JP2016063611A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】単位電力変換器を複数直列に接続し、各単位電力変換器が出力する電圧パルスを積算した階段状波形の出力電圧を電力系統に連系させる電力変換装置で、定常時の電流高調波を低減しつつ、系統電圧に追従した電圧を出力して、系統異常時も電流の高調波成分の増大と過電流を確実に抑制すること。【解決手段】電力系統の電圧、各単位電力変換器の電流、及び各単位電力変換器毎のコンデンサ電圧を検出する検出手段と、検出した内容を基に電力変換装置の電圧指令値を算出し、算出した電圧指令値に基づいて、各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階を判定し、判定した電圧パルスのオン/オフ段階に応じて前記各単位電力変換器のスイッチング素子にゲート信号を与える制御部2とを備える。【選択図】図1
Description
本発明は、単位変換器を多段接続したMMC(Modular Multilevel Converter)に好適な電力変換装置に関する。
半導体技術の発展と共に、それを用いた電力変換器(インバータ)の回路方式と制御も進歩してきた。現在では主に高電圧用途で変換器の多レベル化が実用レベルで進んでいる。
従来、電力変換器が高圧系統に連系する際には、2,3電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、出力電圧に含まれる高調波成分を低減するために、三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタを挿入する必要があった。出力電圧のレベル数が少ないと、含まれる高調波成分も大きい。そのため、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させためには、前記高調波フィルタを大きくする必要があり、結果としてコストの増大と重量の増加を招いていた。
これらを解決するべく、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直列接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器(MMC:Modular Multilevel Converter)の開発が進められている。このMMC回路の場合、多レベル化により出力電圧波形を正弦波に近付けることができるため、重量、体積及びコストの面で不利な前記高調波フィルタを小型化し、あるいは不要にできるメリットがある。
このMMC回路にPWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)制御を適用する場合、各単位変換器の三角波キャリアの位相を均等にずらすことで高調波を低減する。その場合、三角波キャリアの周波数を電源周波数より大きくする必要があり、スイッチング回数の低減には限界がある。それはスイッチング損失の低減に限界があり、効率の限界があることを意味する。
そこで、1周期に各単位変換器を1回スイッチングする1パルス制御を適用すれば、スイッチング損失を更に低減できることになる。非特許文献1に記載されているように1パルス制御は、レベル数の少ない回路ならば電圧高調波は大きいが、多レベル回路ならば高調波を低減できるため、低損失と低高調波を両立できることになる。
図7は、多レベル回路を1パルス制御で駆動した場合の、正弦波状の電圧指令値Vr*(破線)と、実際に出力されるステップ状の出力電圧Vr(実線)の波形例を示す図である。
F.Z.Peng, J.S.Lai, J.W.McKeever, J.VanCoevering, "A Multilevel Voltage−Source Inverter with Separate DC Sources for Static Var Generation", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS,VOL.32, NO.5, SEPTEMBER/OCTBER 1996, pp.1130−1138
前記非特許文献に記載された技術では、各単位変換器の出力が変化する位相が予め決められてテーブル化されており、そのテーブルにしたがって単位変換器のパルス電圧出力を変化させることで、変換器として前記図7の出力電圧Vrのような多レベルの電圧波形が出力される。
この手法は、変換器への電圧指令値が理想的な正弦波である場合には、出力電流の高調波を最低限に抑制することが可能である。一方で、例えば系統連系機器系で系統電圧に高調波が重畳されている場合や、系統電圧が事故で低下するなどの系統異常時には、変換器への電圧指令値自体が理想的な正弦波ではなくなるため、系統電圧の変化に変換器の出力電圧が追従できず、電流の高調波成分が増大し、あるいは過電流が流れるなどの不具合を生じる。
本発明は前記のような実情に鑑みて、定常時の電流高調波を低減しつつ、系統電圧に追従した電圧を出力して、系統異常時も電流の高調波成分の増大と過電流を確実に抑制することを目的とする。
実施形態に係る電力変換装置は、コンデンサ及びブリッジ接続した半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を複数直列に接続し、それら各単位電力変換器が出力する電圧パルスを積算した階段状波形の出力電圧を電力系統に連系させる電力変換装置であって、前記電力系統の電圧、前記各単位電力変換器の電流、及び前記各単位変換器毎のコンデンサ電圧を検出する検出手段と、前記検出手段で検出した内容を基に前記電力変換装置の電圧指令値を算出する演算手段と、前記演算手段で算出した電圧指令値に基づいて、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスのオン/オフタイミングを判定する判定手段と、前記判定手段で判定した電圧パルスのオン/オフタイミングに応じて前記各単位電力変換器の前記スイッチング素子にゲート信号を与える制御駆動手段とを備えたことを特徴とする。
本発明によれば、定常時の電流高調波を低減しつつ、系統電圧に追従した電圧を出力して、系統異常時も電流の高調波成分の増大と過電流を確実に抑制することができる。
以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換装置の全体構成を示す図である。なお、後述する第2の実施形態以下においても、図1に示す電力変換装置の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図1で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換装置の全体構成を示す図である。なお、後述する第2の実施形態以下においても、図1に示す電力変換装置の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図1で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
この電力変換装置では、4つの半導体スイッチング素子SWと直流電圧源としてのコンデンサCにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器11を、3相、すなわちr,s,tの各相あたりn段直列接続して電力変換部1を構成する。そして、この電力変換部1内の各単位変換器11を制御する制御部2を備える。この制御部2は、例えばマイクロコンピュータ等で構成し、内蔵する制御プログラムについては後述する動作にて説明する。
本実施形態では、前述した如くデルタ結線の無効電力補償装置に適用した場合の例であるため、各相にバッファリアクトル3を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス4を介して、3相交流電源5を含む電力系統に連系されている。また本実施形態の各単位変換器11は1パルス制御で動作させるものとする。
次に前記実施形態の動作について説明する。
制御部2は、系統電圧Vsr,Vss,Vst、変換器電流irs,ist,itr、コンデンサ電圧Vcr1〜Vcrn,Vcs1〜Vcsn,Vct1〜Vctnを基に、各相の電圧指令値Vr*,Vs*,Vt*を演算し、演算した結果に基づいて実際に各スイッチング素子を駆動するゲート信号を出力する。以降は例としてr相の制御のみを説明するが、制御方法は全相ともに同じであり、それぞれについて同様に行なう。
制御部2は、系統電圧Vsr,Vss,Vst、変換器電流irs,ist,itr、コンデンサ電圧Vcr1〜Vcrn,Vcs1〜Vcsn,Vct1〜Vctnを基に、各相の電圧指令値Vr*,Vs*,Vt*を演算し、演算した結果に基づいて実際に各スイッチング素子を駆動するゲート信号を出力する。以降は例としてr相の制御のみを説明するが、制御方法は全相ともに同じであり、それぞれについて同様に行なう。
制御部2は、電圧指令値Vr*を基に、各単位変換器11を1パルス制御するゲート信号を生成し、各単位変換器11を駆動して電圧を出力する。
図2は、1パルス制御で変化するタイミングを示す図であり、図2(A)は正弦波状の電圧指令値Vr*のみを示す。制御部2では、図2(B)に示すように、ここでは破線で示す電圧指令値Vr*と、閾値Vrthを比較することで、前記変化するタイミングを判定し、その判定結果に基づいて制御を行なう結果、図2(C)に示すように同相(r相)の出力電圧Vrが電圧指令値Vr*に正確に追従した階段状の波形として得られることになる。前記閾値Vrthは、コンデンサ電圧定格値Vc*と、パルス電圧を出力している単位変換器の数、そしてパルス電圧出力がオン段階かオフ段階かによって定められる。
定常時は、電圧指令値Vr*の位相(0〜2π)を4分割し、0〜π/2の期間、及びπ〜3π/2の期間をオン段階、π/2〜πの期間、及び3π/2〜2πの期間をオフ段階として割り当てる。電圧指令値Vr*の現在の位相θvrが前記4領域のどの期間にあるかを判定することで、オン段階かオフ段階かを判定する。
電圧指令値Vr*が正の数であり、且つオン段階で、パルス電圧を出力している単位変換器11が0個の時は、閾値VrthはVc*/2で与えられる。電圧指令値Vr*がこの閾値Vrthに一致するか上回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器11に正のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器11の数は0から1に変化するため、閾値Vrthは3Vc*/2に変化する。そして電圧指令値Vr*と閾値Vrthの比較を同様に繰返す。パルス電圧を出力している単位変換器の数をnとすると、閾値Vrthは下記式で与えられる。すなわち、
Vrth=Vc*(2n+1)/2 …(1)
となる。
Vrth=Vc*(2n+1)/2 …(1)
となる。
次に、電圧指令値Vr*が正の数であり、且つオフ段階の場合を説明する。この場合、いくつかの単位変換器11がパルス電圧を出力している時点からを考える。例えばパルス電圧を出力している単位変換器11が5個である時、閾値Vrthは9Vc*/2で与えられる。電圧指令値Vr*がこの閾値Vrthに一致するか下回った時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、すでにパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器11に出力をオフとするゲート信号を与える。この瞬間、パルス電圧を出力している単位変換器11の数は5から4に変化するため、閾値Vrthは7Vc*/2に変化する。そして電圧指令値Vr*と閾値Vrthの比較を同様に繰返す。パルス電圧を出力している単位変換器の数をnとすると、閾値Vrthは下記式で与えられる。すなわち、
Vrth=Vc*(2n−1)/2 …(2)
(但し、n=0の時、Vrth=0。)
となる。
Vrth=Vc*(2n−1)/2 …(2)
(但し、n=0の時、Vrth=0。)
となる。
次に、電圧指令値Vr*が負の数であり、且つオン段階の場合を説明する。これは電圧指令値Vr*が正の数であり、且つオン段階の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器11の数をnとすると、閾値Vrthは下記式で与えられる。すなわち、
Vrth=−Vc*(2n+1)/2 …(3)
となる。電圧指令値Vr*がこの閾値Vrth以下となった時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器11に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
Vrth=−Vc*(2n+1)/2 …(3)
となる。電圧指令値Vr*がこの閾値Vrth以下となった時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、いずれかの単位変換器11に負のパルス電圧を出力するゲート信号を与える。
次に、電圧指令値Vr*が負の数であり、且つオフ段階の場合を説明する。これは電圧指令値Vr*が正の数であり、且つオフ段階の場合の、正負を反転した状態に相当する。よってパルス電圧を出力している単位変換器11の数をnとすると、閾値Vrthは下記式で与えられる。すなわち、
Vrth=−Vc*(2n−1)/2 …(4)
(但し、n=0の時、Vrth=0。)
となる。電圧指令値Vr*がこの閾値Vrth以上となった時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、すでにパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器11に出力をオフにするゲート信号を与える。
Vrth=−Vc*(2n−1)/2 …(4)
(但し、n=0の時、Vrth=0。)
となる。電圧指令値Vr*がこの閾値Vrth以上となった時がパルス電圧出力の変化タイミングであり、すでにパルス電圧を出力しているいずれかの単位変換器11に出力をオフにするゲート信号を与える。
前述した如く定常時は、電圧指令値Vr*の位相θvrを基にオン/オフ段階を判定してパルス電圧を出力する一方で、起動時や系統異常時などの非定常時には、図3に示すように電圧指令値Vr*の傾きを基に、オン/オフ段階を判定するものとする。
すなわち、図3(A)に示すように、電圧指令値Vr*の絶対値|Vr*|を得、その時間変化率d|Vr*|/dtが正であればオン段階と判定し、負であればオフ段階と判定する。実際に制御部2を構成するマイクロコンピュータ等で演算する場合は、|Vr*|の現在の値から前回値を減算し、その差分をd|Vr*|/dtとする。そして位相を基にした判定と同様に、パルス電圧を変化させるゲート信号を単位変換器11に与える。
なお図3(A)は、説明を容易とするために前記図2(A)と同様に電圧指令値Vr*を正弦波を例にとって説明しているが、起動時や系統異常時などの非定常時には、実際には正弦波状の波形よりも複雑な波形となる。
電圧指令値の位相に基づいたオン/オフ段階の判定は、定常状態では電流高調波を低減できるが、このような系統異常時などの系統電圧に大きな変化があった場合には、出力電圧が追従できずに電流高調波が増大し、あるいは過電流が流れるなどの不具合がある。
一方、電圧指令値の傾きに基づいたオン/オフ段階の判定は、前記系統異常に追従できるものの、定常状態では電圧指令値の変動や変化率が低い部分での微小な正負の変動の影響を受けやすいため、電流高調波の点で位相に基づいた判定に劣るものとなる。
そこで本実施形態では、定常時と系統異常時でオン/オフ段階の判定法を切り替えて1パルス制御を行なうものとすることにより、定常時は位相に基づいた1パルス生成による高調波の少ない電流制御を実現しつつ、系統異常時にも系統に適した電圧を出力することができるので、異常時の電流高調波や過電流も確実に抑制できる。
なお本実施形態及び以下に示すすべての実施形態の共通事項として、前記図1の構成では各相において直列接続された単位変換器11をデルタ結線しているが、Y結線であってもよい。また前記図1の構成では、直流電圧源にコンデンサCを用いているが、直流電源でも構わない。
また前記図1の構成では、バッファリアクトル3を各相に挿入しているが、バッファリアクトル3を用いずにトランス4の漏れインダクタンスで代用しても構わない。また前記図1では、トランス4を介して電力系統に連系しているが、トランスなしで連系してもよい。また図1では制御装置は変換器電流irs,ist,itrを基に制御しているが、系統電流ir,is,itを基に制御してもよいものとする。
(第2の実施形態)
以下、本発明の第2の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、且つ、制御部2内の各相毎の回路構成は前記図2に示した内容と同様であるものとして、同一部分には同一符号を用い、それらの図示及び説明を省略する。
以下、本発明の第2の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、且つ、制御部2内の各相毎の回路構成は前記図2に示した内容と同様であるものとして、同一部分には同一符号を用い、それらの図示及び説明を省略する。
本実施形態では、制御部2が電圧指令値Vr*の傾きを基にオン/オフ段階を判定する際に、電圧指令値Vr*から、予め設定した周波数以下の成分のみを通過させるローパスフィルタを通過させた値Vr*_lpfを演算し、その絶対値|Vr*_lpf|を得た上で、更にその時間変化d|Vr*_lpf|/dtが正であればオン段階と判定する一方で、負であればオフ段階と判定するものとする。
このような構成の本実施形態によれば、1パルス制御では対応できない周波数域の電圧指令値の変動や、変化率が低い部分での微小な正負の変動を除外して、不要なオン/オフ段階の入れ替わりを防ぎ、電流高調波を低減することができる。
(第3の実施形態)
以下、本発明の第3の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
以下、本発明の第3の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
図4は、本発明の第3の実施形態に係る電力変換装置の制御を示す図である。本発明の第3の実施形態に係る電力変換装置全体の構成は、前記図1と同様であるため、同等の構成要素には、前記図1で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
本実施形態では、制御部2が、電圧指令値の位相を基にしたオン/オフ段階の判定と、傾きを基にしたオン/オフ段階の判定とを切り替える。
制御部2において、系統電圧Vs、変換器電流ir,is,it、及びコンデンサ電圧Vcrx,Vcsx,Vctx(x=1〜n)に基づいて、電圧指令値演算部201が電圧指令値Vr*,Vs*,Vt*と系統電圧の大きさ|Vs|とを算出する。この図4では、このうちVr*の処理についてのみ図示しているが、他のVs*,Vt*の処理についても構成は同様である。
前記電圧指令値演算部201が算出した電圧指令値Vr*は位相・傾き演算部202に、系統電圧の大きさ|Vs|は比較部203にそれぞれ送出される。
位相・傾き演算部202は、電圧指令値Vr*からその位相θvr*と傾きd|Vr*|/dtとを算出し、算出した位相θvr*をオン/オフ段階判定部204に、算出した傾きd|Vr*|/dtをオン/オフ段階判定部205にそれぞれ送出する。
オン/オフ段階判定部204は、電圧指令値Vr*の位相θvr*に基づいて前記図2で説明したようにオン段階とオフ段階のいずれかを判定し、その判定結果をセレクタ206へ出力する。
オン/オフ段階判定部205は、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtに基づいて前記図3で説明したようにオン段階とオフ段階のいずれかを判定し、その判定結果をセレクタ206へ出力する。
前記比較部203は、系統電圧値|Vs|と、予め設定された系統電圧の定常状態の最大値Vs_LVlim、同最小値Vs_OVlimに基づき、それらの比較によりVs_LVlim≦|Vs|≦Vs_OVlimであれば定常状態「0」と判断し、|Vs|<Vs_LVlimまたは|Vs|>Vs_OVlimであれば系統電圧が定常状態を逸脱している系統異常時「1」であると判断し、判断結果「0」/「1」を前記セレクタ206へ出力する。
セレクタ206では、前記比較部203からの比較判断結果「0」/「1」に基づいて、オン/オフ段階判定部204,205からの判定結果の一方を選択してゲート信号生成部207へ出力する。
ゲート信号生成部207は、入力されたオン段階/オフ段階の判定結果に応じて、電力変換部1を構成する各単位変換器11のコンデンサCにゲート信号を出力する。
次に前記実施形態の動作について説明する。
前記図4に示した構成において、比較部203により系統電圧値|Vs|と、予め設定された系統電圧の定常状態範囲の上下限値Vs_LVlim,Vs_OVlimとを比較することで、Vs_LVlim<|Vs|<Vs_OVlimであれば定常状態と判断する一方で、|Vs|<Vs_LVlim、または|Vs|>Vs_OVlimであれば系統電圧は定常状態を逸脱している系統異常時であると判断する。
前記図4に示した構成において、比較部203により系統電圧値|Vs|と、予め設定された系統電圧の定常状態範囲の上下限値Vs_LVlim,Vs_OVlimとを比較することで、Vs_LVlim<|Vs|<Vs_OVlimであれば定常状態と判断する一方で、|Vs|<Vs_LVlim、または|Vs|>Vs_OVlimであれば系統電圧は定常状態を逸脱している系統異常時であると判断する。
定常状態と判断した場合には、セレクタ206でオン/オフ段階判定部204の判定結果を選択することにより、電圧指令値Vr*の位相θvr*を基に判定したオン段階/オフ段階を優先し、パルス電圧を変化させるゲート信号をゲート信号生成部207で生成させて電力変換部1内の各単位変換器11に与える。
また系統異常時と判断した場合には、セレクタ206でオン/オフ段階判定部205の判定結果を選択することにより、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtを基にオン制御/オフ段階を優先し、パルス電圧を変化させるゲート信号をゲート信号生成部207で生成させて電力変換部1内の各単位変換器11に与える。
本実施形態によれば、系統電圧が定常状から逸脱した際に、オン段階とオフ段階の判定手法を切り替えて1パルス制御を行なうことにより、定常時は位相に基づいた1パルス生成によって高調波の少ない電流制御を実現しつつ、系統異常時には系統に追従した電圧を出力できるので、異常時の電流高調波や過電流も抑制することができる。
同様に、系統電圧値|Vs|の時間変化率d|Vs|/dtを監視し、この値が予め設定された閾値を超えた時に系統異常と判定してオン段階とオフ段階の判定手法を切り替えることにより、系統の瞬時電圧低下などの急変事故に対してもよく追従し、過電流となるのを確実に抑制できる。
また、系統電圧Vsから高調波成分を演算し、その算出値が予め設定された閾値を超えた時には、系統異常と判定してオン段階とオフ段階の判定手法を切り替えることにより、系統電圧に高調波が重畳されている時にも確実に抑止できる。
また系統電圧の大きさには、系統電圧Vsをdq変換した有効電圧成分Vsdを用いてもよい。
また系統電圧の大きさには、系統電圧Vsをdq変換した有効電圧成分Vsdを用いてもよい。
(第4の実施形態)
以下、本発明の第4の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
以下、本発明の第4の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
本実施形態では、制御部2が電圧指令値の位相を基にしたオン/オフ段階の判定と、電圧指令値の傾きを基にしたオン/オフ段階の判定とを切り替えることを特徴とする。
図5は、本発明の第4の実施形態に係る電力変換装置の制御を示す図である。本発明の第4の実施形態に係る電力変換装置全体の構成は、前記図1と同様であるため、同等の構成要素には、前記図1で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
制御部2において、系統電圧Vs、変換器電流ir,is,it、及びコンデンサ電圧Vcrx,Vcsx,Vctx(x=1〜n)に基づいて、電圧指令値演算部301が電圧指令値Vr*,Vs*,Vt*を算出する。この図4では、このうちVr*の処理についてのみ図示しているが、他のVs*,Vt*の処理についても構成は同様である。
前記電圧指令値演算部301が算出した電圧指令値Vr*は位相・傾き演算部302に送出される。
位相・傾き演算部302は、電圧指令値Vr*からその位相θvr*と傾きd|Vr*|/dtとを算出し、算出した位相θvr*をオン/オフ段階判定部303に、算出した傾きd|Vr*|/dtをオン/オフ段階判定部304にそれぞれ送出する。
オン/オフ段階判定部303は、電圧指令値Vr*の位相θvr*に基づいて前記図2で説明したようにオン段階とオフ段階のいずれかを判定し、その判定結果をオア回路305を介してゲート信号生成部306へ出力する。
オン/オフ段階判定部304は、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtに基づいて前記図3で説明したようにオン段階とオフ段階のいずれかを判定し、その判定結果をオア回路305を介してゲート信号生成部306へ出力する。
ゲート信号生成部306は、前記オア回路305を介して送られてくる、変化を優先したオン段階/オフ段階の判定結果に応じて、電力変換部1を構成する各単位変換器11のコンデンサCにゲート信号を出力する。
次に前記実施形態の動作について説明する。
制御部2においては、位相・傾き演算部302が出力する、電圧指令値Vr*の位相θvr*を基にしたオン/オフ段階判定部303でのオン段階とオフ段階の判定と、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtを基にしたオン/オフ段階判定部304でのオン段階とオフ段階の判定とをいずれも常時実行している。
制御部2においては、位相・傾き演算部302が出力する、電圧指令値Vr*の位相θvr*を基にしたオン/オフ段階判定部303でのオン段階とオフ段階の判定と、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtを基にしたオン/オフ段階判定部304でのオン段階とオフ段階の判定とをいずれも常時実行している。
そしていずれか少なくとも一方の判定結果が変化した際に、その変化結果をオア回路305を介してゲート信号生成部306で受付けることにより、パルス電圧を変化させるゲート信号をこのゲート信号生成部306で生成させて電力変換部1内の各単位変換器11に与える。
通常、電圧指令値Vr*の傾きに基づいた判定は、電圧指令値Vr*の位相を基にした判定よりも遅れるため、定常状態では、位相を基にした判定の変化のみを常に反映させる。
しかし系統異常時には、電圧指令値Vr*の傾きに基づいた判定によりオン段階とオフ段階が変化し、その変化がオア回路305を介してゲート信号生成部306に送達されることにより、遅滞なく制御に反映されることとなる。
しかし系統異常時には、電圧指令値Vr*の傾きに基づいた判定によりオン段階とオフ段階が変化し、その変化がオア回路305を介してゲート信号生成部306に送達されることにより、遅滞なく制御に反映されることとなる。
したがって本実施形態によれば、定常時は電圧指令値の位相に基づいた1パルス制御による高調波の少ない電流制御を実現しつつ、一方で系統に異常が発生した場合には、高い応答性を持って系統に追従した電圧を出力することができるので、異常時の電流高調波や過電流も抑制することができる。
また本実施形態によれば、前記第3の実施形態における比較部203とセレクタ206の構成を排除することで系統電圧を検出して異常判定を行なう工程を省略することで、装置の構成をより簡略化できる。
(第5の実施形態)
以下、本発明の第5の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
以下、本発明の第5の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、電力変換装置全体の構成は前記図1に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。
図6は、本発明の第5の実施形態に係る電力変換装置の制御を示す図である。本発明の第5の実施形態に係る電力変換装置全体の構成は、前記図1と同様であるため、同等の構成要素には、前記図1で使用した符号と同一の符号を付して説明する。
本実施形態では、制御部2が、電圧指令値の位相を基にしたオン/オフ段階の判定と、傾きを基にしたオン/オフ段階の判定とを切り替える。
制御部2において、系統電圧Vs、変換器電流ir,is,it、及びコンデンサ電圧Vcrx,Vcsx,Vctx(x=1〜n)に基づいて、電圧指令値演算部401が電圧指令値Vr*,Vs*,Vt*を算出する。この図4では、このうちVr*の処理についてのみ図示しているが、他のVs*,Vt*の処理についても構成は同様である。
前記電圧指令値演算部401が算出した電圧指令値Vr*は位相・傾き演算部402に送出される。位相・傾き演算部402は、電圧指令値Vr*からその位相θvr*と傾きd|Vr*|/dtとを算出し、算出した位相θvr*をオン/オフ段階判定部403に、算出した傾きd|Vr*|/dtをオン/オフ段階判定部404、及び比較部405にそれぞれ送出する。
オン/オフ段階判定部403は、電圧指令値Vr*の位相θvr*に基づいて前記図2で説明したようにオン段階とオフ段階のいずれかを判定し、その判定結果をセレクタ406へ出力する。
オン/オフ段階判定部404は、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtに基づいて前記図3で説明したようにオン段階とオフ段階のいずれかを判定し、その判定結果をセレクタ406へ出力する。
前記比較部405は、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtと、予め設定された閾値Vdiflimに基づき、それらの比較により傾きの絶対値|dVr*/dt|が閾値Vdiflimより小さければ定常状態「0」と判断し、|dVr*/dt|が閾値Vdiflim以上であれば系統電圧が定常状態を逸脱している系統異常時「1」であると判断し、判断結果「0」/「1」を前記セレクタ406へ出力する。
セレクタ406では、前記比較部405からの比較判断結果「0」/「1」に基づいて、オン/オフ段階判定部403,404からの判定結果の一方を選択してゲート信号生成部407へ出力する。
ゲート信号生成部407は、入力されたオン段階/オフ段階の判定結果に応じて、電力変換部1を構成する各単位変換器11のコンデンサCにゲート信号を出力する。
次に前記実施形態の動作について説明する。
制御部2においては、位相・傾き演算部402が出力する、電圧指令値Vr*の位相θvr*を基にしたオン/オフ段階判定部403でのオン段階とオフ段階の判定と、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtを基にしたオン/オフ段階判定部404でのオン段階とオフ段階の判定とをいずれも常時実行している。
制御部2においては、位相・傾き演算部402が出力する、電圧指令値Vr*の位相θvr*を基にしたオン/オフ段階判定部403でのオン段階とオフ段階の判定と、電圧指令値Vr*の傾きd|Vr*|/dtを基にしたオン/オフ段階判定部404でのオン段階とオフ段階の判定とをいずれも常時実行している。
そして傾きd|Vr*|/dtの絶対値|dVr*/dt|が、予め設定された閾値Vdiflimを越えない場合は、オン/オフ段階判定部403の出力する、位相を基にしたオン/オフ段階判定部403での判定結果を適用する一方で、傾きd|Vr*|/dtの絶対値|dVr*/dt|が閾値Vdiflimを越えた場合は、電圧指令値の傾きd|Vr*|/dtに基づいたオン/オフ段階判定部404での判定結果を適用する。
したがって、本実施形態によれば、定常時は電圧指令値の位相に基づいた1パルス制御による高調波の少ない電流制御を実現しつつ、一方で系統に異常が発生した場合には、高い応答性を持って系統に追従した電圧を出力することができるので、異常時の電流高調波や過電流も抑制することができる。
本実施形態の利点は、系統異常と判断する基準を閾値Vdiflimとして任意に設定することができる点にある。
以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
1…電力変換器(群)、
2…制御部、
3…バッファリアクトル、
4…トランス、
5…3相交流電源、
11…単位変換器、
201…電圧指令値演算部、
202…位相・傾き演算部、
203…比較部、
204,205…オン/オフ段階判定部、
206…セレクタ、
207…ゲート信号生成部、
301…電圧指令値演算部、
302…位相・傾き演算部、
303,304…オン/オフ段階判定部、
305…オア回路、
306…ゲート信号生成部、
401…電圧指令値演算部、
402…位相・傾き演算部、
403,404…オン/オフ段階判定部、
405…比較部、
406…セレクタ、
407…ゲート信号生成部、
C…コンデンサ、
SW…スイッチング素子。
2…制御部、
3…バッファリアクトル、
4…トランス、
5…3相交流電源、
11…単位変換器、
201…電圧指令値演算部、
202…位相・傾き演算部、
203…比較部、
204,205…オン/オフ段階判定部、
206…セレクタ、
207…ゲート信号生成部、
301…電圧指令値演算部、
302…位相・傾き演算部、
303,304…オン/オフ段階判定部、
305…オア回路、
306…ゲート信号生成部、
401…電圧指令値演算部、
402…位相・傾き演算部、
403,404…オン/オフ段階判定部、
405…比較部、
406…セレクタ、
407…ゲート信号生成部、
C…コンデンサ、
SW…スイッチング素子。
Claims (8)
- コンデンサ及びブリッジ接続した半導体スイッチング素子を用いた単位電力変換器を複数直列に接続し、それら各単位電力変換器が出力する電圧パルスを積算した階段状波形の出力電圧を電力系統に連系させる電力変換装置であって、
前記電力系統の電圧、前記各単位電力変換器の電流、及び前記各単位電力変換器毎のコンデンサ電圧を検出する検出手段と、
前記検出手段で検出した内容を基に前記電力変換装置の電圧指令値を算出する演算手段と、
前記演算手段で算出した電圧指令値に基づいて、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階を判定する判定手段と、
前記判定手段で判定した電圧パルスのオン/オフ段階に応じて前記各単位電力変換器の前記スイッチング素子にゲート信号を与える制御駆動手段と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記判定手段は、
正弦波状の前記電圧指令値の基本波一周期中の位相0〜2πを4分割したそれぞれの期間のうち、
0〜π/2を各単位電力変換器の電圧パルスのオン段階、
π/2〜πを各単位電力変換器の電圧パルスのオフ段階、
π〜3π/2を各単位電力変換器の電圧パルスのオン段階、
3π/2〜2πを各単位電力変換器の電圧パルスのオフ段階、
に割当て、前記電圧指令値の位相と比較して前記単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階か、オフさせる段階かを判定する
ことを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 - 前記判定手段は、前記電圧指令値の経時変化の傾きを算出し、
傾きが正である場合は前記単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、
傾きが負である場合は前記単位電力変換器が出力する電圧パルスをオフさせる段階、
と判定することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 - 前記判定手段は、前記電圧指令値の低周波成分を抽出し、抽出した電圧指令値の経時変化の傾きを算出して、
傾きが正である場合は前記単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、
傾きが負である場合は前記単位電力変換器が出力する電圧パルスをオフさせる段階、
と判定することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 - 前記判定手段は、
前記電力系統の電圧が定常時には、前記電圧指令値の位相に基づいて、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをさせる段階、オフさせる段階を判定し、
前記電力系統の電圧が定常状態から外れる場合には、電圧指令値の経時変化の傾きに基づいて、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階を判定する
ことを特徴とする請求項1乃至4いずれか記載の電力変換器。 - 前記電力系統の電圧が定常状態から外れる場合は、前記電力系統の電圧が予め設定された定常状態の範囲の閾値を外れた場合、及び電力系統の電圧に重畳された高調波の大きさが予め設定された基準値を上回った場合、を含むことを特徴とする請求項5記載の電力変換器。
- 前記判定手段は、
前記電圧指令値の位相に基づいた、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階の判定と、
前記電圧指令値の経時変化の傾きに基づいた、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階の判定と、
を平行して実行し、
前記駆動制御手段は、
前記2つの判定結果の少なくとも一方が変化した場合に、変化後の判定結果に基づいて前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスのオン/オフを切替える
ことを特徴とする請求項5または6記載の電力変換器。 - 前記判定手段は、
前記電圧指令値の位相に基づいた、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階の判定と、
前記電圧指令値の経時変化の傾きに基づいた、前記各単位電力変換器が出力する電圧パルスをオンさせる段階、オフさせる段階の判定と、
を平行して実行し、
前記電力系統の電圧が定常時には、前記電圧指令値の位相に基づいた判定を優先し、
前記電圧指令値の経時変化の傾きの絶対値が、予め設定された閾値より大きい場合は、前記電圧指令値の経時変化の傾きに基づいた判定を優先する
ことを特徴とする請求項5または6記載の電力変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2014189452A JP2016063611A (ja) | 2014-09-17 | 2014-09-17 | 電力変換装置 |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2014189452A JP2016063611A (ja) | 2014-09-17 | 2014-09-17 | 電力変換装置 |
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JP2016063611A true JP2016063611A (ja) | 2016-04-25 |
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JP2014189452A Pending JP2016063611A (ja) | 2014-09-17 | 2014-09-17 | 電力変換装置 |
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JP (1) | JP2016063611A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN109193745A (zh) * | 2018-10-24 | 2019-01-11 | 哈尔滨工业大学(深圳) | 柔性直流输电系统中的三次谐波抑制装置及输电系统 |
-
2014
- 2014-09-17 JP JP2014189452A patent/JP2016063611A/ja active Pending
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CN109193745A (zh) * | 2018-10-24 | 2019-01-11 | 哈尔滨工业大学(深圳) | 柔性直流输电系统中的三次谐波抑制装置及输电系统 |
CN109193745B (zh) * | 2018-10-24 | 2021-07-09 | 哈尔滨工业大学(深圳) | 柔性直流输电系统中的三次谐波抑制装置及输电系统 |
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