JP2010245002A - 誘導加熱装置、その制御方法、及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】電源ユニットごとの電流振幅制御と電流同期制御とを一括して制御し、最適なＺＣＩＨ制御を行う。
【解決手段】インバータ１８の電流振幅制御と電流同期制御とを行うとき、電流と電圧のｄｑ成分をそれぞれ分けて独立に制御するｄｑ制御法を用いる。ｄｑ演算部７１は、インバータ１８の出力電流ｉからｄ軸電流成分Ｉ_ｄとｑ軸電流成分Ｉ_ｑを求める。加算器７２が目標電流Ｉ_０とｄ軸電流成分Ｉ_ｄとの差分電流を求め、ＰＩ制御部７４がこの差分電流からｄ軸電圧成分Ｖ_ｄを求める。また、加算器７３がｑ軸電流成分Ｉ_ｑを零にするように、ＰＩ制御部７５がｑ軸電圧成分Ｖ_ｑを求める。ｄ軸電圧成分Ｖ_ｄ、及びｑ軸電圧成分Ｖ_ｑは、ｄｑ−δθ変換部７６によって通電幅δ、及び電圧位相角θに変換されてインバータ１８へ送信される。インバータ１８は、通電幅δによって電流振幅制御を行い、電圧位相角θによって電流同期制御を行う。
【選択図】図７

Description

本発明は、複数の誘導加熱コイルを用いた誘導加熱装置等に係り、特に、近接して配置された複数の誘導加熱コイルに個別に電力を供給して、各誘導加熱コイルの電力制御を行う誘導加熱装置、その制御方法、及びその制御方法をコンピュータに実行させるプログラムに関する。

ウェハを熱処理する半導体製造装置は、熱ひずみ等の問題からウェハの表面温度差をできるだけ小さく（例えば、±１℃以内に）制御する必要がある。また、所望の高温（例えば、１３５０℃）まで高速で温度上昇（例えば、１００℃／秒）させる必要がある。そこで、誘導加熱コイルを複数に分割して、分割された誘導加熱コイルごとに個別に高周波電源（例えば、インバータ）を接続して電力制御を行う誘導加熱装置が広く知られている。ところが、分割された誘導加熱コイルは互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスＭが存在し、相互誘導電圧が発生する状態となる。そのため、各インバータが相互インダクタンスを介して並列運転される状態となり、各インバータで電流位相にズレがある場合はインバータ相互間で電力の授受が生じることがある。言い換えると、複数のインバータ間に循環電流（横流）が流れるおそれがある。また、各インバータの電流位相のズレによって、分割された誘導加熱コイル間で磁界に位相差が生じるため、隣接する誘導加熱コイルの境界付近で磁界が弱まり、誘導加熱電力による発熱密度が低下する。その結果、被加熱物（ウェハなど）の表面に温度ムラが生じるおそれがある。

そこで、隣接する誘導加熱コイル間に相互誘導電圧が生じて相互インダクタンスが存在する状況下でも、インバータ相互間に循環電流が流れないようにすると共に、分割された誘導加熱コイルの境界付近で発熱密度が低下しないようにして、誘導加熱電力の適正な制御を行うことが可能な「ゾーンコントロール誘導加熱（Zone Controlled Induction Heating：ＺＣＩＨ）」の技術が発明者等によって提案された（例えば、特許文献１参照）。このＺＣＩＨの技術によれば、各電源ユニットは、それぞれ、降圧チョッパと電圧形インバータ（以下、単にインバータという）とを備えて構成されている。そして、複数の電力供給ゾーンに分割された各電源ユニットは、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに個別に接続されて電力供給を行っている。

このとき、各電源ユニットにおけるそれぞれのインバータの電流同期制御（つまり、電流位相の同期制御）によって、各インバータに流れる電流位相を同期させることにより、複数のインバータ間に循環電流が流れないようにしている。言い換えると、複数のインバータ間で電流の授受がないようにして、インバータへ流れ込む回生電力によって過電圧が発生することのないようにしている。また、インバータの電流同期制御によって、分割されたそれぞれの誘導加熱コイルに流れる電流位相を同期させることにより、各誘導加熱コイルの境界付近で誘導加熱電力による発熱密度が急激に低下しないようにしている。さらに、各降圧チョッパによってそれぞれのインバータの入力電圧を制御することにより、各インバータの電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルへ供給する誘導加熱電力の制御を行っている。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術は、各降圧チョッパごとに電流振幅制御を行うことにより、各ゾーンごとに誘導加熱コイルの電力制御を行い、各インバータの電流同期制御によって、複数のインバータ間の循環電流の抑制と、各誘導加熱コイルの境界付近での誘導加熱電力による発熱密度の均一化とを図っている。このようなＺＣＩＨの技術を用いて、降圧チョッパの制御系とインバータの制御系とが個別の制御を行うことで、被加熱物上の発熱分布を任意に制御することが可能となる。すなわち、特許文献１に開示されたＺＣＩＨの技術によって、急速かつ精密な温度制御、及び温度分布制御を行うことが可能となる。

なお、降圧チョッパの代わりにサイリスタ整流器を用いてインバータ回路の電流振幅制御を行い、各誘導加熱コイルへ供給する誘導加熱電力の制御を行う技術も開示されている（例えば、特許文献２参照）。この技術は、それぞれのゾーンごとにサイリスタ整流器とインバータとを用いて各誘導加熱コイルの電力制御を行う過程で、各サイリスタ整流器で電流振幅制御を行い、かつ、各インバータで電流同期制御を行っているので、基本的には、２系統の制御系で電流振幅制御と電流同期制御とを行っている特許文献１の技術と作用効果は同じである。

特開２００７−２６７５０号公報 特開２００２−２６０８３３号公報

特許文献１によるＺＣＩＨの技術によれば、各電源ユニットは、降圧チョッパとインバータとを備えて構成され、降圧チョッパの出力電圧をコントロールして誘導加熱コイルに流れる電流の振幅を制御する電流振幅制御によって各誘導加熱コイルの電力制御（発熱制御）を行い、インバータの電流同期制御によって循環電流の防止と誘導加熱コイルの境界付近での発熱分布の均一化とを図っている。つまり、２つの制御系は独立して制御を行っている。しかしながら、インバータで電流同期制御を行いながら、インバータの前段の降圧チョッパによって電流振幅制御を行うと、降圧チョッパの出力段に構成されたコンデンサ、及びインダクタによって誘導加熱コイルの電力制御に応答遅れが生じると共に、電流振幅制御と電流同期制御が相互に干渉してしまい、最適なＺＣＩＨ制御を行うことができない。また、特許文献２によるＺＣＩＨの技術でも、サイリスタ整流器による電流振幅制御と、インバータによる電流同期制御との、２つの制御系によって独立して制御を行っているので、前記理由により、電力制御に応答遅れが生じると共に、最適なＺＣＩＨ制御を行うことができない。

本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、複数の誘導加熱コイルの各々に電力を供給する共振型インバータの電流振幅制御と電流同期制御とを独立して行うことができる誘導加熱装置、その制御方法、及びその制御方法をコンピュータに実行させるプログラムを提供することを目的とする。

前記目的を達成するために、本発明の誘導加熱装置は、近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを有する複数の共振型インバータと、前記複数の共振型インバータを一括して制御する制御手段とを備えた誘導加熱装置であって、前記制御手段は、前記共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の振幅を制御する電流振幅制御と、前記共振型インバータの何れかが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相と、他の共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相とを同期させる電流同期制御とを独立して行うように構成されている。

この構成によれば、電源ユニットは共振型インバータのみの回路構成であって、制御手段が、共振型インバータの電流振幅制御と電流同期制御とを互いに独立して行っている。したがって、２つの制御系が干渉することなく、各共振型インバータの電流位相を同期させながら、誘導加熱コイルへ供給する誘導加熱電力の制御を安定して行うことができる。その結果、各共振型インバータ間に循環電流が流れるおそれが低減すると共に、各誘導加熱コイルの境界部付近でも温度分布を均一にすることができる。

好適な実施形態としては、制御手段は、共振型インバータの何れかに流れる電流の位相と、他の共振型インバータに流れる電流の位相とを一致させるように、インバータ出力電圧の位相をシフトしながら通電幅の制御を行う。なお、は通電幅の制御は、共振型インバータをＰＷＭ制御して通電幅を制御してもよいし、共振型インバータをPhase Shift制御して通電幅を制御してもよい。このとき、制御手段は、共振型インバータの通電幅を制御するための通電幅δを調整して前記電流振幅制御を行い、共振型インバータに流れる電流の位相と他の共振型インバータに流れる電流の位相を一致するように、それぞれのインバータの出力の電圧位相角θを調整して電流同期制御を行っている。

さらに、好適な実施形態としては、制御手段は、共振型インバータに流れる電流を互いに直交するｄ軸成分電流とｑ軸成分電流とに分解し、ｄ軸成分電流によって電流振幅制御を行い、ｑ軸成分電流によって電流同期制御を行っている。このようなｄｑ制御法によって電流の有効成分、及び位相の制御を非干渉化することができる。なお、共振型インバータが誘導加熱コイルを含む共振回路へ印加する電圧を有効成分の電圧と無効成分の電圧とに分離し、有効成分の電圧によって電流振幅制御を行い、無効成分の電圧によって電流同期制御を行ってもよい。

なお、本発明の誘導加熱装置は、共振型インバータのみで電源ユニットを構成するのではなく、降圧チョッパと共振型インバータとでゾーンごとの電源ユニットを構成してもよい。すなわち、近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、誘導加熱コイルの各々に対応して直列接続されたコンデンサを有する複数の共振型インバータと、複数の共振型インバータの各々の入力電圧を制御する複数の降圧チョッパと、複数の共振型インバータ、及び複数の降圧チョッパと共振型インバータを一括して制御する制御手段とを備えた誘導加熱装置であって、制御手段は、降圧チョッパの出力電圧を制御することにより、共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の振幅を制御する電流振幅制御をｄ軸成分電流によって行い、共振型インバータの何れかが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相と、他の共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相とを同期させる電流同期制御をｑ軸成分電流によって行うように構成してもよい。

また、本発明は、上記各発明を実現させるための誘導加熱装置の制御方法を提供することもでき、さらに、その制御方法をコンピュータに実行させるプログラムを提供することもできる。

本発明の誘導加熱装置によれば、複数の誘導加熱コイルの各々に電力を供給する共振型インバータの電流振幅制御と電流同期制御とを非干渉化することができる。その結果、共振型インバータ相互間に循環電流を流すことなく、最適な制御によって誘導加熱コイルの温度分布を均一にすることができる。また、電源ユニットに降圧チョッパなどが含まれていないので、制御系の応答が速くなると共に、誘導加熱装置の回路構成がシンプルになってコストダウンを図ることができる。

本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の回路構成図である。 本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の加熱部の断面図である。 本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置の電流制御を説明するための等価回路図である。 誘導加熱コイルとコンデンサとからなる共振回路とその等価回路を示す図であり、(ａ)は誘導加熱コイルとコンデンサとからなる共振回路の２ゾーンＺＣＩＨ、(ｂ)は２ゾーンＺＣＩＨの等価回路、(ｃ)は１ゾーンの等価回路である。 Phase Shift制御を用いたときの制御法を説明するための波形図である。 ＺＣＩＨシステムにおける１ゾーンの電流制御系を示す構成図である。 １ゾーンの電流制御をｄｑ制御によって行う場合の制御系の構成図である。 ｄｑ制御系の構成図において電流振幅制御の動作を示すベクトル図であり、（ａ）は初期状態、（ｂ）は電流振幅制御の働きを示すベクトル図である。 ｄｑ制御系の構成図において電流同期制御の動作を示すベクトル図であり、（ａ）は初期状態、（ｂ）は誘導電圧変化の状態、（ｃ）はｑ成分の制御の働きを示すベクトル図である。 インバータをＰＷＭ制御したときのｄｑ制御系の構成図である。 インバータをワンパルス制御したときのｄｑ制御系の構成図である。 インバータの前段に降圧チョッパを用いたときのｄｑ制御系の構成図である。 降圧チョッパとインバータとを用いた誘導加熱装置の比較例の回路構成図である。 降圧チョッパとインバータとを用いた誘導加熱装置の比較例の等価回路図である。 ＺＣＩＨシステムにおける１ゾーンの電流制御系を示す構成図である。 ＺＣＩＨシステムの電流制御法の動作を示すベクトル図であり、（ａ）は初期状態、（ｂ）は電流振幅制御の動作、（ｃ）は電流同期制御の動作を示すベクトル図である。 降圧チョッパとインバータを用いたＺＣＩＨシステムにおいて制御不能となる状態を示すベクトル図であり、（ａ）は安定状態、（ｂ）は誘導電圧変化状態、（ｃ）は電流位相制御の不具合な状態、（ｄ）は電流振幅制御の不具合な状態を示している。

本発明の誘導加熱装置は、電源ユニット、及び誘導加熱コイルをそれぞれ分割し、分割された誘導加熱コイルごとに電力制御を行って誘導加熱の温度制御を行うゾーンコントロール誘導加熱（ＺＣＩＨ）システムであって、各高周波電源系統は高周波の共振型インバータ（以下、単に「インバータ」という）のみによって構成されている。そして、インバータで電流振幅制御と電流同期制御とを非干渉化することにより、分割された誘導加熱コイルごとの電力制御と、複数のインバータ間の循環電流の抑制、及び各誘導加熱コイルの発熱量の均一化とを図っている。以下、本発明に係る誘導加熱装置の幾つかの実施形態について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。

《第１実施形態》
（誘導加熱装置の構成、及び動作）
図１は、ＺＣＩＨシステムの電源ユニットとしてインバータのみを用いた本発明の第１実施形態に係る誘導加熱装置１０の回路構成図である。この誘導加熱装置１０は、発熱体（例えば、カーボングラファイト）を誘導加熱するための複数の誘導加熱コイル２０（２０ａ，２０ｂ）と、それぞれの誘導加熱コイル２０に個別に電力を供給するための電源ユニットとを含んで構成されている。なお、この誘導加熱装置１０は、説明の便宜上、及び図面の簡略化から、２ゾーンのＺＣＩＨシステムを示しているが、それより多くのゾーン（例えば、６ゾーン）の構成であっても構わない（図２参照）。

次に、図２を用いて加熱の対象物について説明する。
図２は、ウェハの熱処理に用いるＲＴＡ（Rapid Thermal Annealing）装置の構成図である。ＲＴＡ装置は、複数の誘導加熱コイル２０ａ，２０ｂ，…、２０ｎが凹部に埋設された耐熱板と、耐熱板の表面に設けられた発熱体と、電源ユニット（図１）であるＺＣＩＨ（Zone Controlled Induction Heating）インバータとを備える。このＲＴＡ装置は、誘導加熱コイル２０ａ，２０ｂ，…，２０ｎの各々が高周波磁束を発生し、この高周波磁束が、例えばカーボングラファイトで形成された発熱体に渦電流を流し、この渦電流がカーボングラファイトの抵抗成分に流れることによって発熱させ、発熱体が輻射熱により被加熱物であるガラス基板やウェハを減圧雰囲気中で加熱させる。

（ＺＣＩＨシステムの等価回路）
図３は、図１に示すインバータ１８（１８ａ，１８ｂ）を備えた誘導加熱装置１０において、ＺＣＩＨシステムの電流制御法を説明するための等価回路図である。
図３に示すように、誘導加熱コイル２０（２０ａ、２０ｂ）が２ゾーンに分割され、それぞれが、共通の直流電源（バッテリ１１）に接続されたインバータ１８（１８ａ、１８ｂ）に接続されている。なお、直流電源１１の出力電圧は、Ｖｄｃとしている。
また、それぞれのインバータ１８の出力側には、直列共振回路を構成するために、誘導加熱コイル２０と直列に、キャパシタンスＣ１，Ｃ２のコンデンサ２２（２２ａ，２２ｂ）が接続されている。

また、図４（ａ）に示すような共振回路を考える。すなわち、分割された誘導加熱コイル２０ａ，２０ｂは、等価インダクタンスＬａ、Ｌｂの誘導成分と、等価抵抗値Ｒａ，Ｒｂの抵抗成分が存在し、誘導加熱コイル２０ａ，２０ｂは相互インダクタンスＭにより結合されている。ここで、等価抵抗値Ｒａ，Ｒｂは、誘導加熱コイル２０の磁束によって流れる渦電流のカーボングラファイトの等価抵抗の値である。
また、ゾーン１に流れる電流をＩ_１とし、インバータ１８ａの出力電圧をＶ_１とし、ゾーン２に流れる電流をＩ_２とし、インバータ１８ｂの出力電圧をＶ_２としている。

次に、図４（ａ）に示す共振回路を、図４（ｂ）（ｃ）に示す２ゾーン、又は１ゾーンの等価回路で表現する。特に、図４（ｃ）において、ゾーン１の等価回路は、キャパシタンスＣ１と等価インダクタンスＬａと、等価抵抗値Ｒａの直列回路を電圧Ｖ_１と、相互誘導電圧Ｖ_１２＝ｊωＭＩ_２とのベクトル和で駆動する回路で表現される。なお、相互インダクタンスＭで結合されているが、この結合の影響を低減するために、逆結合インダクタ（−Ｍｃ）を接続することもある。

前記の電源ユニット（図１）は、三相整流器１４と、三相整流器１４の出力電圧を平滑する平滑コンデンサ３０と、数ｋＨｚから数百ｋＨｚまでの高周波で駆動するインバータ１８（１８ａ，１８ｂ）と、誘導加熱コイル２０（２０ａ，２０ｂ）に直列に接続されるコンデンサ２２（２２ａ，２２ｂ）と、インバータ１８（１８ａ，１８ｂ）と並列に接続された変圧器（ＰＴ）２６（２６ａ，２６ｂ）と、誘導加熱コイル２０と直列に接続された変流器（ＣＴ）２８（２８ａ，２８ｂ）とを備えて構成されている。変圧器２６、及び変流器２８によって検出された出力電圧、及び出力電流は、後記する制御ユニット（制御手段）５０に入力される。
また電源ユニットは、三相整流器１４を共通電源とし、２ゾーンに分割された各インバータ１８がそれぞれの誘導加熱コイル２０に接続されている。なお、インバータ１８は、誘導加熱コイル２０へ供給する出力電流の周波数を制御し、三相整流器１４によって整流された直流電力を交流電力に変換して出力するための逆変換器である。なお、インバータ１８と、コンデンサ２２とで共振型インバータを構成している。

制御ユニット５０は、インバータ１８に信号を送ってそのインバータ１８を高周波で駆動制御する駆動制御部５６、近接配置された誘導加熱コイル２０内を流れる電流の位相角を検出して基準位相角との差分（位相差）を求める位相差検出部５２、誘導加熱コイル２０内を流れる電流・電圧を検出する電流・電圧検出部５４、及び検出された各種信号の情報に基づいて電流周波数の補正値、並びに供給電圧の制御値を算出し、当該算出値を駆動制御部５６へ出力する演算部５８などを備えている。なお、演算部５８は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどによって構成される。

また、図１の誘導加熱装置１０は、制御ユニット５０内に設定手段６２を備え、起動時にインバータ１８から出力される電流値、電流周波数、電圧値又は電圧値比率（電圧レベル比率）、及び各インバータ１８における電圧位相差（パルス位置）等を設定することを可能としている。この設定手段は、インバータ１８から出力される電流、電圧、周波数等を記憶し、そこに記憶されたデータを演算部５８が算出する制御値又は補正値に反映させることができる。

前記のように構成された誘導加熱装置１０は、定格運転時においては次のような制御が行われることで誘導加熱コイル２０による相互誘導電圧の影響（すなわち、インバータ間の循環電流、及び誘導加熱コイル２０の境界部分における温度分布の不均一）を回避することができる。

すなわち、制御ユニット５０の位相差検出部５２が、各ゾーンに設けられた変流器２８を介して各誘導加熱コイル２０を流れる電流（すなわち、各インバータ１８からの出力電流）の波形情報を取得する。そして、取得された波形情報に基づいて各誘導加熱コイル２０を流れる電流のゼロクロス点を検出し、このゼロクロス点のタイミングと、基準となる電流の波形（例えば、ゾーン１の誘導加熱コイル２０ａを流れる電流の波形）のゼロクロス点のタイミングとを比較し、両者のゼロクロス点のズレ量である電流位相差を導き出す。

次に、演算部５８は、前記の電流位相差に基づいて、対応するゾーン２のインバータ１８ｂの出力電流Ｉ_２のゼロクロス点を、基準とするゾーン１のインバータ１８ａの出力電流Ｉ_１のゼロクロス点に合致させるための補正値を算出する。なお、電流波形におけるゼロクロス点のタイミングの補正は、出力電流の周波数を過渡的に変化させることにより行うことができる。よって、演算部５８では、各インバータ１８の出力電流のゼロクロス点のタイミングを補正するための周波数を算出し、これを補正値として駆動制御部５６へ出力する。

駆動制御部５６は、前記補正値を用いて補正した周波数で電流を出力するように各インバータ１８を駆動制御する。このような制御を繰り返すことにより、各インバータ１８からの出力電流の位相を一定の範囲内で同期されることができるので、各誘導加熱コイル２０に投入する投入電力が安定することとなる。

なお、電流・電圧検出部５４は、変圧器２６、変流器２８を介して実際に誘導加熱コイル２０に投入されている電圧・電流を取得し、演算部５８へフィードバックし、駆動制御部５６に補正値を与える構成とされている。ここで、同期制御を行った電流は、電力の損失を防止するために、電圧に対して遅れ位相となるように制御される。

前記動作により、定格運転時においては、各インバータ１８（１８ａ，１８ｂ）から対応する誘導加熱コイル２０へ出力される電流の位相を同期させるための電流同期制御を行うと共に、電流同期制御が行われた状態でPhase Shift制御によって出力電圧の制御が行われ、誘導加熱コイル２０の投入電力を制御している。すなわち、本実施形態によるＺＣＩＨシステムの高周波電源は、目標電圧に収束するまでの応答時間の遅い降圧チョッパを取り除いて、インバータ１８のみによってＰＷＭ制御やPhase Shift制御を行うことにより、各ゾーンごとにインバータ１８から誘導加熱コイル２０へ供給される電流の電流振幅制御と電流同期制御とを独立して行っている。なお、インバータ１８は周波数の低い場合はＰＷＭ制御を行うが、本実施形態の誘導加熱装置１０のような高周波インバータの場合はPhase Shift制御を行うことが望ましい。

図５は、Phase Shift制御を用いたときの制御法を説明するための波形図であり、横軸に時間を示し、縦軸に電圧を示している。Phase Shift制御とは、インバータの通電幅を制御して、インバータ出力電圧を制御する制御方法である。図５に、インバータ１８が所定の制御幅で駆動しているときの矩形波電圧（ａ）と、その基本波電圧（ｂ）とを示す。すなわち、インバータ１８の基本波電圧（ｂ）のゼロクロス点は、矩形波電圧（ａ）の立上り点／立下り点に対して±δの位相差を有している。つまり、インバータ１８の矩形波電圧（ａ）の通電幅はδである。また、インバータ１８の基本波電圧（ｂ）は、標準電圧波形（ｃ）に対して位相角θだけ遅れ位相となっている。

このとき、インバータ１８の出力電圧の基本成分の振幅、すなわち、インバータ１８の基本波電圧（ｂ）の最大値Ｖ_ａ１は、次の式（１）によって算出することができる。

なお、２Ｖ_ｄｃ／πは、インバータ１８の矩形波電圧（ａ）のデューティが１００％のときのインバータ１８の基本波電圧（ｂ）の実効値である。

すなわち、式（１）から分かるように、インバータ１８の矩形波電圧（ａ）の通電幅δを制御して、通電幅δをゼロとするとインバータの基本波電圧（ｂ）の最大値Ｖ_ａ１は、４Ｖ_ｄｃ／πまで大きくなる。すなわち、Phase Shift制御を用いてインバータ１８の電流制御を行う場合は、そのインバータ１８のPhase Shift制御の通電幅δの値で電流振幅を調整し、インバータの電圧位相角θで電流位相を調整することができる。

図６は、図３に示すＺＣＩＨシステムにおける１ゾーンの電流制御系を示す構成図である。すなわち、図６は、インバータ１８と誘導加熱コイル２０（２０ａ，２０ｂ）とコンデンサ２２（２２ａ，２２ｂ）のみを用いたＺＣＩＨシステムの１ゾーンの電流制御系を示している。図６において、電流実効値演算部４１が誘導加熱コイル２０の検出電流ｉから実効値電流Ｉを演算すると、加算器４２によって目標電流Ｉ_０と実効値電流Ｉとの差分電流が算出され、ＰＩ制御器４３によって目標電流Ｉ_０と実効値電流Ｉとの差分に比例した制御電圧Ｖが演算される。さらに、ｆ（ｘ）関数器４４によって、制御電圧Ｖから通電幅δが求められ、この通電幅δに基づいてインバータ１８の基本波電圧における振幅の制御（つまり、電流振幅制御）が行われる。

また、電流位相演算部４５が誘導加熱コイル２０の検出電流ｉから電流位相φを演算すると、加算器４６によって目標位相φ_０と電流位相φとの差分が算出され、ＰＩ制御器４７によってインバータが出力する電圧の位相角θが求められる。そして、インバータ１８は、この電圧位相角θに基づいて、電流位相φがその目標値φ_０と同じになるように（すなわち、電流位相が他のインバータの出力電流と位相が同じになるように）電流同期制御を行う。言い換えると、Phase Shift制御を用いてインバータ１８の電流制御を行う場合、そのインバータ１８のPhase Shift制御の通電幅δの値で電流振幅を調整し、インバータ１８の電圧位相角θで電流位相φを調整する。

（ｄｑ制御法）
前記のように、近接配置され、相互インダクタンスＭの影響を受ける複数の誘導加熱コイル２０ａ，２０ｂに流れる電流の位相を各々揃え、かつ、複数の誘導加熱コイルの電流振幅を独立制御することにより、インバータ１８ａ，１８ｂ間の循環電流を抑制することができると共に、各誘導加熱コイル間の干渉を低減させて発熱分布を均一にすることができる。このとき、電流振幅制御と電流同期制御とを行う場合、インバータ１８の電流をｄ軸成分とｑ軸成分に分け、インバータ１８の出力電圧のｄ軸成分とｑ軸成分を独立に制御するように、Phase Shift制御の通電幅δの値と電圧位相角θを与えるｄｑ制御法を用いることが可能である。なお、ｄｑ成分とは、電圧または電流の成分を、ベクトル的に互いに直交するｄ軸成分（有効成分）とq軸成分（無効成分）とに分けた状態を云う。

図６において、誘導加熱コイル２０に流れる電流（つまり、インバータ１８の出力電流）ｉは、次の式（２）で表わすことができる。
ｉ＝√２Ｉｍｃｏｓ（ωｔ＋φ）＝√２Ｉｍ{ｃｏｓωｔ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｓｉｎφ} （２）
このとき、ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄ、及びｑ軸成分の電流Ｉ_ｑは、それぞれ、次の式（３）、及び式（４）で表わすことができる。
Ｉ_ｄ＝Ｉｍｃｏｓφ （３）
Ｉ_ｑ＝Ｉｍｓｉｎφ （４）
したがって、誘導加熱コイル２０に流れる電流ｉは、次の式（５）のようになる。
ｉ＝√２Ｉ_ｄ・ｃｏｓωｔ−√２Ｉ_ｑ・ｓｉｎωｔ （５）

したがって、誘導加熱コイル２０に流れる電流ｉのｄ成分電流Ｉ_ｄとｑ成分電流Ｉ_ｑとの何れか一方の目標値をゼロに設定して電流制御を行うことにより、電流位相を揃えることができる。これによって、誘導加熱コイル２０の相互インダクタンスＭが大きくても、インバータ間の循環電流を低減し、かつ電流制御が不能となることを回避することができる。なお、ｑ成分の電流Ｉ_ｑを目標電流０に制御することにより、上記の誘導加熱コイル２０に流れる電流ｉの式（５）から、各誘導加熱コイル２０の電流（有効電流）ｉを同位相にすることができる。

図７は、図３に示すＺＣＩＨシステムにおける１ゾーンの電流制御をｄｑ制御によって行う場合のｄｑ制御系の構成図である。ｄｑ制御法とは、電流及び電圧の何れかをｄ成分とｑ成分とに分けて独立して制御する方法である。

図７に示すように、ｄｑ演算部７１は、インバータ１８の出力電流ｉ（すなわち、誘導加熱コイル２０に流れる電流ｉ）から、ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄとｑ軸成分の電流Ｉ_ｑとを求める。ここで、誘導加熱コイルに流れる電流ｉを、ｉ＝√２Ｉｃｏｓ（ωｔ＋φ）とすると、
ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄとｑ軸成分の電流Ｉ_ｑは、それぞれ、前述の式（３）、及び式（４）で表わされる。

また、ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄとｑ軸成分の電流Ｉ_ｑは、例えば、次の式（６）、及び式(７)で計算することができる。

次に、加算器７２において目標電流Ｉ_０とｄ軸成分の電流Ｉ_ｄとの差分電流が求められ、ＰＩ制御部７４がこの差分電流からｄ軸成分の電圧Ｖ_ｄを求める。また、加算器７３において目標電流０とｑ軸成分の電流Ｉ_ｑとの差分電流が求められ、ＰＩ制御部７５がこの差分電流からｑ軸成分の電圧Ｖ_ｑを求める。

このようにして求められたｄ軸成分の電圧Ｖ_ｄ、及びｑ軸成分の電圧Ｖ_ｑは、ｄｑ−δθ変換部７６によって通電幅δ、及び電圧位相角θに変換されてインバータ１８へ送信される。すなわち、ＰＩ制御部７４，７５は、電流のｄｑ成分Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑから電圧のｄｑ成分Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを求め、さらに、ｄｑ−δθ変換部７６は、インバータ１８の電圧位相角θとPhase Shift制御の通電幅δとを求め、この電圧位相角θと通電幅δとによってインバータ１８の電流同期制御と電流振幅制御とを行う。

このとき、電圧位相角θは次の式（１０）によって求められる。
θ＝ｔａｎ^-１（Ｖ_ｄ／Ｖ_ｑ） （１０）
また、通電幅δは次の式（１１）によって求められる。
δ＝ｃｏｓ^−１（πＶｍ／２・√２・Ｖ_ｄｃ） （１１）
但し、Ｖｍは、次の式（１２）で求められた値である。
Ｖｍ＝（Ｖ_ｄ ^２＋Ｖ_ｑ ^２）^１/２ （１２）

このようにして、誘導加熱コイル２０の電流ｉからｄｑ成分の電流Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを求め、電圧位相角θと通電幅δに変換してインバータ１８の電流同期制御と電流振幅制御とを独立して行うことができるが、変形例として、コンデンサ２２と誘導加熱コイル２０との直列共振回路の印加電圧ｖ＝ｖ（ｔ）からｄｑ成分の電圧Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを求め、電圧位相角θと通電幅δに変換してインバータ１８の電流同期制御と電流振幅制御とを独立して行うこともできる。

図８は、図７に示すｄｑ制御系の構成図において電流振幅制御の動作を示すベクトル図であり、（ａ）は初期状態、（ｂ）は電流振幅制御の動作を示すベクトル図である。なお、電流振幅制御はｄ成分の電流Ｉ_ｄに等しく制御するものとする。すなわち、図７で示したようにｑ成分の電流Ｉ_ｑを目標電流０に制御することにより、各誘導加熱コイルの電流を同位相にすることができる。

まず、図８（ａ）の初期状態に示すように、ゾーン１の電流Ｉ_１とゾーン２の電流Ｉ_２が同位相であって、かつＩ_１＜Ｉ_２であるものとする。このとき、図４（ｃ）の共振回路で説明したように、共振回路（等価インダクタンスＬ_１、キャパシタンスＣ_１、等価抵抗値Ｒ_１）には、インバータ１８の出力電圧Ｖ_１と相互誘導電圧Ｖ_１２＝ｊωＭＩ_２とのベクトル和の電圧が印加されている。
ここで、インバータ１８（１８ａ，１８ｂ）の矩形波電圧の基本波周波数fがｆ＝１／（２π√Ｌ_１Ｃ_１）の共振状態であるとき、共振回路には、抵抗成分（有効成分）のみのベクトル電圧Ｖ_１１が発生し、このベクトル電圧Ｖ_１１は、出力電圧Ｖ_１と相互誘導電圧Ｖ_１２とのベクトル和に等しい。

以下に説明する前提条件として、インバータ１８の電流振幅制御は電圧振幅調整によって動作するものとする。まず、図８（ａ）に示す初期状態から、図８（ｂ）に示すように、ゾーン1の電流Ｉ_１の振幅を電流Ｉ_１ａのように増加させたい場合は、相互誘導電圧Ｖ_１２は一定であるので、ゾーン１のｄ軸成分の電圧Ｖ_１ｄを電圧Ｖ_１ｄａのように増加させる。ここで、共振状態ができている場合は、ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄのみが増え、ｑ軸成分の電流Ｉ_ｑには影響がない。言い換えると、ゾーン1の電流振幅は、図８（ｂ）に示すように、電流Ｉ_１から電流Ｉ_１ａのように増加するが位相は変わらない。したがって、インバータ１８をｄｑ制御法によって制御することにより電流振幅制御を適正に行うことができる。

図９は、図７に示すｄｑ制御系の構成図において電流同期制御の動作を示すベクトル図であり、（ａ）は初期状態、（ｂ）は誘導電圧変化状態、（ｃ）はｑ軸成分の制御の動作を示すベクトル図である。すなわち、図９は、図３に示すような２ゾーンのＺＣＩＨシステムについて、ｄｑ制御法のｑ軸成分制御で電流同期制御の動作を行う状態を示すベクトル図である。

まず、図９（ａ）の初期状態に示すように、ゾーン１の電流Ｉ_１とゾーン２の電流Ｉ_２とが同位相であって、かつＩ_１＜Ｉ_２であり、ゾーン２からゾーン１への相互誘導電圧Ｖ_１２に対して電流Ｉ_１，Ｉ_２は遅れ位相にあるものとする。一方、共振回路（Ｌ_１、Ｃ_１、Ｒ_１）には、ベクトル電圧Ｖ_１１が発生する。また、このベクトル電圧Ｖ_１１は、ｆ＝１／２π√（Ｌ_１・Ｃ_１）の共振状態のとき、１次側等価抵抗（抵抗値Ｒ_１）のみの有効電圧である。したがって、ゾーン１には、相互誘導電圧Ｖ_１２と、有効電圧であるベクトル電圧Ｖ_１１とのベクトル和である電圧Ｖ_１が発生する。

図９（ａ）に示す初期状態から、図９（ｂ）に示すように、ゾーン２の電流Ｉ_２を電流Ｉ_２ａに増加させる場合を考える。このとき、相互誘導電圧Ｖ_１２がＶ_１２ａに増加し、これにより、ゾーン１の電流振幅が電流Ｉ_１から電流Ｉ_１ａのように大きくなる。すなわち、電流Ｉ_１ａにはｑ軸成分の電流Ｉ_ｑが発生する。

したがって、ゾーン１における電流Ｉ_１ａのｑ軸成分の電流Ｉ_ｑを目標電流０にさせるために、図９（ｃ）のようにゾーン１の電圧Ｖ_１のｑ軸成分の電圧Ｖ_ｑを増加させる。ここで、共振状態ができている場合は、ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄには影響がないので、ゾーン１における電流Ｉ_１ａのｑ軸成分の電流Ｉ_ｑのみが増加する。すなわち、ゾーン１における電流Ｉ_１ａは電流Ｉ_１となり、ゾーン２の電流Ｉ_２ａと同じ位相である。したがって、インバータ電圧をｄｑ制御することにより電流同期制御を適正に行うことができる。

すなわち、ｄｑ制御法で電流振幅制御と電流位相制御とを独立して行うことにより、安定した電流制御を行うことが可能となる。また、ｄ軸成分の電流Ｉ_ｄとｑ軸成分の電流Ｉ_ｑのうち一方の値を目標値にして電流制御を行うことによって、電流振幅制御と電流位相制御とを独立して行うこともできる。

《第２実施形態》
第１実施形態においては共振型インバータをPhase Shift制御してｄｑ制御法で電流振幅制御と電流位相制御とを独立して行ったが、第２実施形態として、インバータ１８をＰＷＭ制御してｄｑ制御法で電流振幅制御と電流位相制御とを独立して行うこともできる。
図１０は、インバータ１８をＰＷＭ制御したときのｄｑ制御法の制御系の構成図である。
電流検出値ｉにｃｏｓωｔ又はｓｉｎωｔを乗算して、この乗算値の移動平均により所定時間内の積分が実行され、この積分値を√２倍することにより、（６）式、（７）式のｄ軸成分の電流Ｉ_ｄとｑ軸成分の電流Ｉ_ｑが演算される。この電流Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑと目標電流Ｉ_ｒｅｆ、０との差分電流を比例積分（ＰＩ）演算することにより、ｄｑ成分電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が演算される。さらに、ｄｑ成分電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊にｃｏｓωｔ又はｓｉｎωｔを乗算して、互いに加算し、加算値を√２倍することにより電圧指令値Ｖ^＊が演算され、この電圧指令値Ｖ^＊と三角波とを比較することによりＰＷＭ信号が生成され、インバータのＧＡＴＥ信号が得られる。

《第３実施形態》
第３実施形態として、インバータ１８をワンパルス制御してｄｑ制御法で電流振幅制御と電流位相制御とを独立して行うこともできる。図１１は、インバータ１８をワンパルス制御したときのｄｑ制御法の制御系の構成図である。
電流検出値ｉにｃｏｓωｔ又はｓｉｎωｔを乗算して、この乗算値の移動平均により所定時間内の積分が実行され、この積分値を√２倍することにより、（６）式、（７）式のｄ成分の電流Ｉ_ｄとｑ成分の電流Ｉ_ｑが演算される。この電流Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑと目標電流Ｉ_ｒｅｆ、０との差分電流を比例積分（ＰＩ）演算することにより、ｄｑ成分電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が演算される。ｄｑ成分電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊の二乗和により電圧指令値Ｖ^＊が演算され、ｄｑ成分電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊の逆正接を演算することにより電圧位相角指令値θ^＊が演算される。さらに、電圧指令値Ｖ^＊と直流電圧Ｖｄｃとの比から演算された通電幅指令値δ^＊及び電圧位相角指令値θ^＊がインバータに入力される。

《第４実施形態》
第４実施形態として、インバータの前段に降圧チョッパを用いてｄｑ制御法で電流振幅制御と電流位相制御とを独立して行うこともできる。図１２は、インバータ１８の前段に降圧チョッパ１６（図１３）を用いたときのｄｑ制御法の制御系の構成図である。この場合、インバータ１８は１８０度通電の方形波電圧を出力する。すなわち、降圧チョッパの出力電圧とインバータ１８の出力電圧振幅は比例関係になる。したがって、降圧チョッパでインバータ１８の出力電圧の振幅Ｖを操作し，インバータ１８で電圧位相角θを操作することができる。
電圧指令値Ｖ^＊、及び電圧位相角指令値θ^＊が演算されることまでは、前記第３実施形態と同様であり、電圧指令値Ｖ^＊をπ／（２√２）で乗算し、乗算結果である矩形波電圧の振幅値指令値Ｖｄｃ^＊が降圧チョッパに入力され、電圧位相角指令値θ^＊がインバータに入力される。

《比較例》
図１３は、ＺＣＩＨシステムの電源ユニットとして降圧チョッパ１６ａとインバータ１８とを用いた誘導加熱装置１０ａの回路構成図である。この誘導加熱装置１０ａは、図１に示す誘導加熱装置１０の構成に対して、インバータ１８（１８ａ、１８ｂ）の前段に、三相整流器１４の出力電圧を降圧制御する降圧チョッパ１６（１６ａ，１６ｂ）と、インバータ１８に印加する電圧を平滑するための平滑コンデンサ３４が追加されている。その他の構成は図１と同じであるので重複する説明は省略する。なお、降圧チョッパ１６内部のインダクタ３２と平滑コンデンサ３４とで、ＤＵＴＹを可変した矩形波電圧を平均化して直流電圧を生成する平均化回路を構成している。

制御ユニット５０には、インバータ１８や降圧チョッパ１６に信号を送り、それぞれの駆動を制御する駆動制御部５６、近接配置された誘導加熱コイル２０内を流れる負荷電流（出力電流）の位相角を検出する位相差検出部５２、誘導加熱コイル２０内を流れる電流・電圧を検出する電流・電圧検出部５４、及び検出された各種信号の情報に基づいて電流周波数の補正値、並びに供給電圧の制御値を算出し、この算出値を駆動制御部５６へ出力する演算部５８等が備えられている。

また、誘導加熱装置１０ａでは、制御ユニット５０に設定手段６２を備え、起動時にインバータ１８から出力される電流値、電流周波数、降圧チョッパ１６によって制御されてインバータ１８から出力される電圧の電圧値又は電圧値比率（電圧レベル比率）、及び各インバータ１８における電圧位相差（パルス位置）等を設定することを可能としている。設定手段６２は、例えば、インバータ１８から出力される電流や降圧チョッパ１６によって制御された電圧のパルス位置、レベル比率、並びに起動時に設定する出力電流の値、起動時に設定する出力電流の周波数の値、定格運転時に目安とする出力電流の値、定格運転時に目安とする出力電流の周波数等を記憶することを可能とし、記憶したデータを演算部５８が算出する制御値又は補正値に反映させることができる。

前記のような構成の誘導加熱装置１０ａでは、定格運転時においては次のような制御が行われることで隣接する誘導加熱コイル２０ｂの相互誘導電圧の影響を回避することができる。まず、位相差検出部５２が、各ゾーンに設けられた変流器２８を介して各誘導加熱コイル２０を流れる電流（インバータ１８からの出力電流）の波形情報を取得する。取得した波形情報に基づいて各誘導加熱コイル２０を流れる電流のゼロクロス点を検出し、このゼロクロス点と、基準とする波形、例えば誘導加熱コイル２０ａを流れる電流のゼロクロス点とを比較し、ズレ量である位相差を導き出す。演算部５８は前記の位相差に基づいて、対応するインバータ１８ｂの出力電流のゼロクロス点を、基準とする出力電流のゼロクロス点に合致させるための補正値を算出する。電流波形におけるゼロクロス点の補正は、出力電流の周波数を一時的に変化させることにより行うことができる。よって演算部５８では、各インバータ１８の出力電流のゼロクロス点を補正するための周波数を算出し、これを補正値として駆動制御部５６へ出力する。

駆動制御部５６は、補正値として与えられた周波数で電流を出力するように各インバータ１８を制御する。この制御を繰り返すことにより、各インバータ１８からの出力電流は一定の範囲内で同期されることとなり、各誘導加熱コイル２０に規定の電流を投入するために定められる電圧値が安定することとなる。そして、電圧値の安定と共に各誘導加熱コイル２０に投入される電流も安定させることができる。なお、電流・電圧検出部５４は、誘導加熱コイル２０に投入されている電圧、電流の値と、制御値である電圧、電流の値との差分を補正するために、変圧器２６、変流器２８を介して実際に誘導加熱コイル２０に投入されている電圧、電流を取得し、演算部５８へフィードバックし、駆動制御部５６に補正値を与える構成とされている。

上記より理解できるように、定格運転時においては、各インバータ１８から対応する誘導加熱コイル２０へ出力される電流の位相を同期させる電流同期制御を行い、同期制御が行われた状態で降圧チョッパ１６によって直流電圧の制御が行われ、この直流電圧の制御により誘導加熱コイル２０に流れる電流値が制御（すなわち、電流振幅制御）され、誘導加熱コイル２０の投入電力をコントロールしている。

図１４は、図１３に示す降圧チョッパ１６（１６ａ、１６ｂ）を備えた誘導加熱装置１０ａにおいて、ＺＣＩＨシステムの電流制御法を示すための等価回路図である。図１４に示すように、共通の直流電源（バッテリ１１）を介して、降圧チョッパ１６（１６ａ、１６ｂ）とインバータ１８（１８ａ、１８ｂ）とが２ゾーンに分割され、それぞれ、誘導加熱コイル２０（２０ａ、２０ｂ）に接続されている。また、降圧チョッパ１６の出力には、それぞれ、平滑コンデンサ３４が接続され、平滑コンデンサ３４とインダクタ３２とで平均化回路を構成している。また、インバータ１８（１８ａ、１８ｂ）は、それぞれ、直列共振型の高周波インバータを構成するために、誘導加熱コイル２０とインバータ１８との間に直列にコンデンサ２２（２２ａ，２２ｂ）が接続されている。

図１５は、図１４に示すＺＣＩＨシステムにおける１ゾーンの電流制御系を示す構成図である。すなわち、図１５は、降圧チョッパ１６を用いたＺＣＩＨシステムの１ゾーンの電流制御系を示している。図１５において、電流実効値演算部４１ａが誘導加熱コイル２０の検出電流ｉから実効値電流Ｉを演算すると、加算器４２ａによって目標電流Ｉ_０と実効値電流Ｉとの差分が算出され、ＰＩ制御器４３ａによって目標電流Ｉ_０と実効値電流Ｉとの差分からデューティ指令値Ｄ^＊が求められ、このデューティ指令値Ｄ^＊に基づいて降圧チョッパ１６の出力電圧が制御される。つまり、電流振幅制御が行われる。

また、電流位相演算部４５ａが誘導加熱コイル２０の検出電流ｉから電流位相φを演算すると、加算器４６ａによって目標位相φ_０と電流位相φとの差分が算出され、ＰＩ制御器４７ａによって目標位相φ_０と電流位相φとの差分である電圧位相角指令値θ^＊が求められる。そして、インバータ１８は、この電圧位相角指令値θ^＊に基づいて、目標位相φ_０と同じになるように（すなわち、他のインバータの出力電流と電流位相とが同じになるように）電流同期制御を行う。このようにして、降圧チョッパ１６のデューティ指令値Ｄ^＊によって電流振幅制御が行われ、インバータ１８の電圧位相角指令値θ^＊によって電流同期制御が行われる。

次に、誘導加熱コイル２０とコンデンサ２２からなる共振回路に基づいて、２ゾーンのＺＣＩＨシステムで行われる制御をベクトル図で説明する。

図１６は、図１５に示すＺＣＩＨシステムの電流制御法の動作を示すベクトル図であり、図１６（ａ）は初期状態を示し、図１６（ｂ）は電流振幅制御の働きを示し、図１６（ｃ）は電流同期制御の働きを示すベクトル図である。すなわち、図１６は、図１４に示すような降圧チョッパ１６とインバータ１８を用いた２ゾーンの誘導加熱装置についての電流制御法を示すベクトル図である。したがって、図４に示す誘導加熱コイル２０とコンデンサ２２からなる共振回路の等価回路を参照しながら、図１６のベクトル図を用いて２ゾーンのＺＣＩＨシステムにおける電流制御法の動作を説明する。

ここで、前提条件として、降圧チョッパ１６による電流振幅制御は電圧振幅調整によって動作し、インバータ１８による電流位相制御は電圧位相調整によって動作するものとする。まず、図１６（ａ）の初期状態に示すように、ゾーン１の電流Ｉ_１とゾーン２の電流Ｉ_２とが同位相であって、かつＩ_１＜Ｉ_２であるものとする。また、相互誘導電圧Ｖ_１２は、電流Ｉ_２に対して位相が９０°進んでおり、共振状態では、共振回路（Ｌａ、Ｃ１、Ｒａ）の電圧Ｖ_１１は、電流Ｉ_１に同位相である。したがって、ゾーン１の電圧Ｖ_１は、電圧Ｖ_１１と、相互誘導電圧Ｖ_１２とのベクトル和となり、ゾーン１の電流Ｉ_１に対して進み位相となる。

図１６（ａ）に示す初期状態において、ゾーン1の電流Ｉ_１の振幅を増加させたい場合は、図１６（ｂ）の電流振幅制御の働きに示すようにゾーン１の電圧Ｖ_１の振幅を電圧Ｖ_１ａまで増加させる。しかし、ゾーン１の電圧Ｖ_１が電圧Ｖ_１ａに増加するとともに、ゾーン１の電流Ｉ_１の位相も大きくなり、進み位相の電流Ｉ_１ａとなる。そのために、図１６（ｃ）の電流同期制御の働きのように、ゾーン１の電圧Ｖ_１ａの位相を電圧Ｖ_１ｂの位相まで遅らせ、ゾーン１の電流Ｉ_１ａの進み位相をゼロにまで遅らせて電流Ｉ_１ｂとなるように位相調整を行う。

このように、降圧チョッパとインバータからなるＺＣＩＨシステムにおける電流制御法では、降圧チョッパ（１６ａ，１６ｂ）による電流振幅制御とインバータによる電流位相制御の２つの制御系は従属関係になっている。すなわち、２つ制御系に独立性がないためにＺＣＩＨシステムの安定した制御は困難となる。実際の制御系においては、大型の誘導加熱装置で大きな誘導加熱コイルを用いて相互誘導電圧が大きいときや、電流振幅比が大きいなどにおいては、電流振幅制御や電流位相制御できないこともある。

図１７は、図１４に示す降圧チョッパとインバータを用いたＺＣＩＨシステムにおいて制御不能となる状態を示すベクトル図であり、図１７（ａ）は安定状態、図１７（ｂ）は誘導電圧変化状態、図１７（ｃ）は電流位相制御の不具合な状態、図１７（ｄ）は電流振幅制御の不具合な状態を示している。図１７のベクトル図の動作について図４の等価回路を参照しながら説明する。

まず、図１７（ａ）に示すように、安定状態においては、ゾーン１の電流Ｉ_１とゾーン２の電流Ｉ_２が同位相であって、かつＩ_１＜Ｉ_２であるものとする。また、相互誘導電圧Ｖ_１２は、電流Ｉ_２に対して位相が９０°進んでおり、共振状態では、共振回路（Ｌａ、Ｃ１、Ｒａ）の電圧Ｖ_１１は、電流Ｉ_１に同位相である。したがって、ゾーン１の電圧Ｖ_１は、電圧Ｖ_１１と、相互誘導電圧Ｖ_１２とのベクトル和となり、ゾーン１の電流Ｉ_１に対して進み位相となる。

ここで、図１７（ａ）の安定状態から、図１７（ｂ）の誘導電圧変化のように、ゾーン２の電流Ｉ_２を電流Ｉ_２ａに増加させる場合を考える。これにより、相互誘導電圧Ｖ_１２の振幅が増加し、ゾーン1の電流Ｉ_１の振幅が大きくなり、電流Ｉ_１ａのようになる。
したがって、ゾーン１の電流Ｉ_１ａの位相をゼロにさせるために、図１７（ｃ）のようにゾーン１の電圧Ｖ_１の位相を電圧Ｖ_１ａまで進ませるが、相互誘導電圧Ｖ_１２が大きいために、ゾーン１の電流Ｉ_１ａの位相がゼロに近づかずに、さらに遅れ位相の電流Ｉ_１ｂとなる。したがって、インバータによる電流位相制御は正常に作動しない（同期制御の不具合）。

一方、図１７（ａ）の安定状態において、ゾーン１の電流Ｉ_１の振幅を小さくするために、図１７（ｄ）に示すように、ゾーン１の電圧Ｖ_１の振幅を電圧Ｖ_１ｂのように小さくするが、ゾーン１の電流Ｉ_１ａの振幅は小さくならず、電流Ｉ_１ｃのように大きくなる。したがって、降圧チョッパによる電流振幅制御も正常に作動しない（振幅制御の不具合）。

つまり、誘導加熱コイルによる相互誘導電圧の影響により、降圧チョッパとインバータを用いたＺＣＩＨシステムにおける電流制御法では、電流振幅制御と電流同期制御との間の干渉を避けることは困難である。特に、誘導加熱コイルによる誘導相互が比較的に大きい場合には、制御不能な領域に入ることがある。ｄｑ制御法を用いることにより、電流振幅制御と電流同期制御との干渉を抑制でき、制御不能な領域に入ることと抑制できる。また、降圧チョッパにはコンデンサやコイルからなる平均化回路が構成されているために応答性が遅くなり、電流振幅制御の応答も遅くなる。さらに、降圧チョッパのスイッチングによって発生するノイズも問題となる。したがって、これらの問題を解決するために降圧チョッパをなくして、前述の第１実施形態乃至第３実施形態で述べたように、Phase Shift制御、ＰＷＭ制御やワンパルス制御によって、インバータの出力電流を振幅制御／同期制御することが望ましい。

１０、１０ａ 誘導加熱装置
１１ バッテリ（直流電源）
１２ 三相交流電源
１４ 三相整流器
１６（１６ａ、１６ｂ） 降圧チョッパ
１８（１８ａ、１８ｂ） インバータ
２０（２０ａ、２０ｂ） 誘導加熱コイル
２２（２２ａ、２２ｂ） コンデンサ
２４（２４ａ、２４ｂ） 内部抵抗
２６（２６ａ、２６ｂ） 変圧器（ＰＴ）
２８（２８ａ、２８ｂ） 変流器（ＣＴ）
３０、３４ 平滑コンデンサ
３２ インダクタ
４１、４１ａ 電流実効値演算部
４２、４２ａ、４６、４６ａ、７２、７３ 加算器
４３、４３ａ、４７、４７ａ、７４、７５ ＰＩ制御器
４４ ｆ（ｘ）関数器
４５、４５ａ 電流位相演算部
５０ 制御ユニット（制御手段）
５２ 位相差検出部
５４ 電流・電圧検出部
５６ 駆動制御部
５８ 演算部
６０ 記憶部
６２ 設定手段
７１ ｄｑ演算部
７６ ｄｑ−δθ変換部

Claims (16)

1. 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを有する複数の共振型インバータと、前記複数の共振型インバータを一括して制御する制御手段とを備えた誘導加熱装置であって、
   前記制御手段は、
   前記共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の振幅を制御する電流振幅制御と、
   前記共振型インバータの何れかが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相と、他の共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相とを一致させる電流同期制御とを一括して行い、それぞれの制御を非干渉化する
   ことを特徴とする誘導加熱装置。
2. 前記制御手段は、インバータ出力電圧の位相をシフトしながら通電幅を制御することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 前記制御手段は、前記共振型インバータをＰＷＭ制御して通電幅を制御することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
4. 前記制御手段は、前記共振型インバータをワンパルス制御して通電幅を制御することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
5. 前記制御手段は、
   前記共振型インバータの通電幅δを調整して前記電流振幅制御を行い、
   何れかの前記共振型インバータに流れる電流の位相と他の共振型インバータに流れる電流の位相とが一致するように電圧位相角θを調整して前記電流同期制御を行うことを特徴とする請求項２又は請求項４に記載の誘導加熱装置。
6. 前記制御手段は、
   前記共振型インバータが流す電流をｄ軸電流成分とｑ軸電流成分とに分解し、前記ｄ軸電流成分によって前記電流振幅制御を行い、前記ｑ軸電流成分によって前記電流同期制御を行うことを特徴とする請求項１又は請求項５に記載の誘導加熱装置。
7. 前記制御手段は、
   前記共振型インバータが対応する誘導加熱コイルを含む共振回路へ印加する電圧をｄ軸電圧成分とq軸電圧成分とに分解し、
   前記ｄ軸電圧成分によって前記電流振幅制御を行い、前記ｑ軸電圧成分によって前記電流同期制御を行うことを特徴とする請求項５に記載の誘導加熱装置。
8. 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを有する複数の共振型インバータと、この複数の共振型インバータの各々の入力電圧を制御する複数の降圧チョッパと、前記複数の共振型インバータ、及び前記複数の降圧チョッパを一括して制御する制御手段とを備えた誘導加熱装置であって、
   前記制御手段は、
   前記降圧チョッパの出力電圧を制御することにより、前記共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の振幅を制御する電流振幅制御をｄ成分電流によって行い、
   前記共振型インバータの何れかが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相と、他の共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相とを一致させる電流同期制御をｑ軸電流成分によって行うことを特徴とする誘導加熱装置。
9. 近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサを有する複数の共振型インバータと、前記複数の共振型インバータを一括して制御する制御手段とを備えた誘導加熱装置の制御方法であって、
   前記制御手段が、
   前記共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の振幅を制御する電流振幅制御と、
   前記共振型インバータの何れかが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相と、他の共振型インバータが対応する誘導加熱コイルへ供給する電流の位相とを一致させる電流同期制御とを一括して行い、それぞれの制御を非干渉化する
   ことを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。
10. 前記制御手段が、前記共振型インバータの出力電圧の位相をシフトしながら通電幅を制御することを特徴とする請求項９に記載の誘導加熱装置の制御方法。
11. 前記制御手段が、前記共振型インバータをＰＷＭ制御して通電幅を制御することを特徴とする請求項９に記載の誘導加熱装置の制御方法。
12. 前記制御手段が、前記共振型インバータをワンパルス制御して通電幅を制御することを特徴とする請求項９に記載の誘導加熱装置の制御方法。
13. 前記制御手段が、
    前記共振型インバータの通電幅δを調整して前記電流振幅制御を行い、
    前記共振型インバータの何れかに流れる電流の位相と他の共振型インバータに流れる電流の位相とが一致するように電圧位相角θを調整して前記電流同期制御を行う
    ことを特徴とする請求項１０乃至請求項１２のいずれか１項に記載の誘導加熱装置の制御方法。
14. 前記制御手段が、
    前記共振型インバータに流れる電流をｄ軸電流成分とｑ軸電流成分とに分解し、
    前記ｄ軸電流成分によって前記電流振幅制御を行い、前記ｑ軸電流成分によって前記電流同期制御を行うことを特徴とする請求項１３に記載の誘導加熱装置の制御方法。
15. 前記制御手段は、
    前記共振型インバータが対応する誘導加熱コイルを含む共振回路へ印加する電圧をｄ軸電圧成分とｑ軸電圧成分とに分解し、
    前記ｄ軸電圧成分によって前記電流振幅制御を行い、前記ｑ軸電圧成分によって前記電流同期制御を行うことを特徴とする請求項１３に記載の誘導加熱装置の制御方法。
16. 請求項９乃至請求項１５のいずれか１項の制御方法をコンピュータに実行させるプログラム。

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