28 | 2019-03-29 | 湖南大学 | 一种柔性直流输电系统中mmc换流阀控制频率优化方法 |
| CN108414856B (zh) * | 2018-02-26 | 2020-07-28 | 南方电网科学研究院有限责任公司 | 模块化多电平换流器的子模块电容器的寿命评估方法及装置 |
| CN108777492B (zh) * | 2018-06-26 | 2020-02-07 | 西安端怡科技有限公司 | 环流注入式混合式mmc半桥子模块电容电压平衡方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000287453A (ja) * | 1999-03-31 | 2000-10-13 | Mitsubishi Electric Corp | 多重電力変換装置 |
| US6969967B2 (en) * | 2003-12-12 | 2005-11-29 | Ut-Battelle Llc | Multi-level dc bus inverter for providing sinusoidal and PWM electrical machine voltages |
| EP2100367B1 (de) * | 2006-12-08 | 2011-09-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Vorrichtung zum umrichten eines elektrischen stromes |
| JP5957191B2 (ja) * | 2011-08-30 | 2016-07-27 | 一般財団法人電力中央研究所 | 変換器、変換器の制御方法および変換器の制御プログラム |
| JP6091781B2 (ja) * | 2012-07-11 | 2017-03-08 | 株式会社東芝 | 半導体電力変換装置 |
-
2014
- 2014-02-25 JP JP2014034109A patent/JP6282486B2/ja active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2015159687A (ja) | 2015-09-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP6282486B2 (ja) | 電力変換器 | |
| Moosavi et al. | A voltage balancing strategy with extended operating region for cascaded H-bridge converters | |
| US10079558B2 (en) | Switching scheme for static synchronous compensators using cascaded H-bridge converters | |
| EP2491644B1 (en) | System and method for offsetting the input voltage unbalance in multilevel inverters or the like | |
| EP3024132B1 (en) | System and method for unified common mode voltage injection | |
| JP6139111B2 (ja) | 無効電力補償装置 | |
| US10734884B2 (en) | Modular multilevel converter harmonic injection systems and methods | |
| US10389269B2 (en) | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus | |
| US9979311B2 (en) | Matrix converter | |
| KR101688649B1 (ko) | 중성점 전압의 불평형 제어에 의한 고효율 3 레벨 태양광 인버터 | |
| WO2018033964A1 (ja) | 系統連系インバータ装置及びその運転方法 | |
| JP6113556B2 (ja) | 無効電力補償装置 | |
| JP2016174490A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6253548B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2016063687A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4365171B2 (ja) | 電力変換装置及びそれを用いたパワーコンディショナ | |
| Lee et al. | A carrier-based PWM method for neutral-point ripple reduction of a 3-level inverter | |
| Cho et al. | A reliable suppression method of high frequency circulating current in parallel grid connected inverters | |
| US10630200B2 (en) | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus | |
| JP6358508B2 (ja) | 不平衡補正装置、不平衡補正方法及びプログラム | |
| Ryszard et al. | Four level diode-clamped back-to-back converter with active DC link voltage control | |
| Behrouzian et al. | Individual capacitor voltage balancing in H-bridge cascaded multilevel STATCOM at zero current operating mode | |
| JP6372642B2 (ja) | 無効電力制御装置、無効電力制御方法及びプログラム | |
| JP2016063611A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6851895B2 (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20161214 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20170920 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170926 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20171027 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20171204 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20171204 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20171226 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20180124 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6282486 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |