JP2014509824A - グリッド接続インバータ、インバータ装置、および、インバータ装置を動作させるための方法 - Google Patents
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Abstract
本発明は、トランス（４）を介してエネルギー供給ネットワーク（５）に電流を供給するための電源結合インバータ（２）に関する。このインバータ（２）は、パルス幅変調器（２４１）を介して駆動される出力ブリッジ構成体を有しており、この出力ブリッジ構成体のスイッチング時間を決めるために周期的な補助信号が用いられる。また、インバータ（２）は、補助信号とエネルギー供給ネットワーク（５）との位相を同期させるための同期ユニット（２４１）を有する。インバータ（２）は、エネルギー供給ネットワーク（５）の位相に対する、周期的な補助信号における所定の位相オフセット（ΔΦ０）を設定するように構成されていることによって特徴づけられる。また本発明は、ＡＣ側において互いに誘導的に結合しているこのような少なくとも２つの電源結合インバータ（２）を有するインバータ装置と、インバータ装置を動作させるための方法とに関する。
【選択図】図１
【選択図】図１
Description
本発明は、トランスを介して電力グリッドに電流を供給するためのグリッド接続インバータに関し、このうち、インバータはパルス幅変調器を介して動作する出力ブリッジ回路を備え、この出力ブリッジ構成体のスイッチング時間を決めるために周期的な補助信号が用いられる。
本発明はさらに、このような少なくとも２つのインバータを備える装置と、そのようなインバータ装置を動作させるための方法とに関する。
本発明はさらに、このような少なくとも２つのインバータを備える装置と、そのようなインバータ装置を動作させるための方法とに関する。
グリッド接続インバータは、光起電力システムおよび風力エネルギー設備などのエネルギー供給システムにおいて用いられている。
グリッド接続インバータでは、インバータの出力部における電圧または電流のプロファイル出力（ｐｒｏｆｉｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）は、電力グリッドにおける対応するプロファイルに従っている。
エネルギー供給システムでは、直列および／または並列に接続された光起電力モジュールなどの発電器がＤＣ電圧を発生させ、そのＤＣ電圧は、場合によっては昇圧コンバータによる電圧の変更後に、ＤＣ電圧中間回路に供給される。
ＤＣ電圧中間回路からの直流は、インバータによって、電力グリッドに供給するのに周波数と電圧の点で適した交流に変換される。
この変換は、単相または多相の交流、特に三相交流となるように行われてもよい。
この場合、インバータは出力ブリッジ回路を備え、その出力ブリッジ回路は、供給が考えられている電力グリッドの相の数に応じて１つまたは複数のスイッチングブリッジを備え、それらのスイッチングブリッジは、一般に電力半導体スイッチを備えている。
グリッド接続インバータでは、インバータの出力部における電圧または電流のプロファイル出力（ｐｒｏｆｉｌｅ ｏｕｔｐｕｔ）は、電力グリッドにおける対応するプロファイルに従っている。
エネルギー供給システムでは、直列および／または並列に接続された光起電力モジュールなどの発電器がＤＣ電圧を発生させ、そのＤＣ電圧は、場合によっては昇圧コンバータによる電圧の変更後に、ＤＣ電圧中間回路に供給される。
ＤＣ電圧中間回路からの直流は、インバータによって、電力グリッドに供給するのに周波数と電圧の点で適した交流に変換される。
この変換は、単相または多相の交流、特に三相交流となるように行われてもよい。
この場合、インバータは出力ブリッジ回路を備え、その出力ブリッジ回路は、供給が考えられている電力グリッドの相の数に応じて１つまたは複数のスイッチングブリッジを備え、それらのスイッチングブリッジは、一般に電力半導体スイッチを備えている。
この場合、電力半導体スイッチは、インバータと電力グリッドとの間に配置されたフィルタとの組み合わせにおいて、可能な限り正弦波となる出力電流が生成されるように特定の変調パターンに従って動作する。
しばしば用いられるパルス幅変調方式（ＰＷＭ）では、電力半導体スイッチは、電力グリッドにおけるＡＣ電圧の周波数よりかなり高いスイッチング周波数（たとえば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの電源周波数との比較において、３ｋＨｚから３０ｋＨｚのスイッチング周波数）でスイッチのオンとオフがなされる。
システムの周波数における周期の間に、この場合には、デューティファクタと呼ばれる、スイッチング周波数の周期におけるスイッチオン時間とスイッチオフ時間との比が、可能な限り正弦波となる出力電流のプロファイルがもたらされるように変更される。
デューティファクタまたはスイッチング時間を決めるための公知の構成は、「サイン−トライアングル変調方式」、「空間ベクトル変調方式」（ＳＶＭ）、または、いわゆる「３次高調波のサイン−トライアングル変調方式」等の改良型のサイン−トライアングル変調方式などである。これらのＰＷＭ方式では、「サイン−トライアングル変調方式」における三角波信号、または「ＳＶＭ方式」におけるクロック信号などの周期的な補助信号が、スイッチング時間を決めるために用いられる。
しばしば用いられるパルス幅変調方式（ＰＷＭ）では、電力半導体スイッチは、電力グリッドにおけるＡＣ電圧の周波数よりかなり高いスイッチング周波数（たとえば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの電源周波数との比較において、３ｋＨｚから３０ｋＨｚのスイッチング周波数）でスイッチのオンとオフがなされる。
システムの周波数における周期の間に、この場合には、デューティファクタと呼ばれる、スイッチング周波数の周期におけるスイッチオン時間とスイッチオフ時間との比が、可能な限り正弦波となる出力電流のプロファイルがもたらされるように変更される。
デューティファクタまたはスイッチング時間を決めるための公知の構成は、「サイン−トライアングル変調方式」、「空間ベクトル変調方式」（ＳＶＭ）、または、いわゆる「３次高調波のサイン−トライアングル変調方式」等の改良型のサイン−トライアングル変調方式などである。これらのＰＷＭ方式では、「サイン−トライアングル変調方式」における三角波信号、または「ＳＶＭ方式」におけるクロック信号などの周期的な補助信号が、スイッチング時間を決めるために用いられる。
しかし、比較的複雑な変調方式の場合においても、生成されるＡＣ電圧は一般に完全な正弦波の信号ではなく、たとえば、変調方式のスイッチング周波数における、電圧リップルと呼ばれる周波数成分を示す。
比較的大型の光起電力システムの場合には特に、比較的高い出力電流または出力電力を実現するために、しばしば２つ以上のインバータが並列で用いられる。
これらのインバータが出力電圧側で互いから完全に絶縁されていないと、インバータどうしの間に補償電流が生じる場合があり、この補償電流は、インバータにおける出力ブリッジ回路の電力半導体スイッチに対して、不要な追加の電流負荷をもたらす。
このような出力電流は、共通の中間回路を介したＤＣ電圧側と、ＡＣ電圧側との両方においてインバータどうしが互いに接続されている場合などに生じるが、これは、たとえば、これらのインバータが、介在するトランスを用いずに電力グリッドに直接的に接続されているためである。
ＤＣ電圧側では、共通の中間回路が用いられていない場合には結合がもたらされることもあるが、モジュールまたはストリング（一連のモジュールの接続）は、一方の接続部によってそれぞれ接地されている。
ＡＣ電圧側では、２つのインバータにおける、問題となる相互の影響が、誘導結合を介してもたらされる場合もある。
２つのインバータにおける誘導結合の場合、ＤＣの補償電流は流れないが、特に、インバージョンの間に完全には避けられない上記の電圧リップルによって、比較的高い周波数のＡＣ成分を有する補償電流が流れる可能性がある。
このような結合は、インバータと電力グリッドの間にトランスが配置された設備に見られる場合もある。
これらのインバータが出力電圧側で互いから完全に絶縁されていないと、インバータどうしの間に補償電流が生じる場合があり、この補償電流は、インバータにおける出力ブリッジ回路の電力半導体スイッチに対して、不要な追加の電流負荷をもたらす。
このような出力電流は、共通の中間回路を介したＤＣ電圧側と、ＡＣ電圧側との両方においてインバータどうしが互いに接続されている場合などに生じるが、これは、たとえば、これらのインバータが、介在するトランスを用いずに電力グリッドに直接的に接続されているためである。
ＤＣ電圧側では、共通の中間回路が用いられていない場合には結合がもたらされることもあるが、モジュールまたはストリング（一連のモジュールの接続）は、一方の接続部によってそれぞれ接地されている。
ＡＣ電圧側では、２つのインバータにおける、問題となる相互の影響が、誘導結合を介してもたらされる場合もある。
２つのインバータにおける誘導結合の場合、ＤＣの補償電流は流れないが、特に、インバージョンの間に完全には避けられない上記の電圧リップルによって、比較的高い周波数のＡＣ成分を有する補償電流が流れる可能性がある。
このような結合は、インバータと電力グリッドの間にトランスが配置された設備に見られる場合もある。
ＤＥ １０ ２００８ ０５６ ２５６ Ａ１の文献は、並列に接続された複数のインバータを有するインバータ装置を示しており、個々のインバータにおける対応する電力半導体スイッチが同時に動作することにより、インバータどうしの間の補償電流が回避され得る。
これは、マスターインバータと呼ばれる、インバータのうちの１つが、スレーブインバータとよばれるさらなるインバータのそれぞれに、対応するラインを介して送信される電力半導体用の動作信号を生成することによって実現される。
しかし、この方式は、互いに対して物理的に近くに配置されたインバータの場合に実用可能であるにすぎない。
これは、マスターインバータと呼ばれる、インバータのうちの１つが、スレーブインバータとよばれるさらなるインバータのそれぞれに、対応するラインを介して送信される電力半導体用の動作信号を生成することによって実現される。
しかし、この方式は、互いに対して物理的に近くに配置されたインバータの場合に実用可能であるにすぎない。
ＵＳ２００８／０２６５６８０Ａ１の文献では、出力部で直接的に結合した複数のインバータからなる構成が説明されている。
これらのインバータはＰＷＭ方式によって制御され、プロセスに用いられる補助信号は、グリッド電圧によって同期している。
このため、インバータにおける出力ブリッジ構成体に向けた動作信号の送信は必要でない。
電力グリッドは、同期接続（synchronization connection）として用いられている。
この方式は、直接的に相互接続されたインバータに対しては十分に適している。
しかし、たとえばトランスを介して誘導的に結合したインバータの場合には、補償電流は完全には抑圧されないことが示されている。
これらのインバータはＰＷＭ方式によって制御され、プロセスに用いられる補助信号は、グリッド電圧によって同期している。
このため、インバータにおける出力ブリッジ構成体に向けた動作信号の送信は必要でない。
電力グリッドは、同期接続（synchronization connection）として用いられている。
この方式は、直接的に相互接続されたインバータに対しては十分に適している。
しかし、たとえばトランスを介して誘導的に結合したインバータの場合には、補償電流は完全には抑圧されないことが示されている。
したがって、本発明の目的の１つは、ＡＣ側においてトランスを介して互いに誘導的に結合したインバータが、問題となる補償電流を発生させずに、また、インバータにおける出力ブリッジ構成体に向けた動作信号の送信を必要とせずに動作し得るインバータ装置、および、インバータ装置を動作させるための方法を提供することである。本発明におけるさらなる目的は、この目的に適したグリッド接続インバータを提供することである。
この目的は、独立クレームにおけるそれぞれの特徴を有するインバータ、インバータ装置、および、インバータ装置を動作させるための方法によって達成される。
有利な構成と展開は、それぞれの従属クレームに明記されている。
有利な構成と展開は、それぞれの従属クレームに明記されている。
第１の態様によれば、本目的は、トランスを介して電力グリッドに電流を供給するためのグリッド接続インバータによって達成され、上記のインバータは、パルス幅変調器を介して動作する出力ブリッジ構成体を有しており、この出力ブリッジ構成体のスイッチング時間を決めるために周期的な補助信号が用いられる。
さらに、このインバータは、補助信号と電力グリッドとの位相同期のための同期ユニットを備える。
このインバータは、同期ユニットが、電力グリッドの位相に対する、周期的な補助信号における所定の位相オフセットを設定するように設計されていることを特徴とする。
さらに、このインバータは、補助信号と電力グリッドとの位相同期のための同期ユニットを備える。
このインバータは、同期ユニットが、電力グリッドの位相に対する、周期的な補助信号における所定の位相オフセットを設定するように設計されていることを特徴とする。
補助信号と電力グリッドとの位相同期により、２つのインバータのスイッチング時間は互いに整合させることができ、その結果補償電流が流れず、位相オフセットによって、トランスの内部で発生する位相シフトの補償が可能となる。
このため、誘導的に結合したインバータの場合でも、インバータの出力ブリッジ構成体に向けた動作信号を送信せずに電力グリッドによる同期が行われ得る。
このため、誘導的に結合したインバータの場合でも、インバータの出力ブリッジ構成体に向けた動作信号を送信せずに電力グリッドによる同期が行われ得る。
本インバータの有利な構成では、同期ユニットはＰＬＬ（フェーズロックループ）回路を備える。
このようにして、補助信号が一般に電力グリッドより高い倍数の周波数を有する場合でも、補助信号と電力グリッドとの同期が簡単な方法で行われ得る。
このようにして、補助信号が一般に電力グリッドより高い倍数の周波数を有する場合でも、補助信号と電力グリッドとの同期が簡単な方法で行われ得る。
第２の態様によれば、本目的は、ＡＣ側において互いに結合したこのような少なくとも２つのグリッド接続インバータを備えるインバータ装置によって達成される。
第１の態様と同じ利点がもたらされる。
第１の態様と同じ利点がもたらされる。
このインバータ装置の構成では、インバータは、ＡＣ側において三巻線トランスを介して互いに誘導的に結合している。
三巻線トランスは、従来の四巻線トランスに比べて相当にシンプルであり、またコストもかからない。
しばしば不都合となる、三巻線トランスにおける２つの一次巻線の間のインピーダンスの低さは、第１の態様によるインバータの使用によって問題とはならない。
この場合、一次巻線のインピーダンスは、適用される方法によって非対称性が補償され得るため、異なっていてもよい。
三巻線トランスは、従来の四巻線トランスに比べて相当にシンプルであり、またコストもかからない。
しばしば不都合となる、三巻線トランスにおける２つの一次巻線の間のインピーダンスの低さは、第１の態様によるインバータの使用によって問題とはならない。
この場合、一次巻線のインピーダンスは、適用される方法によって非対称性が補償され得るため、異なっていてもよい。
本発明における別の実施形態では、本目的は、少なくとも２つのグリッド接続インバータを有する、電力グリッドに電力を供給するインバータ装置のための動作方法によって達成され、インバータは、ＡＣ側において少なくとも１つのトランスによって互いに結合しており、それぞれのインバータは、周期的な補助信号を用いるパルス幅変調方式で動作する出力ブリッジ構成体を備え、それぞれの周期的な補助信号は電力グリッドと位相同期している。
この動作方法は、結合した２つのインバータにおける周期的な補助信号が、互いに対して非ゼロである所定の位相オフセットを有することを特徴とする。
利点は、第１および第２の態様における利点と同じである。
この動作方法は、結合した２つのインバータにおける周期的な補助信号が、互いに対して非ゼロである所定の位相オフセットを有することを特徴とする。
利点は、第１および第２の態様における利点と同じである。
以下では、例示的実施形態における７つの図面を参照して本発明を説明する。
図１は、概略的な回路ブロック図における、エネルギー供給システムとしての光起電力システムを示す。
以下では省略してＰＶシステムと呼ばれる光起電力システムは、２つの光起電力発電器（ＰＶ発電器）１ａ、１ｂを備え、これらの光起電力発電器１ａ、１ｂは、インバータ２ａ、２ｂにそれぞれ接続されている。
インバータの出力部は、それぞれフィルタ３ａ、３ｂを介してトランス４に接続されている。
トランス４は、この目的のために２つの別の一次巻線４１ａ、４１ｂを備えている。
トランス４における共通の二次巻線４２は、ＰＶ発電器１ａ、１ｂによって生成され、電力グリッド５に向けてインバータ２ａ、２ｂで変換された電力を供給するために上記の電力グリッドに接続されている。
以下では省略してＰＶシステムと呼ばれる光起電力システムは、２つの光起電力発電器（ＰＶ発電器）１ａ、１ｂを備え、これらの光起電力発電器１ａ、１ｂは、インバータ２ａ、２ｂにそれぞれ接続されている。
インバータの出力部は、それぞれフィルタ３ａ、３ｂを介してトランス４に接続されている。
トランス４は、この目的のために２つの別の一次巻線４１ａ、４１ｂを備えている。
トランス４における共通の二次巻線４２は、ＰＶ発電器１ａ、１ｂによって生成され、電力グリッド５に向けてインバータ２ａ、２ｂで変換された電力を供給するために上記の電力グリッドに接続されている。
ＰＶ発電器１ａ、１ｂは、それぞれの場合において、図では記号により、単一の光起電力セルに対する回路記号によってのみ示されている。
言うまでもなく、ＰＶ発電器１ａ、１ｂは、それぞれの場合において、互いに直列および／または並列に接続された複数の光起電力モジュール（ＰＶモジュール）によって例示されるＰＶシステムの実施形態で構成されてもよい。
簡潔にするため、たとえば遮路器もしくはフューズ素子であるＤＣ側のスイッチング素子またはＡＣ側のスイッチング素子などの、ＰＶシステムにおけるさらなる素子は、図では示されていない。
言うまでもなく、ＰＶ発電器１ａ、１ｂは、それぞれの場合において、互いに直列および／または並列に接続された複数の光起電力モジュール（ＰＶモジュール）によって例示されるＰＶシステムの実施形態で構成されてもよい。
簡潔にするため、たとえば遮路器もしくはフューズ素子であるＤＣ側のスイッチング素子またはＡＣ側のスイッチング素子などの、ＰＶシステムにおけるさらなる素子は、図では示されていない。
本発明における図示されている実施形態では、インバータ２ａ、２ｂは、入力側ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂをそれぞれ備え、入力側ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂは、それぞれの場合において、中間回路２２ａ、２２ｂを介してＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂに接続されている。
本願によるインバータは、入力側ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに構成されてもよいことに留意されたい。
それぞれの場合において、中間回路にはコンデンサ２２１ａ、２２１ｂが配置されており、上記のコンデンサは、中間回路電圧Ｕｚを平滑化するとともに、ＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂによる中間回路電圧Ｕｚの電圧ディップ（ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｐ）をもたずにパルス化電流の引き出しを可能とするために用いられている。
インバータ２ａ、２ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂ、および、ＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂを制御するための制御デバイス２４ａ、２４ｂをそれぞれ有する。
この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂの制御には、たとえばＰＶ発電器１ａ、１ｂを最大電力の動作点で動作させるために用いられる、いわゆるＭＰＰ（最大電力点）追従方式が含まれてもよい。
本願によるインバータは、入力側ＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに構成されてもよいことに留意されたい。
それぞれの場合において、中間回路にはコンデンサ２２１ａ、２２１ｂが配置されており、上記のコンデンサは、中間回路電圧Ｕｚを平滑化するとともに、ＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂによる中間回路電圧Ｕｚの電圧ディップ（ｖｏｌｔａｇｅ ｄｉｐ）をもたずにパルス化電流の引き出しを可能とするために用いられている。
インバータ２ａ、２ｂは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂ、および、ＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂを制御するための制御デバイス２４ａ、２４ｂをそれぞれ有する。
この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ａ、２１ｂの制御には、たとえばＰＶ発電器１ａ、１ｂを最大電力の動作点で動作させるために用いられる、いわゆるＭＰＰ（最大電力点）追従方式が含まれてもよい。
ＰＶシステムは、電力を三相の電力グリッド５に供給するように設計されている。
したがって、インバータ２ａ、２ｂは、三相の出力部を有し、フィルタ３ａおよび３ｂ、ならびにトランス４は、三相用に設計されている。
三相という数は、単なる例であると理解されるべきであり、本願によるインバータ、および、インバータを用いて構成されたインバータ装置は、任意である所望数の相を伴う動作、とりわけ単相の動作に同様に適合していてもよい。
したがって、インバータ２ａ、２ｂは、三相の出力部を有し、フィルタ３ａおよび３ｂ、ならびにトランス４は、三相用に設計されている。
三相という数は、単なる例であると理解されるべきであり、本願によるインバータ、および、インバータを用いて構成されたインバータ装置は、任意である所望数の相を伴う動作、とりわけ単相の動作に同様に適合していてもよい。
インバータ２ａ、２ｂは、それらのＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂの中に、ＰＷＭ方式で動作する半導体電力スイッチを有する出力ブリッジ回路を有する。
したがって、ＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂの出力信号は、クロック化されたＤＣ信号であり、クロック周波数、すなわち、１秒あたりのスイッチングサイクルの数は、１キロヘルツから数十キロヘルツの範囲であり得る。
誘導性素子と容量性素子の組み合わせを含むフィルタ３ａ、３ｂは、インバータ２ａ、２ｂの出力信号を平滑化して、可能な限り正弦波となる電圧プロファイルを与えるために用いられる。
この理由から、これらのフィルタは、しばしば正弦波フィルタとも呼ばれる。
したがって、ＤＣ−ＡＣインバータ２３ａ、２３ｂの出力信号は、クロック化されたＤＣ信号であり、クロック周波数、すなわち、１秒あたりのスイッチングサイクルの数は、１キロヘルツから数十キロヘルツの範囲であり得る。
誘導性素子と容量性素子の組み合わせを含むフィルタ３ａ、３ｂは、インバータ２ａ、２ｂの出力信号を平滑化して、可能な限り正弦波となる電圧プロファイルを与えるために用いられる。
この理由から、これらのフィルタは、しばしば正弦波フィルタとも呼ばれる。
図２は、上側の部分において、時間ｔの関数としての振幅電圧Ｕ０に対して正規化された、フィルタ３ａ、３ｂの出力部における電圧ＵａおよびＵｂを示す。
この図は、周期の長さｔ０を有する電力グリッド５における位相の周期のプロファイルを示している。
図２は、インバータ２ａ、２ｂにおける非同期の動作を示す。
電圧Ｕａ、Ｕｂのプロファイルはともに、完全な正弦波のプロファイルの上に重畳した比較的高い周波数を有する成分を示している。
この成分は、この成分の振幅の点では、振幅電圧Ｕ０のうちの数パーセントの点に等しい。
比較的高い周波数を有するこれらの成分は、電圧リップルとも呼ばれる。
この図は、周期の長さｔ０を有する電力グリッド５における位相の周期のプロファイルを示している。
図２は、インバータ２ａ、２ｂにおける非同期の動作を示す。
電圧Ｕａ、Ｕｂのプロファイルはともに、完全な正弦波のプロファイルの上に重畳した比較的高い周波数を有する成分を示している。
この成分は、この成分の振幅の点では、振幅電圧Ｕ０のうちの数パーセントの点に等しい。
比較的高い周波数を有するこれらの成分は、電圧リップルとも呼ばれる。
図２の下側の部分では、同図の上側の部分と同じ時間軸の上に差分電圧ΔＵ＝Ｕｂ−Ｕａが示されている。
電圧の軸に関しては、図の下側の部分は、同図の上側の部分と比べて拡大した形で示されている。
ゼロ点を中心にして変動する電圧差ΔＵのプロファイルは、２つのインバータ２ａ、２ｂが、正弦波である基本波を基準とした電力グリッド５の電圧プロファイルに一様に従うことを示している。
しかし、電圧リップルを有するゼロ以外の差分電圧ΔＵが観測され得る。
ＰＶシステムの動作中には、トランス４の一次巻線４１ａ、４１ｂにおける電流の誘導結合によるこの差分電圧ΔＵが、フィルタ３ａ、３ｂにおけるコンデンサどうしの間を行き来して流れる、電圧リップルの周波数における補償電流をもたらす。
このことは、いわゆる三巻線トランスがトランス４として用いられ、その三巻線トランスが、いわゆる四巻線トランスなどの他の好適なトランスに比べ、２つの一次巻線の間により低いインピーダンスを有する場合に特に見られる。
電圧の軸に関しては、図の下側の部分は、同図の上側の部分と比べて拡大した形で示されている。
ゼロ点を中心にして変動する電圧差ΔＵのプロファイルは、２つのインバータ２ａ、２ｂが、正弦波である基本波を基準とした電力グリッド５の電圧プロファイルに一様に従うことを示している。
しかし、電圧リップルを有するゼロ以外の差分電圧ΔＵが観測され得る。
ＰＶシステムの動作中には、トランス４の一次巻線４１ａ、４１ｂにおける電流の誘導結合によるこの差分電圧ΔＵが、フィルタ３ａ、３ｂにおけるコンデンサどうしの間を行き来して流れる、電圧リップルの周波数における補償電流をもたらす。
このことは、いわゆる三巻線トランスがトランス４として用いられ、その三巻線トランスが、いわゆる四巻線トランスなどの他の好適なトランスに比べ、２つの一次巻線の間により低いインピーダンスを有する場合に特に見られる。
回路ブロック図と同様に、図３は、図１におけるインバータ２ａ、２ｂのうちの一方の細部を示す。
以下の説明は、示される例示的実施形態において同一の構成を有するインバータ２ａ、２ｂの両方に関する。
したがって、参照記号においてインデックスａ、ｂを用いた区別はなされていない。
以下の説明は、示される例示的実施形態において同一の構成を有するインバータ２ａ、２ｂの両方に関する。
したがって、参照記号においてインデックスａ、ｂを用いた区別はなされていない。
インバータ２におけるＤＣ−ＡＣインバータ２３は、出力ブリッジ構成体を備えており、その出力ブリッジ構成体の一方のブリッジブランチ（bridge branch）が記号によって示されている。
インバータ２における三相の実施形態の場合には、一般にこのような３つのブリッジブランチが設けられており、図ではこのようなブリッジブランチが楕円によって示されている。
各ブリッジブランチは、２つの半導体電力スイッチ２３１、２３２を備えている。
例としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が示されており、各ＩＧＢＴには背中合わせに並列に（逆並列に）接続された保護ダイオードが設けられている。
しかし、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）などの他の好適な半導体スイッチが用いられてもよい。
これらのスイッチ２３１、２３２は制御デバイス２４によって動作する。
上記の制御デバイスは、パルス幅変調器２４１、基準電圧発生器２４２、同期ユニット２４３、および、制御ユニット２４４を備える。
インバータ２における三相の実施形態の場合には、一般にこのような３つのブリッジブランチが設けられており、図ではこのようなブリッジブランチが楕円によって示されている。
各ブリッジブランチは、２つの半導体電力スイッチ２３１、２３２を備えている。
例としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が示されており、各ＩＧＢＴには背中合わせに並列に（逆並列に）接続された保護ダイオードが設けられている。
しかし、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）などの他の好適な半導体スイッチが用いられてもよい。
これらのスイッチ２３１、２３２は制御デバイス２４によって動作する。
上記の制御デバイスは、パルス幅変調器２４１、基準電圧発生器２４２、同期ユニット２４３、および、制御ユニット２４４を備える。
パルス幅変調器２４１は、所定プロファイルの基準電圧Ｕｒｅｆが再生されるようにスイッチング素子２３１、２３２用の動作信号を生成する。
この基準電圧Ｕｒｅｆは、基準電圧発生器２４２に供給された電力グリッド５のグリッド電圧プロファイルから、基準電圧発生器２４２によって作られる。
したがって、インバータ２の出力部における電圧プロファイル出力は、グリッド電圧のプロファイルに追従し、インバータはグリッド接続される。
基準電圧発生器２４２は、基準電圧Ｕｒｅｆを供給するために、以降ではグリッド電圧Ｕｇｒｉｄと呼ばれる、電力グリッドにおける相の１つの電圧を、低電圧レベルの基準電圧Ｕｒｅｆにマッピングすることができる。
このマッピングは、直接的に行われてもよく、あるいは、フェーズロックループ（ＰＬＬ）を介して所定のグリッド電圧Ｕｇｒｉｄと同期した中間基準電圧正弦波発生器を用いることによって行われてもよい。
この基準電圧Ｕｒｅｆは、基準電圧発生器２４２に供給された電力グリッド５のグリッド電圧プロファイルから、基準電圧発生器２４２によって作られる。
したがって、インバータ２の出力部における電圧プロファイル出力は、グリッド電圧のプロファイルに追従し、インバータはグリッド接続される。
基準電圧発生器２４２は、基準電圧Ｕｒｅｆを供給するために、以降ではグリッド電圧Ｕｇｒｉｄと呼ばれる、電力グリッドにおける相の１つの電圧を、低電圧レベルの基準電圧Ｕｒｅｆにマッピングすることができる。
このマッピングは、直接的に行われてもよく、あるいは、フェーズロックループ（ＰＬＬ）を介して所定のグリッド電圧Ｕｇｒｉｄと同期した中間基準電圧正弦波発生器を用いることによって行われてもよい。
説明された例示的実施形態におけるパルス幅変調器２４１は、三角波−サイン波変調器である。
このタイプの変調の場合、スイッチ２３１、２３２におけるスイッチ点を決めるための周期的な補助信号として、三角波信号ＵΔが用いられる。
三角波信号ＵΔの周波数は、グリッド電圧Ｕｇｒｉｄの周波数ｆ０の倍数である。
説明された例示的実施形態では、周期的な補助信号として用いられる三角波信号ＵΔは、同期ユニット２４３によって生成される。
このタイプの変調の場合、スイッチ２３１、２３２におけるスイッチ点を決めるための周期的な補助信号として、三角波信号ＵΔが用いられる。
三角波信号ＵΔの周波数は、グリッド電圧Ｕｇｒｉｄの周波数ｆ０の倍数である。
説明された例示的実施形態では、周期的な補助信号として用いられる三角波信号ＵΔは、同期ユニット２４３によって生成される。
図４は、図２と同様に２つのインバータにおける出力電圧ＵａおよびＵｂを示しており、これらの出力電圧のそれぞれの補助信号は、電力グリッドにおける相の１つの電圧プロファイルに対して同一の位相角に調整されている。
図４における上側の部分では、図示されているスケール上で、電圧プロファイルのＵａとＵｂが一致していることがわかる。
このことは、同図の下側の部分における差分電圧ΔＵ＝Ｕａ−Ｕｂの図によって確認され、この下側の部分の図では、ゼロラインを基準とした最小の差異のみが見られる。
したがって、出力部における直接的な結合の場合に生じることになる不都合な補償電流は、同じ位相角を有する三角波信号ＵΔの同期中にはもはや、または、もはや実質的に現れない。
図４における上側の部分では、図示されているスケール上で、電圧プロファイルのＵａとＵｂが一致していることがわかる。
このことは、同図の下側の部分における差分電圧ΔＵ＝Ｕａ−Ｕｂの図によって確認され、この下側の部分の図では、ゼロラインを基準とした最小の差異のみが見られる。
したがって、出力部における直接的な結合の場合に生じることになる不都合な補償電流は、同じ位相角を有する三角波信号ＵΔの同期中にはもはや、または、もはや実質的に現れない。
しかし、インバータが直接的に結合しておらず、図１の例示的実施形態におけるように誘導的に結合している場合には、電力グリッドにおける相の１つに関係する共通の位相角によるこのような同期によってＡＣの補償電流の流れを防ぐことはできない。
インバータ装置を動作させるための本願による方法によれば、インバータ装置におけるインバータ用の、この場合には三角波信号ＵΔである周期的な補助信号と、基準電圧Ｕｒｅｆによって表されるグリッド電圧Ｕｇｒｉｄとの間の所定の位相関係は、結合した２つのインバータの補助信号が互いに対してゼロ以外の所定の位相オフセットΔΦ０を有し得るように調整される。
本明細書で説明される例示的実施形態では、これは同期ユニット２４３によって行われる。
本明細書で説明される例示的実施形態では、これは同期ユニット２４３によって行われる。
図５は、図４の同期ユニット２４３の構成を回路ブロック図においてより詳細に示す。
図５は、ＰＷＭ用の補助信号の位相角に向けたアナログ制御ループを有する同期ユニットを示していることに前もって留意されたい。
言うまでもなく、この同期ユニットは、デジタル閉ループ制御部を同様に有してもよい。
図５は、ＰＷＭ用の補助信号の位相角に向けたアナログ制御ループを有する同期ユニットを示していることに前もって留意されたい。
言うまでもなく、この同期ユニットは、デジタル閉ループ制御部を同様に有してもよい。
同期ユニットは、三角波電圧発生器２００を備えており、この三角波電圧発生器２００は電圧制御周波数発生器の形態であり、その周波数ｆは入力電圧信号Ｕｆによって制御される。
三角波電圧発生器２００によって出力部において出力された電圧信号は、三角波信号ＵΔとしてパルス幅変調器２４１に供給される。
三角波電圧発生器２００によって出力部において出力された電圧信号は、三角波信号ＵΔとしてパルス幅変調器２４１に供給される。
同期ユニットの内部では、三角波信号ＵΔは、周波数コンバータ２０１に供給される。
三角波信号ＵΔの周波数ｆは、一般に電力グリッド５における電源周波数ｆ０の整数倍である。
２つの周波数の周波数比ｆ／ｆ０は、約１０から１００の範囲内であることが好ましい。
周波数コンバータ２０１は、三角波信号ＵΔと、より低い周波数のグリッド電圧プロファイルとの位相角の比較を行うために、上記ファクタによる三角波信号ＵΔの周波数分周と、正弦波信号への波形変換とを行う。
この変換に向けた可能性の１つは、リングカウンタを導入することにあり、この場合、カウンタの内容は、三角波信号ＵΔの通過期間につき１の値だけインクリメントされる。
周波数比ｆ／ｆ０に相当するカウントにカウンタが達すると、カウンタは初期値である１にリセットされる。
このように、カウンタは、ｆ／ｆ０である異なる値を循環的に通過し、それぞれのサイクル動作は、グリッド電圧Ｕｇｒｉｄの正弦波信号における周期に対応している。
周波数コンバータ２０１には変換テーブルが記憶されており、この変換テーブルには、電源周波数ｆ０の周期とともに、正弦波電圧に対応する値がカウントごとに記憶されている。
デジタル−アナログコンバータによって生成される電圧信号は、このテーブルの値に従って周波数コンバータ２０１の出力部において出力される。
このように、周波数コンバータ２０１は、自身の出力部において正弦波の電圧信号を供給し、その正弦波の電圧信号は、三角波発生器２００における三角波信号ＵΔにフェーズロックの状態で結合しており、周波数の点ではグリッド電圧Ｕｇｒｉｄに一致している。
この信号は、基準電圧発生器２４２によって供給される基準信号Ｕｒｅｆと同様に位相比較器２０２に供給され、グリッド電圧に対してフェーズロックされる。
位相比較器２０２の出力部では、２つの入力信号の位相差に比例した信号ＵΔΦが出力される。
また、この信号には、オフセット調整器２０４によって生成された、調整されることになる位相オフセットΔΦ０に相当する電圧が加算器２０３において加えられる。
この合計信号は、場合によっては比例積分コントローラ（ＰＩコントローラ）の形態である閉ループ制御モジュール２０５に制御変数として供給される。
閉ループ制御モジュール２０５の出力は、初めに説明された三角波発生器２００の周波数ｆを制御する制御電圧Ｕｆを生成するために、基本周波数調整器２０７によって出力される基本電圧Ｕｆｏに、さらなる加算器２０６において加えられる。
三角波信号ＵΔの周波数ｆは、一般に電力グリッド５における電源周波数ｆ０の整数倍である。
２つの周波数の周波数比ｆ／ｆ０は、約１０から１００の範囲内であることが好ましい。
周波数コンバータ２０１は、三角波信号ＵΔと、より低い周波数のグリッド電圧プロファイルとの位相角の比較を行うために、上記ファクタによる三角波信号ＵΔの周波数分周と、正弦波信号への波形変換とを行う。
この変換に向けた可能性の１つは、リングカウンタを導入することにあり、この場合、カウンタの内容は、三角波信号ＵΔの通過期間につき１の値だけインクリメントされる。
周波数比ｆ／ｆ０に相当するカウントにカウンタが達すると、カウンタは初期値である１にリセットされる。
このように、カウンタは、ｆ／ｆ０である異なる値を循環的に通過し、それぞれのサイクル動作は、グリッド電圧Ｕｇｒｉｄの正弦波信号における周期に対応している。
周波数コンバータ２０１には変換テーブルが記憶されており、この変換テーブルには、電源周波数ｆ０の周期とともに、正弦波電圧に対応する値がカウントごとに記憶されている。
デジタル−アナログコンバータによって生成される電圧信号は、このテーブルの値に従って周波数コンバータ２０１の出力部において出力される。
このように、周波数コンバータ２０１は、自身の出力部において正弦波の電圧信号を供給し、その正弦波の電圧信号は、三角波発生器２００における三角波信号ＵΔにフェーズロックの状態で結合しており、周波数の点ではグリッド電圧Ｕｇｒｉｄに一致している。
この信号は、基準電圧発生器２４２によって供給される基準信号Ｕｒｅｆと同様に位相比較器２０２に供給され、グリッド電圧に対してフェーズロックされる。
位相比較器２０２の出力部では、２つの入力信号の位相差に比例した信号ＵΔΦが出力される。
また、この信号には、オフセット調整器２０４によって生成された、調整されることになる位相オフセットΔΦ０に相当する電圧が加算器２０３において加えられる。
この合計信号は、場合によっては比例積分コントローラ（ＰＩコントローラ）の形態である閉ループ制御モジュール２０５に制御変数として供給される。
閉ループ制御モジュール２０５の出力は、初めに説明された三角波発生器２００の周波数ｆを制御する制御電圧Ｕｆを生成するために、基本周波数調整器２０７によって出力される基本電圧Ｕｆｏに、さらなる加算器２０６において加えられる。
このように、同期ユニット２４３は、フェーズロックループ（ＰＬＬ）を備えており、このフェーズロックループにより、三角波発生器２００の周波数ｆは、三角波信号ＵΔと基準電圧Ｕｒｅｆとの間の一定の位相関係が優勢となるように閉ループ制御モジュール２０５を介して継続的に調整される。
この場合、この位相関係は、オフセット調整器２０４、または、制御デバイスによってあらかじめ定められた他のものを介して調整されてもよい。
三角波信号ＵΔとグリッド電圧Ｕｇｒｉｄとの間の周波数比ｆ／ｆ０は、周波数ディバイダ２０１と、周波数ディバイダ２０１に記憶された変換テーブルとによって決められる。
この場合、基本周波数調整器による基本電圧Ｕｆｏである入力は、制御ループがスイッチオンしている場合でも、その基本電圧に応じて、基本周波数が三角波発生器２００の動作周波数に可能な限り既になっているという結果と整合している必要がある。
この場合、この位相関係は、オフセット調整器２０４、または、制御デバイスによってあらかじめ定められた他のものを介して調整されてもよい。
三角波信号ＵΔとグリッド電圧Ｕｇｒｉｄとの間の周波数比ｆ／ｆ０は、周波数ディバイダ２０１と、周波数ディバイダ２０１に記憶された変換テーブルとによって決められる。
この場合、基本周波数調整器による基本電圧Ｕｆｏである入力は、制御ループがスイッチオンしている場合でも、その基本電圧に応じて、基本周波数が三角波発生器２００の動作周波数に可能な限り既になっているという結果と整合している必要がある。
次に図６および図７を参照して、位相オフセットΔΦ０を決めるための方法を説明する。
上記の方法により、２つのインバータにおける誘導結合の場合に、インバータの出力電圧における電圧リップルによる補償電流の流れが防止される。
上記の方法により、２つのインバータにおける誘導結合の場合に、インバータの出力電圧における電圧リップルによる補償電流の流れが防止される。
この点において、図６は、図１における例示的実施形態の三巻線トランス４における簡略化された等価回路図を示す。
この簡略化された等価回路図では、一次巻線４１ａ、４１ｂおよび二次巻線４２における非リアクタンス性の抵抗と、トランス４のメインインダクタンスとは、両方とも考慮されていない。
この簡略化された等価回路図では、一次巻線４１ａ、４１ｂおよび二次巻線４２における非リアクタンス性の抵抗と、トランス４のメインインダクタンスとは、両方とも考慮されていない。
誘導結合に関連する一次巻線４１ａ、４１ｂのそれぞれの浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂ、および、二次巻線４２の浮遊インダクタンス４４が明示されている。
浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂにつながっているトランス４の入力部には、電圧ＵａおよびＵｂが現れている。それによって浮遊インダクタンス４４のところにはグリッド電圧Ｕｇｒｉｄが現れている。
さらに、図６は、入力部のところを流れる電流ＩａおよびＩｂと、浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂ、および４４の間のノードに印加されている電圧Ｕａｂとを示している。
浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂにつながっているトランス４の入力部には、電圧ＵａおよびＵｂが現れている。それによって浮遊インダクタンス４４のところにはグリッド電圧Ｕｇｒｉｄが現れている。
さらに、図６は、入力部のところを流れる電流ＩａおよびＩｂと、浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂ、および４４の間のノードに印加されている電圧Ｕａｂとを示している。
図示されているトランス４の動作中には、浮遊インピーダンス４３ａ、４３ｂのリアクタンスに関連する電流Ｉａ、Ｉｂが、浮遊インピーダンス４３ａ、４３ｂの両端にわたる電圧降下Ｕχ ａおよびＵχ ｂをもたらす。
インバータどうしの間の補償電流は、対応する入力電圧ＵａおよびＵｂと、対応する電圧降下Ｕχ ａおよびＵχ ｂとが、トランス４の入力部から上記ノードまでの各サブブランチ（ｓｕｂ ｂｒａｎｃｈ）において同じノード電圧Ｕａｂを与えるように加えられる場合、すなわち、Ｕａ−Ｕχ ａ＝Ｕｂ−Ｕχ ｂとなる場合に防止され、この場合には、入力電圧と浮遊インピーダンス４３ａ、４３ｂの両端の電圧降下とが複素表現において互いに直交することを考慮する必要がある。
図７では、この条件がフェーザ図の形で表されている。
電圧降下Ｕχ ａおよびＵχ ｂは、ノード電圧Ｕａｂに対する入力電圧ＵａおよびＵｂの位相差ΔΦａおよびΔΦｂをもたらしている。
電圧降下Ｕχ ａおよびＵχ ｂの大きさが異なるため、この位相シフトΔΦａおよびΔΦｂも一般に異なっている。
これは、電流ＩａまたはＩｂと、それぞれの浮遊インダクタンス４３ａまたは４３ｂにおけるリアクタンスとの積として生じる。
このリアクタンスは、所定の電源周波数に対して、浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂにおけるインダクタンス値の大きさに比例する。
要約すると、このことは、まず、インバータによって供給される電力によってＩａ、Ｉｂの大きさが決定され、次に、トランス４の特性が位相差ΔΦａおよびΔΦｂを担うことを意味する。
トランス４に関しては、特に、インバータに関連する個々の巻線４１ａ、４１ｂにおける特性の違いが関係している。
インバータどうしの間にいかなる補償電流も流すことのない電力グリッドへの電力の供給は、出力電圧ＵａおよびＵｂの間でΔΦ０＝ΔΦａ−ΔΦｂの位相オフセットが調整される場合に実現される。
電圧降下Ｕχ ａおよびＵχ ｂは、ノード電圧Ｕａｂに対する入力電圧ＵａおよびＵｂの位相差ΔΦａおよびΔΦｂをもたらしている。
電圧降下Ｕχ ａおよびＵχ ｂの大きさが異なるため、この位相シフトΔΦａおよびΔΦｂも一般に異なっている。
これは、電流ＩａまたはＩｂと、それぞれの浮遊インダクタンス４３ａまたは４３ｂにおけるリアクタンスとの積として生じる。
このリアクタンスは、所定の電源周波数に対して、浮遊インダクタンス４３ａ、４３ｂにおけるインダクタンス値の大きさに比例する。
要約すると、このことは、まず、インバータによって供給される電力によってＩａ、Ｉｂの大きさが決定され、次に、トランス４の特性が位相差ΔΦａおよびΔΦｂを担うことを意味する。
トランス４に関しては、特に、インバータに関連する個々の巻線４１ａ、４１ｂにおける特性の違いが関係している。
インバータどうしの間にいかなる補償電流も流すことのない電力グリッドへの電力の供給は、出力電圧ＵａおよびＵｂの間でΔΦ０＝ΔΦａ−ΔΦｂの位相オフセットが調整される場合に実現される。
この場合、トランスの特性に加え、位相差における上記特性の影響を補償するために、インバータとトランスとの間の接続経路の電気特性が考慮されてもよい。
この意味では、接続経路における関連し得る特性は、たとえば接続ライン、および／または、介在しているフィルタのインピーダンスである。
この意味では、接続経路における関連し得る特性は、たとえば接続ライン、および／または、介在しているフィルタのインピーダンスである。
大型の光起電力発電所は、図１に示されているような複数のＰＶシステムから構成されていることが多い。
上記の通り、各ＰＶシステムのインバータ２は、補償電流を避けるために同期している。
しかし、電力グリッド５の電源接続点において複数のＰＶシステムを相互接続する際には、ＰＶシステムは、それぞれの電圧リップルが可能な限り逆位相（１８０°の位相シフト）となることによって電圧リップルが打ち消し合うように、それぞれペアで同期していることが有利である。
図５で示された同期ユニット２４３では、このこともオフセット調整器２０４によって行われ得る。
第１のＰＶシステムにおけるインバータは、それらの三角波電圧ＵΔに対して指定された位相オフセットΔΦ０によって同じ相で動作し、第２のＰＶシステムにおけるインバータは、それらの三角波電圧ＵΔに対して、互いに対して指定された位相オフセットΔΦ’０で動作するが、第１および第２のＰＶシステムにおけるインバータどうしの間には約１８０°の位相オフセットがある。
上記の通り、各ＰＶシステムのインバータ２は、補償電流を避けるために同期している。
しかし、電力グリッド５の電源接続点において複数のＰＶシステムを相互接続する際には、ＰＶシステムは、それぞれの電圧リップルが可能な限り逆位相（１８０°の位相シフト）となることによって電圧リップルが打ち消し合うように、それぞれペアで同期していることが有利である。
図５で示された同期ユニット２４３では、このこともオフセット調整器２０４によって行われ得る。
第１のＰＶシステムにおけるインバータは、それらの三角波電圧ＵΔに対して指定された位相オフセットΔΦ０によって同じ相で動作し、第２のＰＶシステムにおけるインバータは、それらの三角波電圧ＵΔに対して、互いに対して指定された位相オフセットΔΦ’０で動作するが、第１および第２のＰＶシステムにおけるインバータどうしの間には約１８０°の位相オフセットがある。
代替構成において、上記の複数のＰＶシステムを有する光起電力発電所では、各ＰＶシステムのインバータ２は、それらの出力部が同じプロファイルの電圧リップルを与えるように同期している。
しかし、個々のＰＶシステムは、好ましくは異なっている、位相空間全体（０から２π、または０〜１８０°）にわたって可能な限り均一に分布したゼロ以外の所定の位相オフセットΔΦ０で動作する。
この構成は、奇数のＰＶシステムを備える光起電力発電所に特に適している。
しかし、個々のＰＶシステムは、好ましくは異なっている、位相空間全体（０から２π、または０〜１８０°）にわたって可能な限り均一に分布したゼロ以外の所定の位相オフセットΔΦ０で動作する。
この構成は、奇数のＰＶシステムを備える光起電力発電所に特に適している。
１ 光起電力発電器（ＰＶ発電器）
２ インバータ
２１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２ 中間回路
２２１ コンデンサ
２３ ＤＣ−ＡＣインバータ
２３１， ２３２ 半導体電力スイッチ
２４ 制御デバイス
２４１ 位相変調器
２４２ 基準電圧発生器
２４３ 同期ユニット
２４４ 制御ユニット
３ フィルタ
４ トランス
４１ 一次巻線
４２ 二次巻線
５ 電力グリッド
２００ 三角波発生器
２０１ 周波数ディバイダ
２０２ 位相比較器
２０３ 加算器
２０４ オフセット調整器
２０５ ＰＩコントローラ
２０６ 加算器
２０７ 基本周波数調整器
２ インバータ
２１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２ 中間回路
２２１ コンデンサ
２３ ＤＣ−ＡＣインバータ
２３１， ２３２ 半導体電力スイッチ
２４ 制御デバイス
２４１ 位相変調器
２４２ 基準電圧発生器
２４３ 同期ユニット
２４４ 制御ユニット
３ フィルタ
４ トランス
４１ 一次巻線
４２ 二次巻線
５ 電力グリッド
２００ 三角波発生器
２０１ 周波数ディバイダ
２０２ 位相比較器
２０３ 加算器
２０４ オフセット調整器
２０５ ＰＩコントローラ
２０６ 加算器
２０７ 基本周波数調整器
Claims (14)
- パルス幅変調器（２４１）を介して動作する出力ブリッジ構成体であって、前記出力ブリッジ構成体のスイッチング時間を決めるために周期的な補助信号が用いられる、出力ブリッジ構成体と、
前記補助信号と、電力グリッド（５）との位相同期のための同期ユニット（２４１）とを備える、
トランス（４）を介して前記電力グリッド（５）に電流を供給するためのグリッド接続インバータ（２）において、
前記同期ユニット（２４１）が、前記電力グリッド（５）の位相に対する、前記周期的な補助信号における所定の位相オフセット（ΔΦ０）を設定するように設計されていることを特徴とする
グリッド接続インバータ。 - 前記パルス幅変調器（２４１）が、サイン−トライアングル変調器であり、前記周期的な補助信号が三角波信号（ＵΔ）である
請求項１に記載のグリッド接続インバータ。 - 前記同期ユニット（２４１）がＰＬＬ回路を備える
請求項１または２に記載のグリッド接続インバータ。 - 前記ＰＬＬ回路が、変換テーブルを有する周波数コンバータ（２０１）と、前記周期的な補助電圧を、低い周波数を有するフェーズロックされた正弦波電圧に変換するためのＤＡコンバータとを備える
請求項３に記載のグリッド接続インバータ。 - ＡＣ側において互いに誘導的に結合した少なくとも２つのグリッド接続インバータ（２）を備えるインバータ装置において、前記インバータ（２）が、請求項１から４のいずれか一項に従って設計されていることを特徴とする
インバータ装置。 - 前記インバータ（２）が、前記ＡＣ側において三巻線トランス（４）を介して互いに結合している
請求項５に記載のインバータ装置。 - 前記三巻線トランス（４）が、異なるインピーダンスを有する２つの一次巻線を備える
請求項６に記載のインバータ装置。 - ＡＣ側において少なくとも１つのトランス（４）を介して互いに結合している少なくとも２つのグリッド接続インバータ（２）を有する、電力グリッド（５）に電力を供給するためのインバータ装置のための動作方法であって、
それぞれのインバータ（２）が、周期的な補助信号を用いるパルス幅変調方式で動作する出力ブリッジ構成体を備え、前記それぞれの周期的な補助信号が前記電力グリッド（５）と位相同期している、動作方法において、
前記結合した２つのインバータ（２）における前記周期的な補助信号が、互いに対してゼロ以外の所定の位相オフセット（ΔΦ０）を有することを特徴とする
動作方法。 - 前記位相オフセット（ΔΦ０）が、前記インバータ（２）によって前記電力グリッド（５）に供給される電力に依存している
請求項８に記載の動作方法。 - 前記位相オフセット（ΔΦ０）が、前記インバータに接続されている前記トランス（４）の巻線（４１）におけるインダクタンスおよび／または抵抗の大きさに依存している
請求項８または９に記載の動作方法。 - 前記位相オフセット（ΔΦ０）が、前記インバータと前記トランス（４）との間の接続経路におけるインダクタンスおよび／または抵抗の大きさに依存している
請求項８から１０のいずれか一項に記載の動作方法。 - ＡＣ側において２つのペアの状態で互いに結合した少なくとも４つのグリッド接続インバータが設けられており、前記周期的な補助信号における前記所定の非ゼロの位相オフセット（ΔΦ０）が、前記ＡＣ側においてペアの状態で互いにそれぞれ結合したインバータ（２）と、互いに結合していないインバータ（２）とに対して異なる
請求項８から１１のいずれか一項に記載の動作方法。 - 互いに結合していないインバータ（２）における前記周期的な補助信号が逆位相となっている
請求項１２に記載の動作方法。 - 互いに結合していないインバータ（２）のすべてにおける前記周期的な補助信号が、異なる位相オフセット（ΔΦ０）を有する
請求項１２に記載の動作方法。
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