JP2009146869A - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Abstract

【課題】回路構成が複雑化することなく、インバータへの入力電流を精度良く検出できる誘導加熱調理器を提供する。
【解決手段】
差分電流検出部３７（３８）および制御回路４２は、電流検出部３５（３６）により検出された直流電源部３４からインバータ３２（３３）への電源供給経路に流れる電流Ｉｉの全期間を平均化した電流、すなわち電流Ｉｉの入力電流成分と回生電流成分との差分電流を求めることにより、インバータ３２（３３）への入力電流を算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力を整流して直流化する直流電源部を電源として高周波電流を生成するインバータと、この高周波電流が供給されることにより被加熱調理器具を誘導加熱する加熱コイルとを備えた誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器においては、インバータへの入力電流および入力電圧やインバータから加熱コイルに供給される高周波電流などを検出することにより、調理器本体への入力電力の検出や被加熱調理器具の材質検知などを行うようにしたものがある（例えば特許文献１、２参照）。

図５は、上記誘導加熱調理器の電気的構成の一例を示している。図５に示す誘導加熱調理器１は、２つのＩＨ加熱部を備えたものであり、それらに対応する２つのインバータ２、３を備えている。なお、インバータ２、３は基本構成が同じであるため、以下ではインバータ２とそれに対応する構成について説明し、インバータ３とそれに対応する構成については（ ）内に符号のみ示す。誘導加熱調理器１は、インバータ２（３）と、直流電源部４（５）と、入力電流検出部６（７）と、高周波電流検出部８（９）と、入力電圧検出部１０と、制御回路１１とから構成されている。

直流電源部４（５）は、ダイオードブリッジＤＢ１（ＤＢ２）、平滑用のコイルＬ１（Ｌ２）および平滑用のコンデンサＣ１（Ｃ２）から構成され、交流電源１２からの交流出力を直流化してインバータ２（３）に供給する。インバータ２（３）は、インバータ駆動回路１３（１４）、インバータ主回路１５（１６）、加熱コイルＬ３（Ｌ４）および共振コンデンサＣ３、Ｃ４（Ｃ５、Ｃ６）から構成され、加熱コイルＬ３（Ｌ４）に高周波電流を供給することで被加熱調理器具１７（１８）を誘導加熱する。入力電流検出部６（７）は、カレントトランスＣＴ１（ＣＴ２）および電流検出回路１９（２０）から構成され、直流電源部４（５）への入力電流を検出する。高周波電流検出部８（９）は、カレントトランスＣＴ３（ＣＴ４）および電流検出回路２１（２２）から構成され、加熱コイルＬ３（Ｌ４）に流れる高周波電流を検出する。入力電圧検出部１０は、トランスＴ１および電圧検出回路２３から構成され、直流電源部４（５）への入力電圧を検出する。

上記構成によれば、制御回路１１は、入力電流検出部６（７）により検出される直流電源部４（５）への入力電流と、高周波電流検出部８（９）により検出される加熱コイルＬ３（Ｌ４）に流れる高周波電流と、入力電圧検出部１０により検出される直流電源部４（５）への入力電圧とに基づいて、調理器本体への入力電力および被加熱調理器具１７（１８）の材質検知を行い、その結果などに基づいてインバータ２（３）を制御するので、被加熱調理器具１７（１８）の材質に適した加熱を行うことができるようになっている。
特開２００２−２６０８３５号公報 特開２００４−１８５９０９号公報

しかしながら、従来技術の構成においては、直流電源部４（５）への入力電流と高周波電流とを検出するため、１つのインバータ２（３）につき、２つのカレントトランスＣＴ１、ＣＴ３（ＣＴ２、ＣＴ４）と、２つの電流検出回路１９、２１（２０、２２）とが必要になってしまう。また、複数のＩＨ加熱部つまり複数のインバータを備えた誘導加熱調理器の場合、各インバータ２（３）への入力電流を個別に検出する必要があるが、上記構成ではこの入力電流を直流電源部４（５）への入力電流から検出している関係上、インバータ２（３）の数だけ直流電源部４（５）を設けなければならない。

さらに、各インバータ２（３）のインバータ主回路１５（１６）に別々の電源が供給されることに伴い、インバータ駆動回路１３（１４）の電源についても同様に、別々の電源供給が必要となる。このため、１つの制御回路１１で複数のインバータ駆動回路１３（１４）を制御する場合には、その制御信号を、絶縁用素子、例えばフォトカプラＰＨ１（ＰＨ２）を介して出力しなければならない。以上のように、従来技術のものでは、部品点数が増大し、複雑な回路構成になってしまうとともに、装置の製造コストが高騰してしまうという問題がある。
また、インバータ２（３）からの回生電流は平滑用のコンデンサＣ１（Ｃ２）に流れるが、コンデンサＣ１（Ｃ２）の容量は力率との兼ね合いから十分に大きくできない。このため、回生電流の一部が高周波電流として交流電源１２側に流れ込んでしまい、この影響により、直流電源部４（５）への入力電流を精度良く検出できなくなってしまう。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路構成が複雑化することなく、インバータへの入力電流を精度良く検出できる誘導加熱調理器を提供することにある。

本発明の誘導加熱調理器は、調理器本体と、交流電源より供給される交流電力を整流して直流化する直流電源部と、前記直流電源部を電源として高周波電流を生成するインバータと、前記高周波電流が供給されることにより被加熱調理器具を誘導加熱する加熱コイルと、前記インバータを制御することにより前記被加熱調理器具に対する加熱を制御するインバータ制御部とを備えた誘導加熱調理器において、前記直流電源部から前記インバータへの電源供給経路に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出される電流に基づいて、前記直流電源部から前記インバータに流れ込む入力電流成分と前記インバータから前記直流電源部に回生する回生電流成分との差分電流を検出し、その差分電流に基づいて前記インバータへの入力電流を検出するインバータ入力電流検出部とを備えていることを特徴とする。

本発明によれば、直流電源部からインバータへの電源供給経路に流れる電流に基づいてインバータへの入力電流を検出するので、回路構成が複雑化することなく、インバータへの入力電流を精度良く検出することができる。

以下、本発明の一実施形態について図１〜図４を参照しながら説明する。
図１は、２つのＩＨ加熱部を備えた誘導加熱調理器の電気構成を概略的に示しており、図５と同一の構成部分には同一符号を付している。図１に示す誘導加熱調理器３１は、インバータ３２、３３、直流電源部３４、電流検出部３５、３６（電流検出手段に相当）、差分電流検出部３７、３８（インバータ入力電流検出部に相当）、インバータ電流検出部３９、４０、インバータ入力電圧検出部４１および制御回路４２を備えている。なお、インバータ３２、３３は、基本構成が同じであるため、以下では従来技術と同様に、インバータ３２とそれに対応する部分について説明し、インバータ３３とそれに対応する部分については説明を省略し、（ ）内に符号のみ示す。

直流電源部３４は、ダイオードブリッジＤＢ１、平滑用のコイルＬ１、Ｌ２および平滑用のコンデンサＣ１、Ｃ２から構成されている。ダイオードブリッジＤＢ１は、４つのダイオードをブリッジの形態に接続した周知構成であり、その交流入力端子には商用交流電源１２からの交流出力が与えられている。ダイオードブリッジＤＢ１の一方の直流出力端子はコイルＬ１を介して電源線４３に接続されるとともに、コイルＬ２を介して電源線４４に接続されている。ダイオードブリッジＤＢ１の他方の直流出力端子は電源線４５に接続されている。電源線４３と電源線４５との間にはコンデンサＣ１が接続され、電源線４４と電源線４５との間にはコンデンサＣ２が接続されている。このような構成により、直流電源部３４は、交流電源１２からの交流出力を直流化した出力をインバータ３２、３３に供給するようになっている。

電流検出部３５（３６）は、電源線４５と電源線４６（４７）との間に直列に挿入されたシャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）により構成されている。このような構成により、直流電源部３４からインバータ３２（３３）への電源供給経路に流れる電流Ｉｉがシャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）の端子間電圧として検出される。この端子間電圧は、差分電流検出部３７（３８）およびインバータ電流検出部３９（４０）に出力されるようになっている。

インバータ３２（３３）は、インバータ駆動回路１３（１４）、インバータ主回路１５（１６）、加熱コイルＬ３（Ｌ４）および共振コンデンサＣ３、Ｃ４（Ｃ５、Ｃ６）から構成されている。インバータ駆動回路１３（１４）には、制御回路４２から制御信号が与えられており、この制御信号に基づいてインバータ主回路１５（１６）を駆動するようになっている。インバータ主回路１５（１６）は、例えばＩＧＢＴであるトランジスタＱ１、Ｑ２（Ｑ３、Ｑ４）およびフライホイールダイオードＤ１、Ｄ２（Ｄ３、Ｄ４）を備えた周知のハーフブリッジ形の構成である。

トランジスタＱ１（Ｑ３）のコレクタは電源線４３（４４）に接続され、トランジスタＱ２（Ｑ４）のエミッタは電源線４６（４７）に接続されている。トランジスタＱ１、Ｑ２（Ｑ３、Ｑ４）の各ゲートには、インバータ駆動回路１３（１４）から駆動信号が与えられている。トランジスタＱ１とＱ２（Ｑ３とＱ４）の共通接続点は、加熱コイルＬ３（Ｌ４）の一方の端子に接続されている。加熱コイルＬ３（Ｌ４）の他方の端子は、共振コンデンサＣ３（Ｃ５）を介して電源線４３（４４）に接続されるとともに、共振コンデンサＣ４（Ｃ６）を介して電源線４６（４７）に接続されている。このような構成により、インバータ３２（３３）は、インバータ駆動回路１３（１４）から与えられる駆動信号に応じて加熱コイルＬ３（Ｌ４）に高周波電流Ｉｏを供給し、被加熱調理器具１７（１８）を誘導加熱するようになっている。

差分電流検出部３７（３８）は、抵抗Ｒ３３、Ｒ３４（Ｒ３５、Ｒ３６）とコンデンサＣ３１（Ｃ３２）とから構成されている。抵抗Ｒ３３（Ｒ３５）とＲ３４（Ｒ３６）とは直列に接続されており、その直列回路の両端には、シャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）の端子間電圧Ｖio1（Ｖio2）が与えられている。コンデンサＣ３１（Ｃ３２）は、抵抗Ｒ３４（Ｒ３６）に対し並列に接続されている。従って、抵抗Ｒ３３（Ｒ３５）とコンデンサＣ３１（Ｃ３２）とからローパスフィルタ回路４８（４９）が構成されるとともに、抵抗Ｒ３３（Ｒ３５）とＲ３４（Ｒ３６）とから分圧回路が構成されている。このような構成により、差分電流検出部３７（３８）は、シャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）の端子間電圧を分圧するとともに平滑化（平均化）した電圧ＶLo1（ＶLo2）を制御回路４２に出力するようになっている。

本実施形態における抵抗Ｒ３３、Ｒ３４（Ｒ３５、Ｒ３６）の抵抗値およびコンデンサＣ３１（Ｃ３２）の静電容量値は次のような条件を満たす値に設定されている。すなわち、ローパスフィルタ回路４８（４９）が、商用電源周波数（約５０Ｈｚまたは約６０Ｈｚ）を全波整流した周波数成分を通過可能となるような値、且つ、電圧ＶLo1（ＶLo2）の電圧レベルがマイクロコンピュータに入力可能なレベル（例えば５Ｖ）となるような値に設定されている。

インバータ電流検出部３９（４０）は、ダイオードＤ３１（Ｄ３２）と、抵抗Ｒ３７、Ｒ３８（Ｒ３９、Ｒ４０）とコンデンサＣ３３（Ｃ３４）とから構成されている。ダイオードＤ３１（Ｄ３２）のカソード・アノード間と抵抗Ｒ３７（Ｒ３９）とＲ３８（Ｒ４０）とは直列に接続されており、その直列回路の両端には、端子間電圧Ｖio1（Ｖio2）が与えられている。コンデンサＣ３３（Ｃ３４）は、抵抗Ｒ３８（Ｒ４０）に対し並列に接続されている。従って、ダイオードＤ３１（Ｄ３２）と抵抗Ｒ３７（Ｒ３９）とコンデンサＣ３３（Ｃ３４）とからピーク検出回路が構成されるとともに、抵抗Ｒ３７（Ｒ３９）とＲ３８（Ｒ４０）とから分圧回路が構成されている。このような構成により、インバータ電流検出部３９（４０）は、シャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）の端子間電圧のピーク電圧を検出するとともに、そのピーク電圧を分圧した電圧ＶHo1（ＶHo2）を制御回路４２に出力するようになっている。

インバータ入力電圧検出部４１は、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２とコンデンサＣ３５とから構成されている。抵抗Ｒ４１とＲ４２とは直列に接続されており、その直列回路の両端には、直流電源部３４のダイオードブリッジＤＢ１の直流出力端子が接続されている。コンデンサＣ３５は、抵抗Ｒ４２に対し並列に接続されている。このような構成により、インバータ入力電圧検出部４１は、ダイオードブリッジＤＢ１の直流出力端子における全波整流された直流出力を分圧した電圧Ｖvdoを制御回路４２に出力するようになっている。

制御回路４２（インバータ制御部に相当）は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを備えたマイクロコンピュータを主体として構成されている。このマイクロコンピュータには、後述する処理補正値などのデータを記憶可能なフラッシュメモリ（不揮発性メモリに相当）が内蔵されている。制御回路４２には、電源端子Ｖｄと電源線４５とから電源Ｖｄが供給されるようになっている。また、インバータ駆動回路１３、１４には、電源端子Ｖｃと電源線４５とから電源Ｖｃが供給されるようになっている。すなわち、制御回路４２およびインバータ駆動回路１３、１４には電源供給用の電源線４５が接続されており、これにより、基準電位Ｖｅ（グランド電位）を共通にしている。

制御回路４２には、差分電流検出部３７（３８）からの電圧ＶLo1（ＶLo2）、インバータ電流検出部３９（４０）からの電圧ＶHo1（ＶHo2）およびインバータ入力電圧検出部４１からの電圧Ｖvdoが与えられている。制御回路４２は、外部から与えられるインバータ３２（３３）の入力電流指令値（図示せず）と、上記各電圧の値とに基づいてインバータ３２（３３）の駆動を制御する。なお、本実施形態では、制御回路４２とインバータ電流検出部３９（４０）とから高周波電流検出部が構成される。

次に、本実施形態の作用について図２〜図４も参照して説明する。
まず、被加熱調理器具１７を誘導加熱する際におけるインバータ３２の発振動作について説明する。図２は、インバータ３２の駆動時における各部の電圧波形および電流波形を示している。インバータ主回路１５のトランジスタＱ１、Ｑ２がスイッチングされインバータ３２が駆動されると、トランジスタＱ１、Ｑ２の共通接続点の電圧Ｖｏおよび加熱コイルＬ３に流れる電流Ｉｏ（インバータ３２の出力電圧および出力電流）は、図２（ａ）および（ｂ）に示すような波形となる。すなわち、出力電圧Ｖｏは、トランジスタＱ１、Ｑ２のスイッチング周期（インバータ３２の発振周波数）に応じた周期で変化する矩形波となる。これに対し、出力電流Ｉｏは、出力電圧Ｖｏと同じ周期で変化する正弦波となるが、その位相が出力電圧Ｖｏの位相よりもθｄだけ遅れたものとなる。

なお、図２（ａ）における電圧Ｖｉは、平滑用のコンデンサＣ１の端子電圧であり、インバータ３２の入力電圧である。この電圧Ｖｉは、商用交流電源１２からの交流出力（正弦波）を全波整流したものであり、商用交流電源１２の周期（約５０Ｈｚまたは約６０Ｈｚ）で変動している。しかし、インバータ３２の発振周波数は例えば３０ｋＨｚであり、インバータ３２の発振の数サイクル程度の短い時間においては、電圧Ｖｉは、ほとんど変化しない。このため、図２（ａ）中では、電圧Ｖｉを略一定として示している。

続いて、インバータ３２の駆動時の発振の１サイクル（図２の時刻ｔ０〜ｔ４）において、インバータ３２に流れる高周波電流について説明する。図３は、この高周波電流の流れる経路を示すものであり、図１におけるインバータ３２に関連する部分を拡大して示す図である。なお、図３では、高周波電流の流れに関係しない構成部分については一部省略している。

［１］時刻ｔ０〜ｔ１の期間について
時刻ｔ０〜ｔ１の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１をオンさせ、トランジスタＱ２をオフさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて破線＋△印で示す。すなわち、時刻ｔ０〜ｔ１の期間には「コンデンサＣ１→トランジスタＱ１→加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ４→コンデンサＣ１…」という経路と、「共振コンデンサＣ３→トランジスタＱ１→加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ３…」という経路とに高周波電流が流れる。

［２］時刻ｔ１〜ｔ２の期間について
時刻ｔ１〜ｔ２の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１およびＱ２をいずれもオフさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて実線＋△印で示す。すなわち、時刻ｔ１〜ｔ２の期間には「共振コンデンサＣ３→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ３…」という経路と、「加熱コイルＬ３→共振コンデンサＣ４→ダイオードＤ２→加熱コイルＬ３…」という経路とに高周波電流が流れる。

［３］時刻ｔ２〜ｔ３の期間について
時刻ｔ２〜ｔ３の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１をオフさせ、トランジスタＱ２をオンさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて実線＋▲印で示す。すなわち、時刻ｔ２〜ｔ３の期間には「コンデンサＣ１→共振コンデンサＣ３→加熱コイルＬ３→トランジスタＱ２→コンデンサＣ１…」という経路と、「共振コンデンサＣ４→加熱コイルＬ３→トランジスタＱ２→共振コンデンサＣ４…」という経路とに高周波電流が流れる。

［４］時刻ｔ３〜ｔ４の期間について
時刻ｔ３〜ｔ４の期間においては、インバータ駆動回路１３からインバータ主回路１５に対し、トランジスタＱ１およびＱ２をいずれもオフさせるような駆動信号が与えられる。この期間に流れる高周波電流の経路を、図４中にて破線＋▲印で示す。すなわち、時刻ｔ３〜ｔ４の期間には「共振コンデンサＣ４→加熱コイルＬ３→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→共振コンデンサＣ４…」という経路と、「共振コンデンサＣ３→加熱コイルＬ３→ダイオードＤ１→共振コンデンサＣ３…」という経路とに高周波電流が流れる。

インバータ３２駆動時において、上記［１］〜［４］のように高周波電流が流れるため、直流電源部３４からインバータ３２への電源供給経路に流れる電流Ｉｉの波高値Ｉip（ピーク値）は、図２（ｂ）に示すように、加熱コイルＬ３を流れるインバータ３２の出力電流Ｉｏの波高値Ｉop（ピーク値）の１／２となる。また、電流Ｉｉは、［１］、［３］の期間では直流電源部３４（コンデンサＣ１）からインバータ３２に流れ込む入力電流成分となり、［２］、［４］の期間ではインバータ３２から直流電源部３４（コンデンサＣ１）に回生する回生電流成分となる。

上記のとおり発振動作を行うインバータ３２への入力電流は、上記した電流Ｉｉの［１］〜［４］の期間すなわち全期間の平均電流Ｉiaとなる。すなわち、電流Ｉiaは、［１］、［３］の期間の電流Ｉｉの絶対値の平均値を電流Ｉif（入力電流成分）で示し、［２］、［４］の期間の電流Ｉｉの絶対値の平均値を電流Ｉir（回生電流成分）で示すと、下記（１）式で表される。
Ｉia＝Ｉif−Ｉir …（１）
このように、インバータ３２の入力電流Ｉiaは、電流Ｉｉの入力電流成分Ｉifと回生電流成分Ｉirとの差分電流に相当する。

そして、インバータ３２の入力電力Ｐｉは、インバータ３２の入力電圧Ｖｉと入力電流Ｉiaとから下記（２）式で表される。
Ｐｉ＝Ｖｉ×Ｉia …（２）
また、インバータ３２の出力電流Ｉｏは、前述したように、インバータ３２の発振周波数に応じた周期で変化する正弦波であり、その波高値（Ｉop）は、電流Ｉｉの波高値（Ｉip）との関係（Ｉop＝Ｉip×２）から算出することができる。従って、出力電流Ｉｏは、電流Ｉｉの入力電流成分である電流Ｉifに基づいて検出することができる。

上記したとおり、インバータ３２の入力電流などを、直流電源部３４からインバータ３２への電源供給経路に流れる電流Ｉｉに基づいて算出することができる。そこで、本実施形態の誘導加熱調理器３１では、電流検出部３５により検出される電流Ｉｉに基づいて、差分電流検出部３７、インバータ電流検出部３９および制御回路４２が、インバータ３２の入力電流などを以下のように検出するようになっている。

すなわち、電流検出部３５のシャント抵抗Ｒ３１の端子間には、電流Ｉｉに基づく電圧Ｖio1が生じる。従って、電圧Ｖio1は、［１］、［３］の期間では正方向成分であり、［２］、［４］の期間では負方向成分である。この電圧Ｖio1は、差分電流検出部３７およびインバータ電流検出部３９に与えられる。そして、差分電流検出部３７からは、電圧Ｖio1の全期間（正方向成分および負方向成分）を平滑化（平均化）するとともに所定の分圧比により分圧した電圧ＶLo1（図２（ｃ）参照）が出力される。この電圧ＶLo1は、電圧Ｖio1の正方向成分と負方向成分との差分に相当する。また、インバータ電流検出部３９からは、電圧Ｖio1のピーク電圧を所定の分圧比により分圧した電圧ＶHo1（図２（ｃ）参照）が出力される。

上記のようにして、差分電流検出部３７およびインバータ電流検出部３９から出力される電圧ＶLo1および電圧ＶHo1は、制御回路４２に与えられる。制御回路４２は、電流Ｉｉの平均値に応じた電圧ＶLo1および電流Ｉｉのピーク値に応じた電圧ＶHo1に基づいて、インバータ３２の入力電流Ｉiaおよび出力電流Ｉｏを算出する。

制御回路４２は、上記のとおり検出したインバータ３２の入力電流Ｉiaおよび出力電流Ｉｏに基づいて、被加熱調理器具１７の材質を以下のように検知する。図４（ａ）は、被加熱調理器具の材質に応じた入力電流Ｉiaと出力電流Ｉｏとの関係を示す図であり、図４（ｂ）は加熱コイルの等価回路図である。すなわち、被加熱調理器具１７の材質が鉄などの磁性体の場合、加熱コイルＬ３で発生した磁束は被加熱調理器具１７を通り易くなり、被加熱調理器具１７と鎖交し易くなる。その結果、漏れ磁束が少なくなり、加熱コイルＬ３の等価インダクタンスＬ（図４（ｂ）参照）は小さくなる。また、磁性体材料は比抵抗が大きく、表皮効果（鍋底のトッププレート側に渦電流が集中する効果）も大きいので加熱コイルＬ３の等価抵抗Ｒ（図４（ｂ）参照）が大きくなる。

一方、アルミや銅のように非磁性で比抵抗が小さい材料の場合、加熱コイルＬ３で発生した磁束は被加熱調理器具１７に通り難くなり、漏れ磁束が多くなるので加熱コイルＬ３の等価インダクタンスＬが大きくなる。そして、比抵抗が小さく表皮効果も小さいので等価抵抗Ｒも小さくなる。また、土鍋などの非金属鍋の場合あるいは無負荷の場合は、誘導電流が全く流れないので等価インダクタンスＬは最も大きくなり、等価抵抗Ｒは最も小さくなる。

そして、出力電流Ｉｏは、加熱コイルＬ３の等価インピーダンスＺに反比例し、入力電流Ｉiaは、出力電流ＩｏとＲ／Ｚに比例する。その結果、被加熱調理器具１７の材質に応じて図４（ａ）に示すような関係となる。すなわち、
材質 出力電流Ｉｏ 入力電流Ｉia
鉄 小（Ｒが大 →Ｚが大） 大（Ｒ／Ｚが大）
アルミ 大（Ｒが小 →Ｚが小） 小（Ｒ／Ｚが小）
非金属（土鍋） 小（ωＬが大→Ｚが大） 小（Ｒ／Ｚが小）
従って、入力電流Ｉiaおよび出力電流Ｉｏの大小関係に基づいて、被加熱調理器具１７の材質を検知（判定）することができる。

また、制御回路４２には、インバータ入力電圧検出部４１からインバータ３２の入力電圧Ｖｉに基づく電圧Ｖvdoが与えられている。制御回路４２は、算出した入力電流Ｉiaと電圧Ｖvdoとからインバータ３２の入力電力Ｐｉを算出する。そして、制御回路４２は、検知した被加熱調理器具１７の材質や検出したインバータ３２の入力電力Ｐｉなどに基づいてインバータ３２の制御を行うことにより、被加熱調理器具１７の誘導加熱を制御するようになっている。

以上説明したように、本実施形態によれば次のような効果を奏する。
差分電流検出部３７（３８）および制御回路４２は、電流検出部３５（３６）により検出された直流電源部３４からインバータ３２（３３）への電源供給経路に流れる電流Ｉｉの全期間を平均化した電流、すなわち電流Ｉｉの入力電流成分と回生電流成分との差分電流を求めることにより、インバータ３２（３３）への入力電流Ｉiaを算出する。これにより、従来技術とは異なり、直流電源部３４の入力電流および加熱コイルＬ３（Ｌ４）に流れる高周波電流を直接検出するための電流検出部（カレントトランスおよび電流検出回路）を設ける必要がなくなる。従って、装置の回路構成が複雑化することなく、インバータ３２（３３）の入力電流を検出することができる。

上記したとおり、直流電源部３４からインバータ３２、３３への電源供給経路に流れる電流Ｉｉに基づいてインバータ３２、３３の入力電流を検出するので、本実施形態のように２つのＩＨ加熱部を有する誘導加熱調理器３１において、インバータ３２、３３に直流電源を供給する直流電源部の構成を共通使用することが可能となる。具体的には、直流電源部３４を構成するダイオードブリッジＤＢ１、コイルＬ１、Ｌ２、コンデンサＣ１、Ｃ２のうち、最も高価なダイオードブリッジＤＢ１をインバータ３２および３３にて共通使用することができる。従って、装置の回路構成を簡単化するとともに、製造コストの低減を図ることができる。

直流電源部３４の共通化を行ったことにより、インバータ駆動回路１３、１４に電源供給用の電源線４５を接続してインバータ３２、３３の基準電位（グランド電位）を共通することが可能となる。これに伴い、制御回路４２を含む他の回路にも電源供給用の電源線４５を接続し、インバータ３２、３３と他の回路との基準電位（グランド電位）を共通にした。従って、１つの制御回路４２により複数のインバータ３２、３３の駆動を制御する場合であっても、その制御信号の伝送経路を絶縁する必要がなくなる。つまり、フォトカプラなどの絶縁用素子が不要となるので、装置の回路構成を簡単化するとともに、製造コストの低減を図ることができる。

上記したとおり、本実施形態の構成では、直流電源部３４からインバータ３２（３３）への電源供給経路に流れる電流Ｉｉに基づいてインバータ３２（３３）の入力電流を算出するようにしたので、直流電源部３４の入力電流を直接検出することがない。このように構成すれば、インバータ３２（３３）からの回生電流（図２における時刻ｔ１〜ｔ２の期間および時刻ｔ３〜ｔ４の期間）の一部が交流電源１２側に流れ込んだ場合であっても、入力電流の検出精度に影響を及ぼすことがない。従って、インバータ３２（３３）の入力電流を精度良く検出できる。

電流検出部３５（３６）を、直流電源部３４からインバータ３２（３３）への電源供給経路に直列に挿入したシャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）により構成し、このシャント抵抗Ｒ３１（Ｒ３２）の端子間電圧に応じた電圧ＶLo1（ＶLo2）に基づいてインバータ３２（３３）の入力電流を検出するように構成した。これにより、装置の回路構成を一層簡単化することができる。

差分電流検出部３７（３８）を、商用電源周波数（約５０Ｈｚまたは約６０Ｈｚ）を全波整流した周波数成分を通過可能なローパスフィルタ回路４８（４９）を備えた構成とした。そして、制御回路４２は、この差分電流検出部３７（３８）から出力される電流Ｉｉに応じた電圧ＶLo1（ＶLo2）に基づいてインバータ３２（３３）の入力電流を検出する。このように構成すれば、インバータの入力電流の商用電源周波数を全波整流した周波数成分についても検出可能となるので、応答性の良い入力電流検出ができる。これにより、例えば、鍋の急激な移動などにより負荷が急激に変化した場合であっても、これに追従して入力電流を検出するため、上記変化に対応した加熱を実行することができる。

電流Ｉｉの入力電流成分Ｉifに応じた電圧ＶHo1（ＶHo2）を制御回路４２に出力するインバータ電流検出部３９（４０）を設け、制御回路４２は、入力電流成分Ｉifに基づいてインバータ３２（３３）の出力電流Ｉｏを検出する。制御回路４２は、検出したインバータ３２（３３）の入力電流Ｉiaおよび出力電流Ｉｏに基づいて被加熱調理器具１７（１８）の材質を検知する。そして、制御回路４２は、この検知結果に基づいて、インバータ３２（３３）の駆動を制御する。このように構成すれば、装置の回路構成が複雑化することなく、検知した被加熱調理器具１７（１８）の材質に応じて最適な加熱を実行することができる。

インバータ３２（３３）の入力電圧Ｖｉに応じた電圧Ｖvdoを制御回路４２に出力するインバータ入力電圧検出部４１を設け、制御回路４２は、電圧Ｖvdoと入力電流Ｉiaとからインバータ３２（３３）の入力電力Ｐｉを算出する。そして、制御回路４２は、この入力電力Ｐｉに基づいてインバータ３２（３３）の駆動を制御する。このように構成すれば、装置の回路構成を簡単化するとともに、インバータ３２（３３）の入力電力Ｐｉに基づいて、交流電源１２の電源電圧変動などに対応した加熱制御を実行することができる。

制御回路４２を、フラッシュメモリが内蔵されたマイクロコンピュータを主体として構成した。このように構成すれば、誘導加熱調理器３１を製造する工程において、インバータ３２（３３）の入力電流を定格値（例えば１５Ａ／２００Ｖ、３ｋＷ相当）に調整し、その調整値に相当する処理補正値をマイクロコンピュータのフラッシュメモリに記憶させておき、その処理補正値により、算出した入力電流Ｉiaを補正することができる。すなわち、例えば、入力電流の目標値が１５Ａのとき、部品のばらつきなどの原因により、制御回路４２により算出された入力電流Ｉiaが１４．５Ａ相当であった場合には、フラッシュメモリに処理補正値として「１５／１４．５＝１．０３４」を記憶させる。その後、制御回路４２は、算出値に処理補正値を掛けて補正した値を入力電流Ｉiaとし、これに基づいてインバータの制御を行う。これにより、より正確なインバータ３２（３３）の入力電流検出を行うことができる。
また、誘導加熱調理器３１の製造工程において、インバータ３２（３３）の入力電圧Ｖｉや出力電流Ｉｏを調整する場合についても、上記した入力電流Ｉiaを調整する場合と同様の補正を行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
制御回路４２のマイクロコンピュータのフラッシュメモリには、実測値に基づいてマイクロコンピュータの処理を補正するための処理補正値が記憶されていればよい。例えば、誘導加熱調理器３１の製造工程において、実際に測定したインバータの入力電流値と、マイクロコンピュータの処理により算出されるインバータの入力電流値とが異なる場合に、外部から与えられるインバータの入力電流指令値に基づいてマイクロコンピュータが行うインバータの制御処理を補正する処理補正値をマイクロコンピュータのフラッシュメモリに記憶させるようにしてもよい。
処理補正値を記憶させるための不揮発性メモリとして、制御回路４２のマイクロコンピュータに内蔵されたフラッシュメモリを用いたが、外付けのフラッシュメモリを用いてもよい。また、フラッシュメモリに限らず、不揮発性メモリであれば、ＥＥＰＲＯＭなど他のメモリを用いてもよい。

電流Ｉｉの入力電流成分Ｉifと回生電流成分Ｉirとをそれぞれ検出し、制御回路４２がこれらの検出値を用いて演算を行い、インバータ３２（３３）の入力電流Ｉiaを算出するように構成してもよい。電流Ｉｉの入力電流成分Ｉifの平均値を検出し、制御回路４２がその検出値に基づいてインバータ３２（３３）の出力電流Ｉｏを検出するように構成してもよい。電流検出部３５（３６）は、直流電流成分を検出できるものであればよく、ホール素子を用いた電流センサなど、他の電流検出手段を用いて構成してもよい。

インバータ３２（３３）の入力電流Ｉiaと出力電流Ｉｏとに基づく被加熱調理器具１７（１８）の材質検知は、必要に応じて行えばよい。また、同様に、インバータ３２（３３）の入力電力Ｐｉの検出についても必要に応じて行えばよい。従って、インバータ電流検出部３９（４０）やインバータ入力電圧検出部４１は必要に応じて設ければよい。
インバータ３２、３３は、ハーフブリッジ形に限らず、フルブリッジ形など、他の構成を用いてもよい。
上記実施形態においては、本発明を２つのＩＨ加熱部（２つのインバータ）を有する誘導加熱調理器３１に適用した例を示したが、本発明は、１つのＩＨ加熱部（１つのインバータ）を有する誘導加熱調理器や、３つ以上のＩＨ加熱部（３つ以上のインバータ）を有する誘導加熱調理器にも適用可能である。

本発明の第１の実施形態を示す誘導加熱調理器の電気的構成図 インバータ駆動時における各部の電圧波形および電流波形を示す図 高周波電流の流れる経路を示す図 （ａ）は被加熱調理器具の材質に応じたインバータの入力電流と出力電流との関係を示す図、（ｂ）は加熱コイルの等価回路図 従来技術を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１２は交流電源、１７、１８は被加熱調理器具、３１は誘導加熱調理器、３２、３３はインバータ、３４は直流電源部、３５、３６は電流検出部（電流検出手段）、３７、３８は差分電流検出部（インバータ入力電流検出部）、３９、４０はインバータ電流検出部（高周波電流検出部）、４１はインバータ入力電圧検出部、４２は制御回路（インバータ制御部、マイクロコンピュータ、高周波電流検出部）、４８、４９はローパスフィルタ回路、Ｌ３、Ｌ４は加熱コイル、Ｒ３１、Ｒ３２はシャント抵抗を示す。

Claims (6)

1. 調理器本体と、交流電源より供給される交流電力を整流して直流化する直流電源部と、前記直流電源部を電源として高周波電流を生成するインバータと、前記高周波電流が供給されることにより被加熱調理器具を誘導加熱する加熱コイルと、前記インバータを制御することにより前記被加熱調理器具に対する加熱を制御するインバータ制御部とを備えた誘導加熱調理器において、
   前記直流電源部から前記インバータへの電源供給経路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出される電流に基づいて、前記直流電源部から前記インバータに流れ込む入力電流成分と前記インバータから前記直流電源部に回生する回生電流成分との差分電流を検出し、その差分電流に基づいて前記インバータへの入力電流を検出するインバータ入力電流検出部とを備えていることを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 電流検出手段は、直流電源部からインバータへの電源供給経路に直列に介在するシャント抵抗を備え、
   インバータ入力電流検出部は、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出し、その正方向成分と負方向成分との差分に基づいてインバータへの入力電流を検出することを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。
3. インバータ入力電流検出部は、シャント抵抗の端子間電圧を入力とし、商用電源周波数を全波整流した周波数成分を通過可能なローパスフィルタ回路を備え、前記ローパスフィルタ回路の出力に基づいてインバータへの入力電流を検出することを特徴とする請求項２記載の誘導加熱調理器。
4. 電流検出手段により検出される電流に基づいて、直流電源部からインバータに流れ込む入力電流成分を検出し、この入力電流成分に基づいて加熱コイルに供給される高周波電流を検出する高周波電流検出部を備え、
   インバータ制御部は、前記高周波電流検出部により検出される高周波電流と、インバータ電流検出部により検出される前記インバータへの入力電流とに基づいて、前記インバータを制御することを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の誘導加熱調理器。
5. インバータへの入力電圧を検出するインバータ入力電圧検出部を備えたことを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の誘導加熱調理器。
6. インバータ制御部は、マイクロコンピュータと、不揮発性メモリとを備え、
   前記不揮発性メモリには、実測値に基づいて前記マイクロコンピュータの処理を補正する処理補正値が予め記憶されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の誘導加熱調理器。

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