JP4596960B2 - 電磁誘導加熱装置、電磁誘導加熱調理装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁誘導によって調理容器などを加熱する電磁誘導加熱装置及び調理容器を
備えた電磁誘導加熱調理装置に関する。

従来の電磁誘導加熱装置としては、例えば図９に示すようなものがある。この図９は、電磁誘導加熱装置１０１Ａを用いた電磁誘導加熱調理装置１０１の回路図である。電磁誘導加熱装置１０１Ａは、コンデンサＣと共に直列共振回路を形成する誘導加熱コイルＬ（以下、ワークコイルＬと称す。）を備えている。ワークコイルＬには、高周波インバータ１０３により高周波電流が供給されるようになっている。高周波インバータ１０３は、４つのトランジスタで形成されたスイッチング素子Ｔr_１，Ｔr_２，Ｔr_３，Ｔr_４によって構成され、いわゆるフルブリッジ形である。

前記高周波インバータ１０３には、商用周波数の１次側電源ＡＣ、整流回路１０５、電圧調整回路１０７が順次接続されている。整流回路１０５は、１次側電源ＡＣを直流に整流し、電圧調整回路１０７へ出力する。電圧調整回路１０７は、出力調整用外部入力信号１０９からの信号によって電圧を調整し、高周波インバータ１０３に出力する。

前記電磁誘導加熱装置１０１Ａには、電圧検出器１１１と電流検出器１１３とが設けられている。電圧検出器１１１は、高周波インバータ１０３の出力電圧を検出し、電流検出器１１３は、ワークコイルＬに流れる電流をＣＴで検出するものである。

前記電圧検出器１１１及び電流検出器１１３の検出結果は、ＰＬＬ（位相同期回路）１１５に入力され、電流の周波数と電圧の周波数との同期が行われる。ＰＬＬ１１５からの位相の同期が図られた信号は、スイッチング素子Ｔr_１，Ｔr_４にゲート信号として交互に入力され、さらにＰＬＬ１１５の出力信号が反転器１１７で反転されてスイッチング素子Ｔr_２，Ｔr_３へ交互に入力されるようになっている。

前記１次側電源ＡＣは、整流回路１０５で直流に整流され、電圧制御回路１０７に入力される。電圧制御回路１０７では、出力調整用外部入力信号１０９からの信号によって、高周波インバータ１０３への入力電圧を変換させる。

前記ＰＬＬ１１５からの信号と反転器１１７からの信号とが、スイッチング素子Ｔr_１，Ｔr_４とスイッチング素子Ｔr_２，Ｔr_３とへ交互に入力されると、発熱コイルＬに交互に電流が流れ、交番磁界が発生して発熱コイルＬに対して配置された調理容器１１９に渦電流が発生し、調理容器を発熱させることができる。この発熱によって、調理容器内に投入された食材を加熱調理することができる。この場合、発熱コイルＬに供給される電圧及
び電流は、その周波数が同期しているときに共振状態となって最も効率よく発熱する。この共振状態は、前記ＰＬＬ１１５の位相同期によって作り出すことができる。

しかしながら、このようにＰＬＬ１１５を用いると、回路が複雑になるという問題がある。

木船弘康、山口功、畑中義博共著「ＰＬＬによらない新しい負荷追従制御機能を有する高周波インバータ」電気学会半導体電力変換研究会、２００３年９月１９日の発表会の予稿集

解決しようとする問題点は、回路が複雑になるという点である。

本発明の電磁誘導加熱装置及び電磁誘導加熱調理装置は、簡単な回路とするため、コンデンサとともに直列共振回路を形成する誘導加熱コイルと、前記誘導加熱コイルに複数のスイッチング素子のゲート電圧を所定の周波数によりスイッチングして高周波電流を供給する高周波インバータと、前記誘導加熱コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記高周波インバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記誘導加熱コイルに流れる電流の出力電圧に対する進み遅れの偏差を検出するための電流偏差検出手段と、前記偏差に応じて高周波電流の出力電圧に対する進み遅れの偏差を等しくするように前記ゲート電圧のスイッチング周波数を制御する位相シフト手段とを備え、前記電流偏差検出手段は、前記検出電流及び検出電圧零の交差点と前記検出電圧の零からの立ち上がり点と零への立ち下がり点とで検出電流を切り取るための進み位相検出用及び遅れ位相検出用のゲートを生成し、この各ゲートで前記検出電流から切り取った進み遅れの電流波形が電流零の直線との間で囲む面積の相違に基づき偏差を検出することを最も主要な特徴とする。

本発明の電磁誘導加熱装置は、コンデンサとともに直列共振回路を形成する誘導加熱コイルと、前記誘導加熱コイルに複数のスイッチング素子のゲート電圧を所定の周波数によりスイッチングして高周波電流を供給する高周波インバータと、前記誘導加熱コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記高周波インバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、前記誘導加熱コイルに流れる電流の出力電圧に対する進み遅れの偏差を検出するための電流偏差検出手段と、前記偏差に応じて高周波電流の出力電圧に対する進み遅れの偏差を等しくするように前記ゲート電圧のスイッチング周波数を制御する位相シフト手段とを備え、前記電流偏差検出手段は、前記検出電流及び検出電圧零の交差点と前記検出電圧の零からの立ち上がり点と零への立ち下がり点とで検出電流を切り取るための進み位相検出用及び遅れ位相検出用のゲートを生成し、この各ゲートで前記検出電流から切り取った進み遅れの電流波形が電流零の直線との間で囲む面積の相違に基づき偏差を検出するため、回路が簡単になる。

本発明の電磁誘導加熱装置及び電磁誘導加熱調理装置は、回路を簡単にするという目的を簡単な構造で実現した。

図１は、本発明の電磁誘導加熱装置１Ａを用いた電磁誘導加熱調理装置１の回路図を示している。電磁誘導加熱装置１Ａの基本的な構成は図９に示したものと同様である。従って、コンデンサＣ１，Ｃ２と共に直列共振回路を形成する誘導加熱コイルＬ（以下、ワークコイルＬと称す。）を備える他、高周波インバータ３を構成する第１，第２，第３，第４スイッチング素子Ｔr_１，Ｔr_２，Ｔr_３，Ｔr_４ロスレスナバキャパシタＣ_ｓｎ、ロスレスナバインダクタＬ_ｓｎ備えている。

また、１次側電源ＡＣを直流に整流して出力する整流回路５を備えている。整流回路５の出力は、平滑コンデンサＣ_ｆに出力されるようになっている。

前記ワークコイルＬに流れる電流は、ＣＴを介し電流検出手段である電流検出回路１３で検出され、電流偏差検出手段である電流偏差検出回路１５に入力される。ａｂ間の電圧は、電圧検出回路１４で検出され、電流偏差検出回路１５に入力される。

電流偏差検出回路１５の出力側に、Ｖ／Ｆ変換器３３が接続され、Ｖ／Ｆ変換器３３の出力側に、位相シフト手段である位相シフト回路１９が接続され、位相シフト回路１９には、第１，第２反転回路１７，２１が接続されている。また、位相シフト回路１９には、出力調整用外部入力信号２３が入力されるようになっている。

電流偏差検出回路１５は、さらに図２の要部回路図のように、第１ローパスフィルタ２７、第２ローパスフィルタ２９を備えている。第１，第２ローパスフィルタ２７，２９の出力信号は、電流偏差検出回路１５の差動増幅器３１を介し偏差量をｋ倍して位相シフト回路１９のＶ／Ｆ変換器３３に入力されるようになっている。

位相シフト回路１９は、図３のようになっている。図３は、位相シフト回路を示す回路図である。位相シフト回路１９は、カウンタ減算回路３５と、トグル動作回路３７と、カウント比較器３９と、トグル動作回路４１と、Ａ／Ｄ変換器４３とを備えている。

カウンタ減算回路３５は、Ｖ／Ｆ変換器３３でｎ倍（例えば、ｎ＝１０２４）された信号のカウント（ｎ）を行うと共に、カウントリセットを行い、カウント及びカウントリセットを繰り返して、トグル動作回路３７及びカウント比較器３９へ出力する。

前記トグル動作回路３７の出力側には、ＯＮ時遅れ回路４３、反転回路４５が接続され、反転回路４５の出力側にはＯＮ時遅れ回路４７が接続されている。

カウント比較器３９は、カウンタ減算回路３５からの出力信号をレベル信号でスラッシュし、位相シフト信号を作る。レベル信号は、Ａ／Ｄ変換器４３が出力調整用のアナログ信号を受けて、カウント比較器３９へ送る信号である。

カウント比較器３９の出力側に、トグル動作回路４１が接続され、トグル動作回路４１の出力側に、ＯＮ時遅れ回路４５，反転回路４７が接続されている。反転回路４７には、ＯＮ時遅れ回路４９が接続されている。

次に作用を説明する。図１のように、１次側電源ＡＣは、整流回路５で直流に整流され、平滑コンデンサＣ_ｆを介して高周波インバータ３に入力される。高周波インバータ３では、第１，第４スイッチング素子Ｔr_１，Ｔr_４と第２，第３スイッチング素子Ｔr_２，Ｔr_３とに交互にゲート電圧が加えられる。従って、高周波インバータ３では、第１スイッチング素子Ｔr_１、コンデンサＣ１、ワークコイルＬ、コンデンサＣ２、第４スイッチング素子Ｔr_４の順に電流が流れる状態と、第３スイッチング素子Ｔr_３、コンデンサＣ２、ワークコイルＬ、コンデンサＣ１、第２スイッチング素子Ｔr_２の順に電流が流れる状態が繰り返され、ワークコイルＬに交番磁界が発生し、調理容器１９に渦電流が発生する。この渦電流によって、調理容器５１が発熱し、内部の食材を加熱調理することができる。

このとき、ワークコイルＬを流れる電流はＣＴから電流検出器１３で検出される。ａｂ間の電圧は、電圧検出回路１４で検出される。この電流検出器１３及び電圧検出回路１４での検出信号は、電流偏差検出回路１５に入力され、負荷電圧波形に対し電流波形の進み又は遅れの偏差量が検出され、Ｖ／Ｆ変換器３３へ入力され、Ｖ／Ｆ変換器３３で周波数に変換された信号が位相シフト回路１９へ入力される。

図４は、ゲート電圧と負荷電流及び負荷電圧との関係のグラフである。第１，第４スイッチング素子Ｔr_１，Ｔr_４、第２，第３スイッチング素子Ｔr_２，Ｔr_３にゲート電圧Ｖ_Ｇ１，Ｖ_Ｇ４，Ｖ_Ｇ２，Ｖ_Ｇ３ を加えると、負荷電圧Ｖ_ａｂ、負荷電流ｉ_０は、同図最下段のように変化する。

共振状態は、負荷電圧及び負荷電流が同相のときであり、共振状態が不十分であるか否かは、負荷電圧に対して負荷電流が進み位相か遅れ位相かを検出する必要がある。

図５は、負荷電流をゲートで切り取る状況を示すグラフである。この図５（ａ）のような負荷電圧Ｖ_ａｂに対する負荷電流ｉ_０の進み位相検出及び遅れ位相検出を説明する。

（遅れ位相検出）
（１）電流正側の通過をゲート１とするとｉ_０が０レベルから立ち上がったところとＶ_ａｂが正から立ち下がり０レベルまでの間（図５（ｂ））、電流正側を通過させる（図５（ｃ））。
すなわち、前記検出電流ｉ _０ 及び検出電圧Ｖ _ａｂ 零の交差点と前記検出電圧Ｖ _ａｂ の零への立ち下がり点とで検出電流を切り取るためのゲート１を生成する。

（２）電流負側の通過をゲート３とするとｉ_０が０レベルから負へ立ち下がったところとＶ_ａｂが負から立ち上がり０レベルまでの間（図５（ｆ））、電流負側を通過させ反転させる（図５（ｇ））。
すなわち、前記検出電流ｉ _０ 及び検出電圧Ｖ _ａｂ 零の交差点と前記検出電圧Ｖ _ａｂ の零への立ち上がり点とで検出電流を切り取るためのゲート３を生成する。

（３）（１）（２）で検出した電流を合成する。

（進み位相検出）
（４）電流正側の通過をゲート２とするとＶ_ａｂが０レベルから立ち上がったところとｉ_０が正から立ち下がり０レベルまでの間（図５（ｄ））、電流正側を通過させる（図５（ｅ））。
すなわち、前記検出電圧Ｖ _ａｂ の零からの立ち上がり点と前記検出電流ｉ _０ 及び検出電圧Ｖ _ａｂ 零の交差点とで検出電流を切り取るためのゲート２を生成する。

（５）電流負側の通過をゲート４とするとＶ_ａｂが０レベルから負へ立ち下がったところとｉ_０が負から立ち上がり０レベルまでの間（図５（ｈ））、電流負側を通過させ反転させる（図５（ｉ））。
すなわち、前記検出電圧Ｖ _ａｂ の零からの立ち下がり点と前記検出電流ｉ _０ 及び検出電圧Ｖ _ａｂ 零の交差点とで検出電流を切り取るためのゲート４を生成する。

（６）（４）（５）で検出した電流を合成する。

図６は、進み合成波及び遅れ合成波を示すグラフである。前記（３）での合成により、図６（ａ）の合成波が得られ、前記（６）の合成により、図６（ｂ）の合成波が得られる。

電流進み合成波及び電流遅れ合成波は、直流成分を取り出すために、図２のように第１ローパスフィルタ２７，第２ローパスフィルタ２９を通過させ、差動増幅器３１に入力させる。差動増幅器３１は、それぞれの電流の偏差量を求めその偏差量をｋ倍した出力をＶ／Ｆ変換器３３に入力する。

図７は、進み合成波及び遅れ合成波を重ね合わせにより比較したグラフである。（ａ）（ｄ）は、比較結果を示し、（ｂ）（ｅ）は、遅れ合成波、（ｃ）（ｆ）は、進み合成波を示している。

図7のように、（a）の出力電流進み位相の場合は、動作周波数fが共振周波数foより低くなり（f ＜ fo）、(b)(c)のように進み合成波の面積が遅れ合成波の面積を下回る。 (d)の出力電流遅れ位相の場合は、動作周波数fが共振周波数foより高くなり（f ＞ fo）、(e)(f)のように進み合成波の面積が遅れ合成波の面積を上回る。

したがって、前記偏差量を図2の差動増幅器31に入力すると、出力電流進み位相の場合は、出力が＋に増加し、V／F変換器33からの出力周波数は高くなる。また、出力電流遅れ位相の場合は、出力が−に減少しV／F変換器33からの出力周波数は低くなる。

かかる動作により、出力電流ｉ_０は、出力電圧Ｖ_ａｂと常に同相（共振状態）に制御され、位相シフト回路１９へ入力されることになる。

位相シフト回路１９では、図３のように、電流偏差検出回路１５からの出力周波数がＶ／Ｆ変換器３３でｎ倍されカウンタ減算回路３５へ入力される。カウンタ減算回路３５では、入力された信号をｎカウントすると共に、カウンタリセットを行い、トグル動作回路３７及びカウント比較回路３９へ入力する。

トグル動作回路３７の出力は、一方でＯＮ時遅れ回路４３から基準周波数としてスイッチング素子Ｔr_１のゲート電圧Ｖ_Ｇ１として印可され、他方で反転回路４５、ＯＮ時遅れ回路４７を介してスイッチング素子Ｔ_ｒ２のゲート電圧Ｖ_Ｇ２として印加される。

前記カウント比較器３９では、カウンタ減算回路３５からの信号を、前記レベル信号でスラッシュし、トグル動作回路４１へ入力される。トグル動作回路４１へ入力される信号は、スラッシュ位置を調整することによって任意にシフトすることができ、カウンタ減算回路３５からの周波数に対し位相シフトを行うことができる。

トグル動作回路４１からの出力は、一方でＯＮ時遅れ回路４５から位相シフト周波数としてスイッチング素子Ｔ_ｒ４のゲート電圧Ｖ _Ｇ４ として印可され、他方で反転回路４７、ＯＮ時遅れ回路４９を介してスイッチング素子Ｔ_ｒ３のゲート電圧Ｖ_Ｇ３として印加される。

前記ＯＮ時遅れ回路４３，４５，４７，４９により、スイッチング素子Ｔr_１，Ｔ_ｒ２間、スイッチング素子Ｔr_３，Ｔ_ｒ４間の短絡を防止し、スイッチング素子Ｔr_１〜Ｔ_ｒ４の保護を図ることができる。

従って、前記のように電流偏差検出回路１５からの位相シフト回路１９を経た出力信号及び反転信号を高周波インバータ３にゲート信号として入力し、かつ、位相シフトによって導通時間を調整することができ、負荷変動追従制御を行うことができると共に、位相シフトによる導通時間の調整によって、高周波インバータ３の出力電力を容易に調整することができる。このため、直流電源側にパワー素子等を不要とし、簡単かつ小型に形成することができると共に、熱損失が小さく、ヒートシンクも小さくすることができる。

また、共振追従型となっているため、主回路の負荷として接続しているＬＣが変化しても常にＬＣ共振に追従しているので、調整が容易であると共に、電気的効率を最良の状態にすることができる。

図８は、本発明の実施例２に係り、負荷電流をゲートで切り取る状況を示すグラフである。

図８において、図１のａｂ間に流れる電流ｉ_０は、（ａ）の点線のようになっている。
（ｂ）は、＋側電圧立ち上がりパルス、（ｃ）は、＋側電圧立ち下がりパルス、（ｄ）は、＋側電流０クロスパルス、（ｅ）は、−側電流０クロスパルス、（ｆ）は、（ｄ）〜（ｃ）までのラッチ（電流の通過ゲート）、（ｇ）は、（ｂ）〜（ｅ）までのラッチ（電流の通過ゲート）、（ｈ）は、（ｆ）の間に通過した電流、（ｉ）は、（ｇ）の間に通過した電流である。

上記実施例1では、（ｇ）と（ｉ）との比較で共振状態を検知したが、以下の比較においても検知することができる。

（ｆ）＜（ｇ）：出力電流遅れ位相で周波数が共振値より高い。

（ｆ）＝（ｇ）：同位相で共振している。

（ｆ）＞（ｇ）：出力電流進み位相で周波数が共振値より低い。
同様に（ｈ）と（ｉ）では、
（ｈ）＜（ｉ）：出力電流遅れ位相で周波数が共振値より高い。

（ｈ）＝（ｉ）：同位相で共振している。

（ｈ）＞（ｉ）：出力電流進み位相で周波数が共振値より低い。

なお、上記実施例は、調理装置として説明したが、調理装置以外の電磁誘導加熱が可能
な全ての装置に適用することができる。

電磁誘導加熱装置を用いた電磁誘導加熱調理装置の回路図である（実施例１）。 電磁誘導加熱装置の要部回路図である（実施例１）。 位相シフト回路を示す回路図である（実施例１）。 ゲート電圧と負荷電流及び負荷電圧との関係のグラフである（実施例１）。 負荷電流をゲートで切り取る状況を示すグラフである（実施例１）。 進み合成波及び遅れ合成波を示すグラフである（実施例１）。 進み合成波及び遅れ合成波を比較したグラフであり、（ａ）（ｄ）は、比較結果を示し、（ｂ）（ｅ）は、遅れ合成波、（ｃ）（ｆ）は、進み合成波を示している（実施例１）。 負荷電流をゲートで切り取る状況を示すグラフである（実施例２）。 従来の電磁誘導加熱装置を用いた電磁誘導加熱調理装置の回路図である。

１ 電磁誘導加熱調理装置
１Ａ 電磁誘導加熱装置
３ 高周波インバータ
１３ 電流検出器（電流検出手段）
１５ 電流偏差検出回路
１９ 位相シフト回路（位相シフト手段）
５１ 調理容器
Ｌ ワークコイル（誘導加熱コイル）
Ｔr_１，Ｔr_２，Ｔr_３，Ｔr_４ スイッチング素子

Claims (3)

1. コンデンサとともに直列共振回路を形成する誘導加熱コイルと、
   前記誘導加熱コイルに複数のスイッチング素子のゲート電圧を所定の周波数によりスイッチングして高周波電流を供給する高周波インバータと、
   前記誘導加熱コイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記高周波インバータの出力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記誘導加熱コイルに流れる電流の出力電圧に対する進み遅れの偏差を検出するための電流偏差検出手段と、
   前記偏差に応じて高周波電流の出力電圧に対する進み遅れの偏差を等しくするように前記ゲート電圧のスイッチング周波数を制御する位相シフト手段とを備え、
   前記電流偏差検出手段は、前記検出電流及び検出電圧零の交差点と前記検出電圧の零からの立ち上がり点と零への立ち下がり点とで検出電流を切り取るための進み位相検出用及び遅れ位相検出用のゲートを生成し、この各ゲートで前記検出電流から切り取った進み遅れの電流波形が電流零の直線との間で囲む面積の相違に基づき偏差を検出する
   ことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
2. 請求項１記載の電磁誘導加熱装置であって、
   前記高周波インバータは、交互に動作する２個一対の２組の第１、第４スイッチング素子及び第２、第３スイッチング素子を有するフルブリッジ形であり、
   前記電流偏差検出手段は、前記検出電流及び検出電圧零の交差点と前記検出電圧の零からの立ち上がり点と零への立ち下がり点とで検出電流を切り取るための進み位相検出用及び遅れ位相検出用のゲートを生成し、この各ゲートで前記検出電流から切り取った電流波形を進み遅れのそれぞれで時系列に合成して電流進み合成波及び電流遅れ合成波を形成し両合成波が電流零の直線との間で囲む面積の相違に基づき前記偏差を検出する
   ことを特徴とする電磁誘導加熱装置。
3. 請求項１又は２記載の何れかに記載の電磁誘導加熱装置であって、
   前記誘導加熱コイルで加熱する磁性体材料で形成された調理容器を設けた
   ことを特徴とする電磁誘導加熱調理装置。