JP2012235685A - 制御可能な作用点を有する共振型インバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 出力電圧のゼロ交叉の検出が不要であって、位相角、すなわち作用点の調整が可能である共振型インバータを提供する。
【解決手段】 実位相角を検出するために、インバータ（２０３）の、出力電流を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で検出可能である検出時間と、出力電流を受信する、インバータ（２０３）の制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータの出力部における電圧の逆転との間の既知のむだ時間との差、が検出可能である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、制御可能な作用点を有する共振型インバータに関する。

共振型インバータは、たとえば、非特許文献１に記載がある。非特許文献１に記載の共振型インバータは、たとえば、三相整流器と、直流中間回路と、単相交流整流器とを備え、それらの出力部は共振型インバータの出力部を形成し、それらを介して接続された負荷に電流が流れる。
共振型インバータは、しばしば周波数変換器として利用される。

特許文献１から、共振型インバータの作用点調整のための方法および装置が知られる。特許文献１で開示される共振型インバータは、暖房製品の誘導加熱のために利用される。特許文献１では、負荷回路において、誘導加熱のために選択される電流周波数について述べられている。出力電流の周波数は、電子部品の選択および／またはその使用に応じて、共振周波数よりも少し大きいか、共振周波数よりも少し小さいのが好ましい。したがって、特許文献１においては、負荷回路の誘導比または容量比が生じることが述べられている。すなわち、出力電流は、共振型インバータの出力部における電圧より遅れるか先になる。特許文献１に開示された共振型インバータが駆動されるべき作用点は、出力電流と共振型インバータの出力部における電圧との間の位相角によって決定される。

特許文献１に記載される誘導加熱の場合、加熱によって負荷回路においてパラメータの変更が生じ、それによって共振周波数が変動する。さらにまた、出力電流と共振型インバータの出力部における電圧との間の位相角も変動し、すなわち作用点が変動し、好ましくない結果となる。

特許文献１に記載の解決手段は、直列共振型インバータの作用点調整のための方法および装置を提供するという課題に基づいており、共振回路要素のパラメータ変動に依存せずに、共振型インバータのための前記文献に記載の作用範囲を知り、安定して維持することが可能である。

上記の特許文献１は、位相角の調整について開示しており、そこでは、調整装置は、目標位相角と実位相角との間の差を評価し、評価と関連させて、インバータへの影響を考慮して、出力電流の周波数を調整している。位相角とは、たとえば、出力電流とインバータの出力部における電圧との間の角である。

特許文献１においては、特に、出力電流の利用は、問題があることがあるので、他の値間の位相角の利用についても触れている。

共振型インバータによって、暖房製品を誘導加熱することが可能であるだけではない。暖房製品を、抵抗を利用して電流を流して加熱することも可能であり、これは、たとえば、化学蒸着（ＣＶＤ）によるポリシリコン製造においてシリコン棒またはシリコン細棒を加熱する場合に、シーメンス法に従って行われる。

シリコン棒またはシリコン細棒を加熱する場合、シリコン棒またはシリコン細棒の成長によって、暖房製品の誘導加熱の場合のように、共振回路におけるパラメータの変動がおこる。化学蒸着の場合にも、共振回路の共振周波数が変動し、作用点をその変動に合わせて更新することが必要となる。蒸着の場合にも、作用点は、誘導加熱の場合のように、出力電流と共振型インバータの出力部における電圧との間の位相角の調整によって得ることが可能である。

共振型インバータの場合、特に、Ｈスイッチにおいて単相インバータを用いる場合には、共振周波数付近の周波数において、二重整流となり得る。それゆえ、互いに、出力電流の方向を少し変更することになる。この方向の変更を複数回行うと、出力電流のゼロ交叉が複数回生じることになり、それゆえ、出力電流と共振型インバータの出力部における電圧との間の位相角を検出するためのゼロ交叉検出は、少なくとも困難となる。

欧州特許出願公開第０６１７５０３号明細書

"Leistungselektronik"，Rainer Felderhoff著、Carl Hanser Verlag社，第２版，ISBN 3-446-18993-9

上記に鑑み本発明が提供され、本発明は、出力電圧のゼロ交叉の検出が不要であって、位相角、すなわち作用点の調整が可能である共振型インバータを提供するという課題に基づく。

この課題は、発明に従えば、
実位相角を検出するために、
インバータの、出力電流を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で検出可能である検出時間と、
出力電流を受信する、インバータの制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータの出力部における電圧の逆転との間の既知のむだ時間との差、
が検出可能であることによって解決される。

この差分から、既知の周波数の場合、この問題について専門家に依拠することなく、むだ時間の終了の時点と、出力電流の１周期内の出力電流のゼロ交叉との間の位相角の検出が可能である。

発明に従った共振型インバータは、第２の調整手段を備え、該第２の調整手段によって出力電流を調整することが可能である。共振型インバータによって自由に利用できる出力電流が、調整された位相角の場合に十分ではない場合、出力電流を調整することが可能であり、実出力電流が所望の目標出力電流になる。この場合、出力電流の調整は、位相角の調整よりもゆっくりとするのが好ましく、したがって、常に、共振型インバータを、所望の作用点において、かつ所望の作用点において生じる出力電圧によって駆動するように注意する。

第２の調整手段には、目標出力電流のための信号と、電流センサによって測定された実出力電流のための信号との差を示すための手段を設けてもよい。共振型インバータは、調整差の絶対値を示し、予め定められた値とその調整差の絶対値を比較するための手段を設けてもよい。比較結果に応じて、位相角調整のための第１の調整手段だけを能動化、もしくは不能動化することが可能であり、または位相角調整のための第１の調整手段と出力電流調整のための第２の調整手段とを、能動化もしくは不能動化することが可能である。

出力電流の調整偏差が小さい場合には、まず、位相角の調整、すなわち作用点の調整によって、所望の電流を得ることが可能である。特にこれは、実位相角と目標位相角との間の調整差が大きく、インバータにおいて調整される周波数が、共振周波数と大きく異なるときには、目的にかなっている。このような場合には、所望の目標位相角を有する作用点においては、周波数が調整された場合よりも部分的に明らかにより大きな電流得られるということから出発することができる。

これが十分でない場合、または調整偏差の値が非常に大きい場合にようやく出力電流調整が能動化される。整流器における直流電圧中間回路の直流電圧のための調整量が付与される。整流器は、中間回路におけるこの電圧を調整することが可能である。出力電流は、中間回路電圧に直接依存するので、中間回路電圧の変動によって出力電流の調整が可能である。

発明に従った共振型インバータの駆動の場合、共振型インバータを初期化するために、まず、共振周波数を検出することが可能である。共振周波数の検出のために、出力値から派生する周波数を低下させて、出力電流を測定することが可能である。次いで、この周波数を共振周波数として捉え、その周波数において最大の出力電流が調整される。共振の場合、無効電流はないので、共振の場合の検出可能な作用電流が最も大きくなる。出力電流の測定によって、実際には共振周波数も検出可能である。

共振周波数の検出の後、位相角の調整を第１の位相角調整手段によって開始することが可能である。

位相角調整のために、
インバータの、出力電流を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で測定可能である測定時間と、
出力電流を受信する、インバータの制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータの出力部における電圧の逆転との間の既知のむだ時間との差、
が検出可能である。

この差分から、実位相角を検出することが可能であり、目標位相角と実位相角とから調整差を得ることが可能である。第１の調整手段によって、目標位相角と実位相角からの調整差に対応させて、インバータのための調整量として、周波数を、インバータの出力部において目標位相角が調整されるように、変動させることが可能である。

目標出力電流と実出力電流との間の調整差の値が、予め定められた値よりも大きい場合には、位相角を調整した後、第２の調整手段によって、出力電流の調整を開始することが可能である。

さらに詳しくは、本発明は、
共振型インバータ（２０）であって、
整流器と、
直流中間回路（２０２）と、
インバータ（２０３）であって、制御可能なスイッチを含みその出力部が共振型インバータの出力部を形成し、接続された負荷への電流供給に介されるインバータ（２０３）とを備え、
共振型インバータ（２０）は、調整手段（１０）を有し、調整手段（１０）によって、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）と共振型インバータ（２０）の出力部における電圧（Ｕ_ｉｓｔ）との間の位相角によって決定される共振型インバータの作用点（Ａ_ｐ）の調整が可能であり、第１の調整手段（１０）は、制御量として、インバータ（２０３）を介して調整される出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）の周波数を検出し、
共振型インバータ（２０）は、位相センサ（８）を有し、位相センサ（８）によって、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）のゼロ交叉に依存して、実位相角の検出が可能であり、
共振型インバータは、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）のゼロ交叉の検出のための手段を有する、共振型インバータ（２０）において、
位相角を検出するために、差分（Ｔ_ｉ−Ｔ_ｔ）が検出可能であることを特徴とする共振型インバータ（２０）である。
（式中、Ｔ_ｉは測定時間であって、これはインバータの、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で検出可能であり、
Ｔ_ｔはむだ時間であり、これはインバータ（２０３）の制御可能なスイッチによって出力電流を受信するためのインバータ（２０３）の接続部におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータ（２０３）の出力部における電圧の逆転との間の既知のむだ時間である。）

また本発明において、共振型インバータ（２０）は、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）を調整可能な第２の調整手段（７）を備えることを特徴とする。

さらに本発明において、第２の調整手段（７）には、目標出力電流のための信号（Ｉ^＊ _ｓｏｌｌ）と、電流センサによって測定される、実出力電流信号（Ｉ_ｉｓｔ）のための信号（Ｉ^＊ _ｉｓｔ）とからの調整差（ｅ）を得るための手段（５）が配設されることを特徴とする。

さらに本発明において、共振型インバータ（２０）は、調整差（ｅ）の絶対値（｜ｅ｜）を示し、予め定められた値とその調整差（ｅ）の絶対値（｜ｅ｜）を比較するための手段を有することを特徴とする。

さらに本発明において、前記比較の結果に対応して、位相角調整のための第１の調整手段（１０）を能動化する、もしくは不能動化する、または、位相角調整のための第１の調整手段（１０）と出力電流調整のための第２の調整手段（７）とを、能動化もしくは不能動化することが可能であることを特徴とする。

さらに本発明は、共振型インバータ（２０）を初期化するために、まず共振周波数が検出されることを特徴とする、上述の共振型インバータ（２０）を駆動するための方法である。

さらに本発明において、共振周波数を検出するために、周波数を出力値から差し引き、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）が測定されることと、共振周波数として、最大出力電流が（Ｉ_ｉｓｔ）が調整される周波数が検出されることとを特徴とする。

さらに本発明において、共振周波数の検出の後、第１の調整手段（１０）によって位相角の調整が開始されることを特徴とする。

さらに本発明において、位相角の調整のために、差分（Ｔ_ｉ−Ｔ_ｔ）が検出されることを特徴とする。
（式中、Ｔ_ｉは測定時間であって、これはインバータの、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で検出可能であり、
Ｔ_ｔはむだ時間であり、これはインバータ（２０３）の制御可能なスイッチによって出力電流を受信するためのインバータ（２０３）の接続部におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータ（２０３）の出力部における電圧（Ｕ_ｉｓｔ）の逆転との間の既知のむだ時間である。）

さらに本発明において、差分（Ｔ_ｉ−Ｔ_ｔ）から、実位相角（φ_ｉｓｔ）が検出され、目標位相角（φ_ｓｏｌｌ）と実位相角（φ_ｉｓｔ）からの調整差が得られることを特徴とする。

さらに本発明において、第１の調整手段（７）によって、位相角（φ_ｉｓｔ）が、目標位相角（φ_ｓｏｌｌ）と実位相角（φ_ｉｓｔ）からの調整差に対応して、インバータ（２０３）の出力部において、目標位相角（φ_ｓｏｌｌ）が調整されるように、インバータのための制御量として、周波数を変動させることを特徴とする。

さらに本発明において、位相角ｓ（φ_ｉｓｔ）の調整の後、目標出力電流（Ｉ_ｓｏｌｌ）と実出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）との間の調整差（ｅ）の絶対値（｜ｅ｜）が、予め定められた値よりも大きい場合には、第２の調整手段（７）によって、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）の調整を開始することを特徴とする。

さらに本発明は、共振型インバータ（２０）の出力部に、１つの一次側コイル（２２１）と同じ巻数の２つの互いに逆巻きの二次側コイル（２２２）とを有する変圧器（２２）を有し、前記二次側コイル（２２２）を介して、互いに逆の電圧が絶対値が同じまたは概ね同じで検出されように、前記二次側コイルは一方端部で互いに結合され、二次側コイルの互いに結合されていない端部間の電圧は、ゼロまたは概ねゼロであることを特徴とする、上述の共振型インバータ（２０）を備える回路構成（２）である。

さらに本発明において、二次側コイルの互いに結合されていない端部は、回路構成（２）の出力部（２６）それぞれに直列に接続されていることを特徴とする。

さらに本発明において、二次側コイルの互いに結合されていない端部と、出力部の接続部との間には、コンデンサおよび／またはスイッチが設けられていることを特徴とする。

本発明によれば、出力電圧のゼロ交叉の検出が不要であって、位相角、すなわち作用点の調整が可能である共振型インバータを得ることができる。

発明に従った共振型インバータを備え、負荷が接続された発明に従った回路構成の平面図である。 共振型インバータとそれに接続された構成要素の共振曲線である。 共振型インバータの出力電圧、共振型インバータの出力電流、回路構成の出力電流、およびインバータの変換器バルブの制御電極に隣接する制御電圧についての、１を越える周期における推移を示す図である。 図３の一部を示す図である。 発明に従った回路構成の制御技術に関するブロック図である。

本発明のさらなる特徴と利点は、添付の図を参照して、以下の好適な実施形態についての説明によって明らかになるであろう。

図１においては、発明に従った回路構成の出力に関する電子的な構成要素だけを示している。調整装置、測定センサ、またはその他の、電子的な構成要素の調整もしくは制御のために必要な構成部品、構成素子などは示していない。

図１に示された発明に従った回路構成は、三極入力部２５を備え、該入力部２５の接続部は、スイッチおよび安全装置１を介して三相回路網Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３と結合される。該回路網の場合、開放低電圧網であればよい。発明に従った回路構成は、入力部２５における三相交流電圧から、回路構成２の出力部における二相交流電圧を作る。

二相交流電圧の電圧は、１８０°、すなわち互いに半周期変位され、反対位相になる。さらに、それら二相交流電圧系の電圧は同じ実効値を有する。したがって、二相交流電圧系の外部導体間の電圧は零である。

出力部２６はそれぞれ、外部導体接続部２６１と中心導体接続部２６２とを備える。外部導体接続部２６１と中心導体接続部２６２との間にはそれぞれ、負荷３が接続されている。かかる負荷は、たとえば、１つまたは複数の対のシリコン棒でよい。

発明に従った回路構成は、たとえば、三相交流電圧から二相交流電圧を発生させるという課題を有する。

発明に従った回路構成２のさらなる課題は、発明に従った回路構成２によって、出力部２６における二相交流電圧の周波数を調整することが可能であるということである。

特に、発明に従った回路構成２によって、出力部２６を通る電流を調整することが可能でなければならない。

電流の周波数と、発明に従った回路構成２の出力部２６を通って流れる電流の電流強度を調整するために、発明に従った回路構成２は、共振型インバータ２０を備える。

共振型インバータ２０は、調整装置として、回路網からの直流電気の分離を可能にする三相交流変圧器が上流側に接続された６パルスブリッジスイッチ（Ｂ６スイッチ）を有している。この６パルスブリッジスイッチは、制御可能な変換器バルブを備え、したがって、６パルスブリッジスイッチの出力部において直流電圧の調整が可能となる。変圧器と６パルスブリッジスイッチとは、図１においては１つの参照記号２０１で示されている。

いわゆるＤＣリンクにおいて、技術水準から知られているように、コンデンサが、６パルスブリッジスイッチの出力部に対して並列に接続される。

コンデンサ２０２を有するＤＣリンクに、インバータ２０３が下流側に接続される。この場合、変換器バルブのＨスイッチを有する単相インバータであればよい。

インバータ２０３から自由に使用される電流の周波数は、インバータ２０３の変換器バルブのスイッチング周波数に依存する。インバータ２０３から自由に使用される電流の電流強度はＩ_ｉｓｔは、６パルスブリッジ回路によって調整可能な直流電圧中間回路における直流電圧Ｕ_ＤＣに依存する。

このような共振型インバータ２０は、基本的には技術水準から知られている。
共振型インバータ２０には、変圧器２２が下流側に接続される。変圧器２２は一次側コイル２２１を有し、一次側コイル２２１は、インバータ２０３の出力部または共振型インバータ２０の出力部に接続されている。変圧器２２は、さらに２つの二次側コイル２２２，２２３を有している。これら２つの二次側コイル２２２，２２３は、互いに反対の巻きであり、変圧器２２の変圧器鉄心脚上に配設される。したがって、これらは同じ磁場が貫通する。

二次側コイル２２２，２２３の隣接する端部は、互いに結合され、発明に従った回路構成２の出力部に設けられる二相電圧システムの中心点を形成する。中心点は、スイッチ２４を介して回路構成２の出力部２６の接続部２６２と結合される。

二次側コイル２２２，２２３の残りの反対側にある端部は、コンデンサ２３およびスイッチ２４それぞれを介して、出力部２６の接続部２６１と結合される。これらの接続部は、発明に従った回路構成２によって自由に使える二相電圧システムの外部導体のための接続部を形成する。

変圧器２２と、コンデンサ２３と、負荷３とは、共振型インバータ２０の出力部における共振回路Ｓを形成する。各共振回路と同様に、この共振回路は共振周波数を有する。

共振回路Ｓにおいて、共振型インバータ２０の出力部を通る、したがって、共振回路Ｓを通って流れる出力電流が有する周波数が、共振周波数に対応する場合に、最大可能有効電力が変換される。共振回路Ｓによる無効電力は、可能な限り小さくなる。

共振回路Ｓの共振周波数で共振型インバータ２０のインバータ２０３を駆動することが望ましい。

共振回路の共振周波数でインバータを駆動することは、いろいろな理由から望ましくないことが示されてきた。たとえば、インバータ２０３を駆動する場合、所望でない二重整流となる。

周波数が、共振回路Ｓの共振周波数よりもいくらか高いことで、これは防止することが可能である。周波数が、共振周波数よりもいくらか高ければ、共振型インバータ２０の出力電流Ｉ_ｉｓｔと、共振型インバータ２０の出力電圧Ｕ_ｉｓｔとの間の位相角が調整される。

特に、作用点は誘導範囲にあり、したがって、ダイオードにはそれほど強い負荷がかからず、ダイオードによる高い出力損失が引き起こされない。二重整流は起こらない。

発明に従えば、共振型インバータ２０が駆動される作用点は、予め定められた位相角によって決定される。予め定められた位相角が調整されれば、共振型インバータ２０は、所望の作用点において駆動される。

少なくとも共振回路Ｓの負荷３は、可変インピーダンスを有しているので（抵抗が変化するシリコン棒であればよい）、発明に従った回路構成を駆動する場合、共振回路Ｓのパラメータが変化する。これによって、共振周波数が変化する。したがって、たとえば、図２に示すように、共振周波数を高くすることが可能である。

したがって、常に同じ作用点を維持するためには、インバータ２０３が駆動される周波数、すなわち出力電流Ｉ_ｉｓｔの周波数を追っていくことが必要である。そのために、発明に従った共振型インバータ２０においては、共振型インバータ２０の出力部において、電流Ｉ_ｉｓｔと電圧Ｕ_ｉｓｔとの間の位相角の調整が行われる。共振型インバータ２０の出力電流Ｉ_ｉｓｔの代わりに、位相角の測定のための負荷３の１つによる負荷電流Ｉ_ｓｅｋが利用されてもよい。この電流は、共振型インバータ２０の出力電流Ｉ_ｉｓｔへの位相にいるからである。

いずれにせよ、問題は、共振周波数付近の周波数における出力電圧Ｕ_ｉｓｔのゼロ交叉の検出である。共振周波数あたりの周波数帯域において二重整流があるために、出力電圧Ｕ_ｉｓｔの、一義的な、または信頼できるゼロ交叉の検出ができない。図３および図４における共振型インバータの出力電圧の推移Ｕ_ｉｓｔにおいて、二重整流が見られる。

図３および図４に示されるように、位相角の検出に関連のあるゼロ交叉、または出力電圧Ｕ_ｉｓｔの逆転ポイントは、インバータの制御可能なスイッチによる出力電流Ｉ_ｉｓｔの検出のためのインバータの接続部における制御信号Ｇの、オンパルスが付与される時点までの一定の時間に関係している。この一定の時間の関係は、インバータのドライバの後段にあるむだ時間Ｔ_ｔによって与えられ、該ドライバは、外部からインバータに接続されるスイッチパルスを、電流受信回路の電極におけるむだ時間Ｔ_ｔの経過後にさらに伝送する。この遅延伝送が必要であって、それによって、整流行程において短絡が起こらない。

むだ時間Ｔ_ｔは、ドライバによって決定される。
むだ時間Ｔ_ｔは、知られているので、出力電流Ｉ_ｉｓｔのゼロ交叉の時点が検出されれば、実位相角の検出には十分である。かかる時点は、たとえば、オン信号Ｇのオンパルスの開始に関連して検出可能である。オンパルスの開始の時点と出力電流Ｉ_ｉｓｔのゼロ交叉との間で検出される時間Ｔ_ｉが検出されれば、検出された時間Ｔ_ｉとむだ時間Ｔ_ｔとの間の差分によって、出力電圧Ｕ_ｉｓｔのゼロ交叉と出力電流Ｉ_ｉｓｔとの間の時間Ｔ_ｐを検出することが可能である。周波数がわかっている場合には、位相角は簡単に検出可能である。

本発明によって、図５に示すように、位相角の調整、よって発明に従った回路構成の作用点の調整が可能になる。

発明に従った回路構成の調整は、２つの調整回路、すなわち、位相角の調整のための調整回路（したがって作用点の調整のための回路）と出力電流Ｉ_ｉｓｔの調整のための調整回路とによって行われる。

位相角の調整のための調整回路は、位相センサ８を有し、該位相センサ８を介して、出力電流Ｉ_ｉｓｔのゼロ交叉依存して、実位相角の検出が可能となる。出力電流Ｉ_ｉｓｔのゼロ交叉の検出のための手段は、位相センサに統合される。位相センサは入力部を有し、該入力部を介して、実出力電流が位相センサに導かれる。

位相角を検出するためには、位相センサは、出力電圧Ｕ_ｉｓｔのゼロ交叉に関するさらなる情報が必要である。この情報は、インバータ２０３によって、位相センサ８は自由に使用することができる。かかる情報は、むだ時間Ｔ_ｔと、オン信号Ｇのオンパルスの開始時間とを含む。この情報と、出力電流Ｉ_ｉｓｔのゼロ交叉の時点とから、インバータ２０３によって自由に利用できる知られた周波数の場合の位相センサ８は、実位相角を検出することが可能である。

実位相角、または実位相角を意味する信号は、調整差を示すための手段９において、所望の作用点を定める所定の目標位相角から差し引かれる。このように検出された調整差は、調整差から制御量を求める第１の調整手段１０に伝送される。調整差を最小にするには、制御量は、インバータ２０３で調整される周波数ｆであればよい。

出力電流Ｉ_ｉｓｔを調整するための調整回路は、電流センサ４を有し、該電流センサは、出力電流Ｉ_ｉｓｔの実電流強度を、実電流強度を表す信号に変える。この実電流強度を表す信号は、調整差ｅを示すために、調整差ｅを示すための手段５において、可変コマンドから、すなわち目標電流強度を表す信号から差し引かれる。

次いで、この調整差ｅについてさらに検討する。この検討は、調整差の絶対値を図示するため、および予め定められた値と調整差の絶対値とを比較するための手段６において行う。考察のために、まず、手段において調整差の絶対値が図示され、次いで、予め定められた値と比較される。調整差が、予め定められた値よりも大きい場合には、出力電流Ｉ_ｉｓｔの調整のための第２の調整手段７が能動化される。出力電流を調整するための第２の調整手段７は、ＰＩ制御器であってもよい。第２の調整手段７は制御量を発生し、該制御量に整流器２０１は影響され、インバータ２０３および全共振型インバータ２０の出力電流Ｉ_ｉｓｔが依存する中間回路電圧Ｕ_ＤＣが変動する。

Claims (15)

1. 共振型インバータ（２０）であって、
   整流器と、
   直流中間回路（２０２）と、
   インバータ（２０３）であって、制御可能なスイッチを含みその出力部が共振型インバータの出力部を形成し、接続された負荷への電流供給に介されるインバータ（２０３）とを備え、
   共振型インバータ（２０）は、調整手段（１０）を有し、調整手段（１０）によって、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）と共振型インバータ（２０）の出力部における電圧（Ｕ_ｉｓｔ）との間の位相角によって決定される共振型インバータの作用点（Ａ_ｐ）の調整が可能であり、第１の調整手段（１０）は、制御量として、インバータ（２０３）を介して調整される出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）の周波数を検出し、
   共振型インバータ（２０）は、位相センサ（８）を有し、位相センサ（８）によって、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）のゼロ交叉に依存して、実位相角の検出が可能であり、
   共振型インバータは、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）のゼロ交叉の検出のための手段を有する、共振型インバータ（２０）において、
   位相角を検出するために、差分（Ｔ_ｉ−Ｔ_ｔ）が検出可能であることを特徴とする共振型インバータ（２０）。
   （式中、Ｔ_ｉは測定時間であって、これはインバータの、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で検出可能であり、
   Ｔ_ｔはむだ時間であり、これはインバータ（２０３）の制御可能なスイッチによって出力電流を受信するためのインバータ（２０３）の接続部におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータ（２０３）の出力部における電圧の逆転との間の既知のむだ時間である。）
2. 出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）を調整可能な第２の調整手段（７）を備えることを特徴とする、請求項１に記載の共振型インバータ（２０）。
3. 第２の調整手段（７）には、目標出力電流のための信号（Ｉ^＊ _ｓｏｌｌ）と、電流センサによって測定される、実出力電流信号（Ｉ_ｉｓｔ）のための信号（Ｉ^＊ _ｉｓｔ）とからの調整差（ｅ）を得るための手段（５）が配設されることを特徴とする、請求項１または２に記載の共振型インバータ（２０）。
4. 調整差（ｅ）の絶対値（｜ｅ｜）を示し、予め定められた値とその調整差（ｅ）の絶対値（｜ｅ｜）を比較するための手段を有することを特徴とする、請求項３に記載の共振型インバータ（２０）。
5. 前記比較の結果に対応して、位相角調整のための第１の調整手段（１０）を能動化する、もしくは不能動化する、または、位相角調整のための第１の調整手段（１０）と出力電流調整のための第２の調整手段（７）とを、能動化もしくは不能動化することが可能であることを特徴とする、請求項４に記載の共振型インバータ（２０）。
6. 共振型インバータ（２０）を初期化するために、まず共振周波数が検出されることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１項に記載の共振型インバータ（２０）を駆動するための方法。
7. 共振周波数を検出するために、周波数を出力値から差し引き、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）が測定されることと、共振周波数として、最大出力電流が（Ｉ_ｉｓｔ）が調整される周波数が検出されることとを特徴とする、請求項６に記載の方法。
8. 共振周波数の検出の後、第１の調整手段（１０）によって位相角の調整が開始されることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
9. 位相角の調整のために、差分（Ｔ_ｉ−Ｔ_ｔ）が検出されることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
   （式中、Ｔ_ｉは測定時間であって、これはインバータの、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）を受信すべき制御可能なスイッチの制御電極におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）ゼロ交叉の時点との間で検出可能であり、
   Ｔ_ｔはむだ時間であり、これはインバータ（２０３）の制御可能なスイッチによって出力電流を受信するためのインバータ（２０３）の接続部におけるオンパルスの印加の時点と、それに続く、インバータ（２０３）の出力部における電圧（Ｕ_ｉｓｔ）の逆転との間の既知のむだ時間である。）
10. 差分（Ｔ_ｉ−Ｔ_ｔ）から、実位相角（φ_ｉｓｔ）が検出され、目標位相角（φ_ｓｏｌｌ）と実位相角（φ_ｉｓｔ）からの調整差が得られることを特徴とする、請求項７に記載の方法。
11. 第１の調整手段（７）によって、位相角（φ_ｉｓｔ）が、目標位相角（φ_ｓｏｌｌ）と実位相角（φ_ｉｓｔ）からの調整差に対応して、インバータ（２０３）の出力部において、目標位相角（φ_ｓｏｌｌ）が調整されるように、インバータのための制御量として、周波数を変動させることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
12. 位相角ｓ（φ_ｉｓｔ）の調整の後、目標出力電流（Ｉ_ｓｏｌｌ）と実出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）との間の調整差（ｅ）の絶対値（｜ｅ｜）が、予め定められた値よりも大きい場合には、第２の調整手段（７）によって、出力電流（Ｉ_ｉｓｔ）の調整を開始することを特徴とする、請求項８〜１１のいずれか１項に記載の方法。
13. 共振型インバータ（２０）の出力部に、１つの一次側コイル（２２１）と同じ巻数の２つの互いに逆巻きの二次側コイル（２２２）とを有する変圧器（２２）を有し、前記二次側コイル（２２２）を介して、互いに逆の電圧が絶対値が同じまたは概ね同じで検出されように、前記二次側コイルは一方端部で互いに結合され、二次側コイルの互いに結合されていない端部間の電圧は、ゼロまたは概ねゼロであることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１項に記載の共振型インバータ（２０）を備える回路構成（２）。
14. 二次側コイルの互いに結合されていない端部は、回路構成（２）の出力部（２６）それぞれに直列に接続されていることを特徴とする、請求項１３に記載の回路構成。
15. 二次側コイルの互いに結合されていない端部と、出力部の接続部との間には、コンデンサおよび／またはスイッチが設けられていることを特徴とする、請求項１４に記載の回路構成。

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