JP7065464B2 - 電源装置および溶接用電源装置 - Google Patents

Description

（関連出願の相互参照）
本願は、２０１８年１月２３日付けで提出された日本特許出願第２０１８－００８５２９を基礎とする優先権を主張するとともに、これに開示されたすべての内容は、参考として本願に一体のものとして統合する。
（技術分野）
本発明は、インバータ回路とその異常動作を検出する異常検出回路とを備えた電源装置に関し、とりわけアーク溶接装置に用いられる電源装置（溶接用電源装置）に関する。

例えば、アーク溶接装置は、マニピュレータに取り付けられた溶接トーチと、溶接トーチに設けられたワイヤ送給部から送られる消耗電極（ワイヤ）と、溶接トーチを介してアーク溶接に適した電圧を被加工物とワイヤの間に印加する電源装置とを備えている。

この電源装置は、概略、入力側整流回路、インバータ回路、変圧回路、および出力側整流回路を備える。入力側整流回路は、商用電源から供給される２００Ｖの三相交流電圧を直流電圧に整流し、インバータ回路は、入力側整流回路で整流された直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、変圧回路は、インバータ回路から一次コイルに出力された交流電圧を変圧して得た電圧を、二次コイルから負荷（ワイヤの両端）に出力するように構成されている。

このようなアーク溶接装置では、溶接中の電源装置の負荷の変動および／または上述の構成回路に加わるノイズなどの影響を受けて、インバータ回路を構成する一対のスイッチング素子のそれぞれから出力される電圧に不均衡が生じ、変圧回路の磁束が一方の極性に偏ってしまう（バイアスされてしまう：偏磁現象）場合がある。スイッチング素子として、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴが好適に用いられている。偏磁現象が発生すると、一対のスイッチング素子のいずれかに過電流が流れて異常発熱し、やがて破損する虞がある。通常、このような偏磁現象を抑制するために、電源装置には補償抵抗または補償コンデンサが回路に組み込まれるが、これらの部品が劣化すると同様に偏磁現象が起こる。

特許文献１には、スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行うスイッチング電源回路と、これを制御する制御回路とを備えた電源装置であって、偏磁現象などに起因するスイッチング素子の異常発熱状態を適切に検出することを目的とした電源装置が開示されている。

特許文献１に記載の電源装置は、スイッチング素子の周囲に設置され素子の実測温度を検出する第１温度センサと、電源装置内の所定箇所に設置されて周囲温度を検出する第２温度センサとを備え、制御回路は、電源装置の使用電力および使用率を取得し、これら使用電力および使用率と第２温度センサから得られる周囲温度とを含む使用環境情報からスイッチング素子の推定温度を算出し、算出したスイッチング素子の推定温度と第１温度センサから得られるスイッチング素子の実測温度との比較に基づいて、スイッチング素子が異常発熱状態か否かを判定する機能を備えている。

特開２０１５－１１９６１０号公報

しかし、特許文献１に記載の異常判別機能を備えた電源装置によれば、スイッチング素子の実測温度と推定温度との差が所定の閾値を超えるまでは、異常発熱状態を検出することができない。すなわち特許文献１に記載の電源装置では、異常が検出されるまでに流れる過電流でスイッチング素子以外の部品が異常発熱して破損する可能性があり、瞬間的な過電流でスイッチング素子が破損する虞もある。

そこで、インバータ回路を構成するスイッチング素子に流れる電流を監視する電流検出器（電流トランス）を用いて、異常な過電流を直接検出することにより、スイッチング素子の破損を防ぐことが考えられる。このように電流トランスを採用すれば、スイッチング素子以外の部品の異常発熱による破損スイッチング素子の瞬間的な過電流による破損を防止することができる。

ただし、スイッチング素子に流れる高周波電流を検出する電流トランスは、サーミスタなどの温度検出素子よりも高価であり、電源装置の製造コストの増大を招く。

また、アーク溶接装置の電源装置として、負荷に対する出力電流の増大を図るため、複数のインバータ回路および変圧回路を並列に接続した場合、個々のインバータ回路に電流トランスを配置する必要があり、電源装置の製造コストをさらに増大させるという課題がある。

同様の課題は、アーク溶接装置に用いられる電源装置以外に、スイッチング素子を用いたインバータ回路を備えた任意のＤＣ／ＤＣコンバータを含むスイッチング電源回路を備えた電源装置にも生じていた。

本発明の一態様は、上述の課題に鑑み、インバータ回路を構成するスイッチング素子に過電流が流れたか否か、またはインバータ回路に異常が生じたか否かを判定できる、簡便で安価な電源装置および溶接装置のための電源装置を提供することを目的とする。

本発明の態様に係る電源装置は、並列接続された少なくとも一対のインバータ回路と、前記各インバータ回路の出力電圧を変圧する少なくとも一対の変圧回路と、磁性体コアに検出電線を巻回した中空コイルに、前記各インバータ回路のいずれか一方の被検出電線がそれぞれ挿通された電流トランスと、前記電流トランスに挿通された前記各被検出電線に流れる前記各インバータ回路からのインバータ電流の位相が反転するように、前記各インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子を制御するインバータ制御部と、前記電流トランスの前記検出電線に流れる誘導電流に基づいて、一方の前記インバータ回路に異常があったか否かを判定する異常判定部と、を備える。

本発明の一態様によれば、インバータ回路を構成するスイッチング素子に過電流が流れたか否か、またはインバータ回路に異常が生じたか否かを判定できる、簡便で安価な電源装置および溶接装置のための電源装置を提供することができる。

本発明の実施の形態を示す電源装置の回路図である。 （ａ）は電源装置に組み込まれたインバータ回路の回路図であり、（ｂ）はインバータ回路に加わる第１相の駆動電圧のタイミングチャートである。 （ａ）は電源装置に組み込まれたインバータ回路の回路図であり、（ｂ）はインバータ回路に加わる第２相の駆動電圧のタイミングチャートである。 （ａ）および（ｂ）は互いに同相で同期制御される一対のインバータ回路の出力電流（インバータ電流）のタイミングチャートであり、（ｃ）および（ｄ）は各インバータ回路の一方の出力側の電線が挿通された電流トランスの概略斜視図である。 （ａ）および（ｂ）は互いに逆相で同期制御される一対のインバータ回路の出力電流（インバータ電流）のタイミングチャートであり、（ｃ）および（ｄ）は各インバータ回路の一方の出力側の電線が挿通された電流トランスの概略斜視図である。 （ａ）は、実施形態１に係る電源装置（短絡移行溶接）のインバータ回路が正常に動作しているときのインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートであり、（ｂ）および（ｃ）は、一方のインバータ回路に異常が生じたときのインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートであって、（ｂ）は一方のインバータ電流に過電流が生じたことを示し、（ｃ）は一方のインバータ電流が停止したことを示す。 （ａ）は、実施形態２に係る電源装置（パルス溶接）のインバータ回路が正常に動作しているときのインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートであり、（ｂ）および（ｃ）は、一方のインバータ回路に異常が生じたときのインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートであって、（ｂ）は一方のインバータ電流に過電流が生じたことを示し、（ｃ）は一方のインバータ電流が停止したことを示す。 （ａ）および（ｂ）は、溶接電流および溶接電圧のタイミングチャートであり、パルス溶接の周波数が同じであっても、溶接電流値が高いピーク期間および溶接電流値が低いベース期間の割合が異なることを示す。

図面を参照しながら、アーク溶接装置のための電源装置として本発明を適用した電源装置の実施形態を以下説明する。

図１は、アーク溶接装置に用いられる電源装置１の回路図である。アーク溶接装置は、マニピュレータに取付けられた溶接トーチＴＨと、溶接トーチＴＨに設けられワイヤ送給部から送られるワイヤＷ（消耗電極）を備え、本発明に係る電源装置１は、被加工物ＭとワイヤＷの間に溶接トーチＴＨを介して、アーク溶接に適した溶接電圧を印加するために用いられる。

電源装置１は、図１に示すように、概略、入力側整流回路１０と、インバータ回路２０と、変圧回路３０と、出力側整流回路４０と、制御装置５０を備える。入力側整流回路１０は、商用電源１００から供給される２００Ｖの三相交流電圧を約２８０Ｖの直流電圧に整流する。インバータ回路２０は、整流された直流電圧を２０ｋＨｚ～５０ｋＨｚの間の所定周波数を有する交流電圧に変換する。図１のインバータ回路２０は、フルブリッジ式のものであるが、ハーフブリッジ式のものであってもよい。変圧回路３０は、インバータ回路２０から一次コイルに出力された交流電圧を降圧して、二次コイルから負荷（ワイヤＷの両端）に出力する。出力側整流回路４０（４０Ａ，４０Ｂ，ＤＣＬ）は、降圧された電圧を１０～６０Ｖの間の所定の直流電圧に整流する。

本実施形態では、最大で７００Ａ程度の大容量の溶接電流が供給できるように、入力側整流回路１０（１０Ａ，１０Ｂ）、インバータ回路２０（２０Ａ，２０Ｂ）および変圧回路３０（３０Ａ，３０Ｂ）、出力側整流回路４０（４０Ａ，４０Ｂ）がそれぞれ一対並列に接続されている。

入力側整流回路１０（１０Ａ，１０Ｂ）は、全波整流用のダイオードブリッジ回路で構成され、全波整流された脈流がコンデンサＣ１，Ｃ２で平滑化される。

図２（ａ）および（ｂ）、図３（ａ）および（ｂ）に示すように、インバータ回路２０（２０Ａ，２０Ｂ）は、一対のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２またはＳ３，Ｓ４が直列接続された２本のスイッチングアームＳＡ１，ＳＡ２を備えたフルブリッジ回路である。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を同時に導通させるとともに（オン制御信号を供給し）、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２を導通させない（オフ制御信号を供給する）ことにより、端子Ｔ１からスイッチング素子Ｓ１、ノードＮ１、変圧回路３０の一次側コイル、ノードＮ２、およびスイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる（図２（ａ），（ｂ）参照）。同様に、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ２を同時に導通させるとともに（オン制御信号を供給し）、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を導通させない（オフ制御信号を供給する）ことにより、端子Ｔ１からスイッチング素子Ｓ３、ノードＮ２、変圧回路３０の一次側コイル、ノードＮ１、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる（図３（ａ），（ｂ）参照）。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４およびスイッチング素子Ｓ３，Ｓ２を、双方が共にオフとなるデットタイムを挟んで交互に導通（オン）させることにより、ノードＮ１，Ｎ２と接続される変圧回路３０の一次側コイルに交流電圧が印加され、交流電流が流れる。好適には、各スイッチング素子としてＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴが用いられる。

インバータ回路２０は、スイッチング周波数が２０ｋＨｚから５０ｋＨｚの間の所定周波数で駆動され、所望の出力電圧（溶接電圧）を得るために、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４およびＳ３，Ｓ２の点弧時期（各スイッチング素子への制御信号の出力周期）が調整される。

図１に戻り、変圧回路３０（３０Ａ，３０Ｂ）により変圧（降圧）され、二次側コイルから出力された交流電圧は、それぞれ出力側整流回路４０（４０Ａ，４０Ｂ）で１０～６０Ｖの間の所定の直流電圧に整流され、直流リアクトルＤＣＬで平滑された後に端子ＯＴから溶接トーチＴＨに印加される。本実施形態では変圧回路３０の１次側／２次側のコイルの巻数比が７：３に設定され、降圧トランスとして機能するが、巻数比に特段の制約はなく昇圧変圧回路とすることもできる。

なお、出力側整流回路４０（４０Ａ，４０Ｂ）では、変圧回路３０（３０Ａ，３０Ｂ）の二次側コイルの中点を基準にしてダイオードにより全波整流される。

電源装置１の制御装置５０は、インバータ回路２０を制御して（適当な制御信号を各イスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に出力して）端子ＯＴから所望の直流電力を供給するインバータ制御部５０Ａとして機能するとともに、電源装置１（とりわけインバータ回路２０）の異常を検出する異常判定部５０Ｂとして機能する。

制御装置５０は、例えばマイクロコンピュータおよび入出力用の周辺回路で構成され、マイクロコンピュータの内蔵メモリに格納された制御プログラムをＣＰＵで実行することにより、インバータ制御部５０Ａおよび異常判定部５０Ｂとしての機能が具現化される。

インバータ制御部５０Ａは、出力側整流回路４０（４０Ａ，４０Ｂ）の後段に配置された電流トランスＣＴ１で検出された電流Ｉｏが、設定回路ＩＳで設定された所定の電流値Ｉｓと一致するように、インバータ回路２０の各イスイッチング素子の点弧角を制御する。

詳述すると、制御装置５０は、電流トランスＣＴ１により検出された電流値Ｉｏが設定回路ＩＳで設定された電流値Ｉｓに収束するように、両値の差分値、微分値、もしくは積分値のいずれか、またはこれらの組合せによりＰＩＤ制御演算を行って制御値を決定し、得られた制御値をＰＷＭ制御回路ＳＤ１，ＳＤ２に入力して、インバータ回路２０の点弧角（各スイッチング素子への制御信号の出力位相）を制御する。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４またはＳ３，Ｓ２のオン時間（導通時間）が短くなれば電流トランスＣＴ１により検出される電流Ｉｏが低下し、逆にオン時間が長くなれば電流トランスＣＴ１により検出される電流Ｉｏが上昇する。図１に示すＰＷＭ制御回路ＳＤ１，ＳＤ２は、インバータ制御部５０Ａから出力された制御値に基づいてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４およびＳ３，Ｓ２への制御信号（ゲート信号）を制御する。

なお、電流トランスＣＴ１は、磁性体コアに検出電線を巻回した中空コイルで構成され、中空コイルに挿通された電線（被検出電線）に流れたインバータ電流に起因して検出電線に流れる誘導電流を検出することにより、インバータ電流を検出するように構成されている。後述の電流トランスＣＴ２も同様である。

ところで、溶接中の電源装置１の負荷の変動および／または上記構成回路に加わるノイズなどの影響を受けて、インバータ回路２０を構成する一対のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のそれぞれから出力される電圧に不均衡が生じ、変圧回路３０の磁束が一方の極性に偏ってしまう（偏磁現象が生じる）場合がある。偏磁現象が発生すると、一対のスイッチング素子（例えばＳ１，Ｓ４）の一方のスイッチング素子（例えばＳ４）に過電流が流れて異常発熱して、破損する虞がある。

そこで電源装置１は、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂのいずれか一方の電線（被検出電線）がそれぞれ挿通された電流トランスＣＴ２を備え、異常判定部５０Ｂが電流トランスＣＴ２により検出されたインバータ電流に基づいて各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂの異常の有無を判定するように構成されている。

［第１の実施形態］
まず、短絡移行溶接（ショートアーク溶接）を行なう場合の異常判定について以下詳述する。
インバータ制御部５０Ａは、上述のように電流トランスＣＴ１からの電流Ｉｏに基づいて各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂを制御するとともに、電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通された各被検出電線に流れるインバータ電流の位相が反転するように各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂを制御する。

（実施例１）
図４（ａ）および図４（ｂ）に示すように、インバータ制御部５０Ａは、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂのインバータ電流（本願では、以下便宜上、変圧回路３０Ａ，３０Ｂに対する「出力電流」または「１次側電流」ともいう。）が同位相を有するように（同相で）各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を同期制御する。

インバータ回路２０Ａ，２０Ｂはそれぞれ、出力部に接続された一対の電線Ｌ１，Ｌ２；Ｌ３，Ｌ４を有し（図１参照）、これらの電線のうち、実施例１ではインバータ電流が逆向きに流れる一対の電線Ｌ２，Ｌ３が電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通される（図４（ｃ）参照）。すなわち一対の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流は同極性で同期するが、一対の電線Ｌ２，Ｌ３のインバータ電流が逆向きとなるように電線Ｌ２，Ｌ３を配置して、電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通される。

より具体的には、インバータ回路２０Ａからのインバータ電流は、電線Ｌ１、変圧回路３０Ａの１次側コイル、電線Ｌ２を経てインバータ回路２０Ａに戻り、インバータ回路２０Ｂからのインバータ電流は、電線Ｌ３、変圧回路３０Ｂの１次側コイル、電線Ｌ４を経てインバータ回路２０Ｂに戻り（図１参照）、電線Ｌ２，Ｌ３が電流トランスＣＴ２に挿通される（図４（ｃ）参照）。

図６（ａ）は、偏磁現象が生じていない正常時の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートである。また図６（ｂ）は、偏磁現象が生じた異常時の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートであり、一方のインバータ回路２０に過電流が流れていることを示す。さらに図６（ｃ）は、ノイズなどに起因して一方のインバータ電流が停止した異常時の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流等の波形を示すタイミングチャートである。なお、図６（ａ）～図６（ｃ）に示す波形は、理論上のものである。

図６（ａ）に示すように、正常時の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流は、互いに逆位相の波形を有するので、磁性体コアに生じる磁場が相殺されて、電流トランスＣＴ２の磁性体コアに巻回された検出電線の両端Ｌ５，Ｌ６に誘導される誘導電流は殆ど零になる。

しかし、一方の変圧回路３０に偏磁現象が生じて変圧回路３０のコア材が磁気飽和を起こすと、変圧回路３０のインダクタンスの値が著しく低下するため、対応するインバータ回路２０に過電流が流れるようになる。

図６（ｂ）は、電流トランスＣＴ２の検出電線の両端Ｌ５，Ｌ６に誘導された誘導電流（ＣＴ２出力）を示し、この誘導電流が所定の閾値を超えるパルス状の波形を有することから、変圧回路３０Ｂに対応するインバータ回路２０Ｂに過電流が流れたことを示す。

同様に、図６（ｃ）は、電流トランスＣＴ２の誘導電流（ＣＴ２出力）を示し、この誘導電流が所定の閾値を超え、一方のインバータ電流に対応する波形を有することから、他方のインバータ電流が停止したことを示す。

図１に示すように、異常判定部５０Ｂは、電流トランスＣＴ２で検出された誘導電流の値が、閾値設定部ＩＴＣで設定された閾値（以下、「誘導電流閾値」ともいう。）を超えたとき、例えば偏磁現象によってインバータ回路２０に異常が生じたと判定することができる。なお、閾値設定部ＩＴＣは、誘導電流閾値を絶対値として入力し、異常判定部５０Ｂは、誘導電流の絶対値が（プラスマイナスによらず）誘導電流閾値の絶対値を超えたとき、インバータ回路２０に異常が生じたと判定する。

実際に計測された電流トランスＣＴ２の誘導電流（ＣＴ２出力）は、電線Ｌ２，Ｌ３に流れる電流の方向が切り替わるタイミングでグランドレベルを中心に大きなスパイク状のノイズを含むが、異常判定部５０Ｂは、フィルタリング処理でノイズを除去した後のＣＴ２出力信号に基づいて判定することが好ましい。

（実施例２）
図４（ａ）および図４（ｂ）に示すように、インバータ制御部５０Ａは、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂのインバータ電流が同位相を有するように（同相で）各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を制御する。

インバータ回路２０Ａ，２０Ｂはそれぞれ、出力部に接続された一対の電線Ｌ１，Ｌ２；Ｌ３，Ｌ４を有し（図１参照）、これらの電線のうち、実施例２ではインバータ電流が逆向きに流れるように配置された一対の電線Ｌ１，Ｌ３が電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通される（図４（ｄ）参照）。

一対の電線Ｌ１，Ｌ３に流れるインバータ電流は同極性で同期するが、一対の電線Ｌ１，Ｌ３のインバータ電流が逆向きとなるように電線Ｌ１，Ｌ３を配置して、電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通される。こうして実施例２の異常判定部５０Ｂは、実施例１と同様に、例えば偏磁現象によりインバータ回路２０に異常が生じたと判定することができる。

（実施例３）
図５（ａ）および図５（ｂ）に示すように、インバータ制御部５０Ａは、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂのインバータ電流が逆位相を有するように（逆相で、あるいは１８０度の位相差を有するように）各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を制御する。

インバータ回路２０Ａ，２０Ｂはそれぞれ、出力部に接続された一対の電線Ｌ１，Ｌ２；Ｌ３，Ｌ４を有し（図１参照）、これらの電線のうち、実施例３ではインバータ電流が同じ向きに流れるように配置された一対の電線Ｌ１，Ｌ３が電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通される（図５（ｃ）参照）。こうして実施例３の異常判定部５０Ｂは、実施例１および実施例２と同様に、例えば偏磁現象によりインバータ回路２０に異常が生じたと判定することができる。

（実施例４）
図５（ａ）および図５（ｂ）に示すように、インバータ制御部５０Ａは、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂのインバータ電流が逆位相を有するように（逆相で、あるいは１８０度の位相差を有するように）各スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を制御する。

インバータ回路２０Ａ，２０Ｂはそれぞれ、出力部に接続された一対の電線Ｌ１，Ｌ２；Ｌ３，Ｌ４を有し（図１参照）、これらの電線のうち、実施例４ではインバータ電流が同じ向きに流れるように配置された一対の電線Ｌ２，Ｌ３が電流トランスＣＴ２の中空コイルに挿通される（図５（ｄ）参照）。こうして実施例４の異常判定部５０Ｂは、実施例１～実施例３と同様に、例えば偏磁現象によりインバータ回路２０に異常が生じたと判定することができる。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、短絡移行溶接（ショートアーク溶接）を行なう場合の異常判定について説明したが、第２の実施形態では、溶接中の溶融金属の飛散を実質的に低減または回避するためにパルス溶接を行なう場合の異常判定について以下説明する。第２の実施形態に係る電源装置１の回路構成は、第１の実施形態と同様であるので、重複する内容については説明を省略する。また第２の実施形態では、上記実施例１で説明したように、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂからのインバータ電流が逆向きに流れるように配置された一対の電線Ｌ２，Ｌ３が電流トランスＣＴ２に挿通されて、異常判定部５０Ｂがインバータ回路２０の異常を検出するように構成されている。

パルス溶接を行う場合、図７（ａ）に示すように、被加工物ＭとワイヤＷの間に加える溶接電圧および溶接電流は、所定周期で増減するように制御される。すなわちインバータ制御部５０Ａは、変圧回路３０Ａ，３０Ｂに入力される一次電流（各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂからのインバータ電流）が当該周期で増減するように各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂを制御する。偏磁現象が生じていない場合には、電流トランスＣＴ２に挿通した一対の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流が相殺されるため、電流トランスＣＴ２の磁性体コアに巻回された検出電線の両端Ｌ５，Ｌ６に誘導される誘導電流は零に維持される。

しかし、図７（ｂ）に示すように、一方の変圧回路３０に偏磁現象が生じて変圧回路３０のコア材が磁気飽和を起こすと、変圧回路３０のインダクタンスの値が著しく低下するため、対応するインバータ回路２０に過電流が流れ（インバータの電流が増大し）、電流トランスＣＴ２に挿通した一対の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流の差分値に応じて誘導電流が検出電線の両端Ｌ５，Ｌ６から出力される。

図７（ｃ）は、ノイズなどに起因して一方のインバータ電流が停止した異常時の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流等の波形を示す。一方のインバータ電流が減少または停止すると、同様に、電流トランスＣＴ２に挿通した一対の電線Ｌ２，Ｌ３に流れるインバータ電流の差分値に応じて誘導電流が検出電線の両端Ｌ５，Ｌ６から出力される。この場合、パルス溶接の１周期のうち、溶接電流および溶接電圧が低い期間において、電流トランスＣＴ２からの誘導電流は、所定の誘導電流閾値を超えず、溶接電流および溶接電圧が高い期間においてのみ、所定の誘導電流閾値を超えることはない。

そこで、異常判定部５０Ｂは、パルス溶接の１周期よりも十分に長い判定時間Ｔｓの中で、電流トランスＣＴ２の誘導電流が誘導電流閾値を超えた累積時間Ｔｔを計時し、その比率（Ｔｔ／Ｔｓ）が所定値（異常判定閾値）以上となる場合に偏磁現象が発生していると判定するように構成されている。なお、図７（ａ），（ｂ），（ｃ）では、簡略化のためにインバータ電流のスイッチング周期がパルス溶接の周波数の約半分（すなわちスイッチング周波数がパルス溶接の周波数の約２倍）であるように図示されているが、実際のスイッチング周波数を２０ｋＨｚ～５０ｋＨｚに変動させたとき、パルス溶接の周波数を５０Ｈｚ～３００Ｈｚ程度に制御することができる。

偏磁現象が発生していると異常判定部５０Ｂが判定するときの比率（Ｔｔ／Ｔｓ）の異常判定閾値は、パルス溶接のピーク期間をＴｐ、ベース期間をＴｂとして、Ｔｐ／（Ｔｂ＋Ｔｐ）よりも小さい値に設定される。例えば、正常時のＴｐ／（Ｔｂ＋Ｔｐ）の値が０．２であれば、比率（Ｔｔ／Ｔｓ）の異常判定閾値は、０．１～０．１５程度に設定してもよく、溶接条件に応じて、比率（Ｔｔ／Ｔｓ）の異常判定閾値をより小さく設定することにより異常の検出精度を高めてもよい。

本願では、図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、溶接電流値が高い期間をピーク期間Ｔｐといい、溶接電流値が低い期間をベース期間Ｔｂという。上述のように、電流トランスＣＴ２からの誘導電流は、ピーク期間中に誘導電流閾値を超えるが、ベース期間中には誘導電流閾値を超えない。なお、ピーク期間Ｔｐとベース期間Ｔｂの割合は、作業者が設定する溶接条件（設定電流値、設定電圧値、および使用するワイヤなど）によって、パルス溶接を最適化するように調整されるため、パルス溶接の周波数が同じでもピーク期間Ｔｐとベース期間Ｔｂの割合が異なる場合がある（図８（ａ）および図８（ｂ）参照）。

以上説明したように、本発明の一態様による電源装置は、並列接続された少なくとも一対のインバータ回路２０Ａ，２０Ｂと、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂの出力電圧を変圧する少なくとも一対の変圧回路３０Ａ，３０Ｂと、磁性体コアに検出電線を巻回した中空コイルに、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂのいずれか一方の被検出電線がそれぞれ挿通された電流トランスＣＴ２と、電流トランスＣＴ２に挿通された各被検出電線Ｌ１～Ｌ４に流れる各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂからのインバータ電流の位相が反転するように、各インバータ回路２０Ａ，２０Ｂを構成する複数のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４を制御するインバータ制御部５０Ａと、電流トランスＣＴ２の検出電線に流れる誘導電流に基づいて、一方のインバータ回路２０Ａ，２０Ｂに異常があったか否かを判定する異常判定部５０Ｂと、を備える。

異常判定部５０Ｂは、判定時間Ｔｓのうち、電流トランスＣＴ２により検出された誘導電流が予め設定された誘導電流閾値を超えた累積時間Ｔｔの比率に基づいて異常の有無を判定するものであり、具体的には、比率（Ｔｔ／Ｔｓ）が異常判定閾値以上となるとき異常ありと判定するように構成されている。

［第３の実施形態］
電源装置１は、各インバータ回路２０を構成するスイッチングアームＳＡ１，ＳＡ２に設けた各スイッチング素子の温度を検知する測温素子を備え、異常判定部５０Ｂにより異常と判定されたときの各測温素子の温度差に基づいてスイッチング素子が故障しているか否かを判定する故障判定部を備えていることが好ましい。

例えば、図２（ａ）に示すスイッチングアームＳＡ１を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にサーミスタなどの測温素子を設けると、適性に動作しているスイッチング素子は発熱するが、破損したスイッチング素子は周辺の雰囲気温度と同等の値になる。そこで故障判定部は、両方の測温素子で検出される温度の差を求め、その値が予め設定された閾値より大きくなると、低温側のスイッチング素子が破損していると判断することができる。

故障判定部は、判定結果を出力する出力部を有することが好ましく、メンテナンス時に故障個所を速やかに特定でき、迅速な修理が可能になる。

以上、変圧回路３０から出力された交流電圧を直流電圧に変換する出力側整流回路４０を備え、出力側整流回路４０の出力電圧が溶接トーチに印加可能に構成されている溶接装置のための電源装置について説明したが、本発明の適用対象は溶接装置のための電源装置に限定されることはなく、複数対のインバータ回路を備えているＤＣ／ＤＣコンバータなどの任意の電力変換回路を備えた電源装置全般に適用できる。

例えば、上述した溶接用電源装置に一対以上の複数対のインバータ回路を並列接続したような回路構成を採用した場合に、上述した実施例１～４のいずれかの態様で、各インバータ回路の出力端子に接続された電線を単一の電流トランスＣＴ２に挿通し、電流トランスＣＴ２からの誘導電流と所定の誘導電流閾値とを比較することにより異常判定することができる。なお、一対のインバータ回路ごとに１つの電流トランスＣＴ２を設けて異常判定してもよい。

上述した実施形態は本発明の一例に過ぎず、電源装置の各構成部品の具体的な構成は上述したものに限定されるものではなく、本発明の作用効果が奏される範囲で適宜、変更または変形できることはいうまでもない。

本発明によれば、偏磁現象などに起因してインバータ回路に生じる過電流を安価かつ迅速に検出可能な電源装置を実現できる。

１：電源装置（溶接用電源装置）
１０，１０Ａ，１０Ｂ：入力側整流回路
２０，２０Ａ，２０Ｂ：インバータ回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ：変圧回路
４０，４０Ａ，４０Ｂ：出力側整流回路
５０：制御装置
５０Ａ：インバータ制御部
５０Ｂ：異常判定部
１００：商用電源
Ｃ１，Ｃ２：平滑コンデンサ
ＣＴ１，ＣＴ２：電流トランス
ＤＣＬ：平滑コイル
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４：電線
Ｍ：被加工物
ＴＨ：溶接トーチ
Ｗ：ワイヤ

Claims (4)

1. 並列接続された少なくとも一対のインバータ回路と、
   前記各インバータ回路の出力電圧を変圧する少なくとも一対の変圧回路と、
   磁性体コアに検出電線を巻回した中空コイルに、前記各インバータ回路のいずれか一方の被検出電線がそれぞれ挿通された電流トランスと、
   前記電流トランスに挿通された前記各被検出電線に流れる前記各インバータ回路からのインバータ電流の位相が反転するように、前記各インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子を制御するインバータ制御部と、
   前記電流トランスの前記検出電線に流れる誘導電流に基づいて、一方の前記インバータ回路に異常があったか否かを判定する異常判定部と、
   を備え、前記インバータ制御部は、前記各インバータ回路からのインバータ電流が逆相で同期するように前記各スイッチング素子を制御し、前記電流トランスに挿通された前記各被検出電線は、インバータ電流が同じ向きに流れるように配置された、電源装置。
2. 前記異常判定部は、所定時間（Ｔｓ）中で、前記電流トランスの前記検出電線に流れる誘導電流が所定の電流閾値を超えた累積時間（Ｔｔ）の比率（Ｔｔ／Ｔｓ）に基づいて、一方の前記インバータ回路に異常があったか否かを判定する、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記各インバータ回路を構成する前記各スイッチング素子の温度を検知する複数の測温素子と、
   前記異常判定部が一方の前記インバータ回路に異常があったと判定したとき、前記各測温素子の温度差に基づいて、前記各スイッチング素子が故障しているか否かを判定する故障判定部と、
   をさらに備えている、請求項１または２に記載の電源装置。
4. 請求項１～３のいずれか１項に記載の前記変圧回路から出力された交流電圧を直流電圧に変換する整流回路を備え、前記整流回路から出力された直流電圧が溶接トーチに印加される、溶接用電源装置。

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