JP2022190981A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】最大出力電力を低下させず、かつ、一次巻線に流れる電流が小さい場合でもゼロボルトスイッチングが実現できる電源装置を提供する。【解決手段】電源装置Ａ１において、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４を有するインバータ回路２と、制御回路５とを備えた。スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３が直列接続され、スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ４が直列接続され、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２が同じ極性側に接続されている。制御回路５は、駆動信号Ｐ１，Ｐ４と、駆動信号Ｐ１を半周期ずらした駆動信号Ｐ３と、駆動信号Ｐ４を半周期ずらした駆動信号Ｐ２とを生成し、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４との位相差を調整することで出力電流制御を行い、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの調整デッドタイムを、インバータ回路２の出力電流が小さいほど小さくする。駆動信号Ｐ１～Ｐ４は、それぞれスイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４に入力される。【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置に関する。

インバータ回路が直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換し、トランスが高周波電圧を変圧し、整流回路が整流して出力する電源装置が知られている。また、単相フルブリッジ型のインバータ回路の制御方法として、位相シフト制御が知られている。特許文献１には、位相シフト制御によって制御される電源装置が開示されている。位相シフト制御では、インバータ回路の一方のアームのハイサイドスイッチング素子と他方のアームのローサイドスイッチング素子とでオン期間に位相差を設け、位相差によって出力を調整する。

図７は、位相シフト制御を説明するための図である。同図（ａ）は、電源装置Ａ１０の全体構成を示す図である。同図（ｂ）は、各スイッチング素子に入力される各駆動信号の一例を示す波形図である。同図（ａ）に示すように、インバータ回路２０は、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とからなる第１アームと、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とからなる第２アームとを備えている。制御回路５０で生成された駆動信号Ｐ１～Ｐ４は、ドライブ回路６０で増幅されて、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ入力される。同図（ｂ）に示すように、駆動信号Ｐ４の位相は、駆動信号Ｐ１の位相より遅れている。また、駆動信号Ｐ２の位相は、駆動信号Ｐ３の位相より遅れている。駆動信号Ｐ１（Ｐ３）のパルスと駆動信号Ｐ４（Ｐ２）のパルスとが重なる部分が大きいほど、出力が大きくなる。また、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３（スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４）が同時にオンしないように、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの間（駆動信号Ｐ２のパルスと駆動信号Ｐ４のパルスとの間）には、デッドタイムが設けられている。

図７（ｂ）に示す期間Ａでは、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４がオンになっており、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４を介して、トランス３０の一次巻線に直流電源１０が供給する電流が流れる。期間Ｂでは、スイッチング素子ＴＲ１がオフになるが、トランス３０の一次巻線の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって、スイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードおよびスイッチング素子ＴＲ４を介して、一次巻線に電流が流れ続ける。期間Ｃでは、スイッチング素子ＴＲ３がオンになる。スイッチング素子ＴＲ３がオンに切り替わるとき、還流ダイオードに電流が流れているので、スイッチング素子ＴＲ３のドレイン－ソース間の電圧は「０」である。したがって、ゼロボルトスイッチングとなる。期間Ｄでは、スイッチング素子ＴＲ４がオフになるが、スイッチング素子ＴＲ２の還流ダイオード、直流電源１の平滑コンデンサ、およびスイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードを介して、一次巻線に電流が流れ続ける。期間Ｅでは、スイッチング素子ＴＲ２がオンになっており、スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３を介して、一次巻線に期間Ａとは逆向きの電流が流れる。スイッチング素子ＴＲ２がオンに切り替わるとき、還流ダイオードに電流が流れている場合、スイッチング素子ＴＲ２のドレイン－ソース間の電圧は「０」である。したがって、ゼロボルトスイッチングとなる。以下、上記期間Ｂ，Ｃ，Ｄのハイサイドとローサイドとを反対にした状態になって、期間Ａに戻る。このように、位相シフト制御では、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４がオンに切り替わるときに、ゼロボルトスイッチングが実現できる。

特開２００４－３２２１８９号公報

しかしながら、トランス３０の一次巻線の漏れインダクタンスが小さく、かつ、一次巻線に流れる電流が小さい場合、一次巻線の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーは少ない。この場合、期間Ｅに達する前にエネルギーが消費されてしまう。期間Ｅまでにエネルギーが消費されてしまうと、スイッチング素子ＴＲ２がオンに切り替わるときに、還流ダイオードに電流が流れておらず、ゼロボルトスイッチングが実現できない。トランス３０の一次巻線にコイルを直列接続して漏れインダクタンスを大きくすれば、期間Ｅに達する前にエネルギーが消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現できる。しかし、漏れインダクタンスが大きくなると、漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが多くなる代わりに、二次側に伝達されるエネルギーが減少する。つまり、漏れインダクタンスを大きくしたことで、電源装置Ａ１０の最大出力電力が低下する。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、最大出力電力を低下させず、かつ、一次巻線に流れる電流が小さい場合でもゼロボルトスイッチングが実現できる電源装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される電源装置は、それぞれ２個のスイッチング素子が直列接続された第１アームおよび第２アームを有するインバータ回路と、前記第１アームの第１スイッチング素子に入力される第１駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第１スイッチング素子と同じ極性側に接続された第２スイッチング素子に入力される第２駆動信号と、前記第１アームの第３スイッチング素子に入力される第３駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第３スイッチング素子と同じ極性側に接続された第４スイッチング素子に入力される第４駆動信号とを生成する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記第１駆動信号を半周期ずらした信号を前記第３駆動信号として生成し、前記第４駆動信号を半周期ずらした信号を前記第２駆動信号として生成し、前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングと前記第４駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングとの位相差を調整することで出力電流制御を行い、前記第４駆動信号のパルスと前記第２駆動信号のパルスとの調整デッドタイムを、前記インバータ回路の出力電流が小さいほど小さくする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記電源装置の出力電流と目標電流値との偏差に基づいて、前記位相差を設定する位相差設定部を備え、前記位相差に基づいて前記調整デッドタイムを設定する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサをさらに備え、前記制御回路は、前記電流センサの検出値に基づいて前記調整デッドタイムを設定する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記インバータ回路の出力電流に基づく調整値を設定する調整値設定部と、所定の周期を設定する周期設定部と、所定のパルス幅を設定するパルス幅設定部と、前記所定の周期ごとにパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成部と、前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりから前記所定の周期の半周期経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第３駆動信号を生成する第３駆動信号生成部と、前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりから前記位相差の経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅および前記調整値の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第４駆動信号を生成する第４駆動信号生成部と、前記第３駆動信号のパルスの立ち上がりから前記位相差の経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅および前記調整値の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成部とを備えている。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路に直流電圧を供給する直流電源と、前記インバータ回路が出力する高周波電圧を変圧するトランスと、前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する整流回路とをさらに備え、前記インバータ回路によって制御された直流電流を溶接トーチに出力する。

本発明によると、調整デッドタイムは、インバータ回路の出力電流が小さいほど小さくなる。したがって、インバータ回路の出力電流が小さく、トランス３０の一次巻線の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが少ない場合に、調整デッドタイム（図７（ｂ）の期間Ｄ参照）が小さくなって、期間Ｅまでに消費されるエネルギーが抑制される。これにより、本発明に係る電源装置は、期間Ｅまでにエネルギーが消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現する。また、トランス３０の一次巻線の漏れインダクタンスは増加させないので、本発明に係る電源装置は、最大出力電力を低下させない。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る溶接電源装置の全体構成を示す図である。 各スイッチング素子に入力される各駆動信号の一例を示す波形図である。 駆動信号生成部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。 第１実施形態に係る溶接電源装置の変形例を示す図である。 （ａ）は第２実施形態に係る溶接電源装置の制御回路を示すブロック図であり、（ｂ）は第３実施形態に係る溶接電源装置の制御回路を示すブロック図である。 第４実施形態に係る溶接電源装置の全体構成を示す図である。 （ａ）は従来の溶接電源装置の全体構成を示す図であり、（ｂ）は各スイッチング素子に入力される各駆動信号の一例を示す波形図である。

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る電源装置を溶接電源装置として用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図であり、溶接電源装置Ａ１の全体構成を示す図である。

溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＢの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、直流電源１、インバータ回路２、トランス３、整流回路４、制御回路５、ドライブ回路６、および、電流センサ７を備えている。

直流電源１は、直流電圧を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電圧を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１の構成は限定されず、インバータ回路２に直流電圧を出力するものであればよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を高周波電圧に変換して、トランス３に出力する。インバータ回路２は、単相フルブリッジ型のインバータであり、４個のスイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４を備えている。本実施形態では、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。

スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とは、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子とスイッチング素子ＴＲ３のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子ＴＲ１のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ３のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とは、スイッチング素子ＴＲ２のソース端子とスイッチング素子ＴＲ４のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子ＴＲ２のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ４のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とで形成されているブリッジ構造を第１アーム２１とし、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とで形成されているブリッジ構造を第２アーム２２とする。第１アーム２１のスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３との接続点には出力ラインＣ１が接続され、第２アーム２２のスイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４との接続点には出力ラインＣ２が接続されている。

各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４には、それぞれ逆並列に還流ダイオードが接続されている。また、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４のドレイン端子とソース端子との間には、それぞれスナバコンデンサが接続されている。各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４のゲート端子には、ドライブ回路６から出力される駆動信号Ｐ１～Ｐ４（後述）がそれぞれ入力される。各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４は、それぞれ駆動信号Ｐ１～Ｐ４に基づいて、オンとオフとを切り替えられる。これにより、直流電圧が高周波電圧に変換される。なお、インバータ回路２の構成は限定されない。

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流回路４に出力する。トランス３は、一次巻線３１および二次巻線３２を備えている。一次巻線３１の一方の入力端子は出力ラインＣ１に接続され、他方の入力端子は出力ラインＣ２に接続されている。また、二次巻線３２の一方の出力端子は整流回路４の一方の入力端子に接続され、他方の出力端子は整流回路４の他方の入力端子に接続されている。二次巻線３２には、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。一次巻線３１および二次巻線３２は、それぞれ図示しないコアに巻回されており、互いに磁気結合可能である。なお、トランス３の構成は限定されない。

整流回路４は、トランス３のセンタタップを用いた両波整流回路であり、トランス３が出力する高周波電流を整流して、直流電流として出力する。整流回路４は、２個の整流用ダイオード４１，４２と、直流リアクトル４３とを備えている。整流用ダイオード４１，４２は、トランス３の二次巻線３２の各出力端子に、それぞれアノード端子が接続されて、それぞれのカソード端子が互いに接続されている。直流リアクトル４３は、整流用ダイオード４１，４２のカソード端子側での接続点と、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。トランス３のセンタタップは、溶接電源装置Ａ１の出力端子ｂに接続されている。整流回路４が出力する直流電流が、溶接電流として溶接トーチＢに流れる。なお、整流回路４の構成は限定されない。

電流センサ７は、トランス３のセンタタップと出力端子ｂとの間の接続線に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出して、電流信号Ｉとして制御回路５に出力する。なお、電流センサ７の配置位置は限定されず、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出できればよい。

制御回路５は、インバータ回路２を制御する構成であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路５は、インバータ回路２を制御するための駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成して、ドライブ回路６に出力する。制御回路５は、出力電流制御を行っており、電流センサ７より入力される電流信号Ｉに基づいて、溶接電源装置Ａ１の出力電流をフィードバック制御する。また、制御回路５は、位相シフト制御に類似する制御を行う。具体的には、制御回路５は、位相シフト制御と同様に、インバータ回路２のスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ４（スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ２）でオン期間の位相差を調整することで、出力電流を制御する。制御回路５は、当該位相差を大きくすることで、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ４（スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ２）が同時にオンになる期間を短くして、位相差がない場合（位相差が「０」の場合）より、溶接電源装置Ａ１の出力電流を小さくする。また、本実施形態では、制御回路５は、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とによる短絡を防止するためのデッドタイムを、位相差に応じて変化させる。制御回路５は、機能構成として、目標設定部５１、減算部５２、位相差設定部５３、および駆動信号生成部５４を備えている。

目標設定部５１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の目標値である目標電流値Ｉ^*を設定する。目標設定部５１は、設定された目標電流値Ｉ^*を、減算部５２に出力する。目標設定部５１は、作業者によって入力されたり、あらかじめプログラミングされている溶接条件に基づいて、目標電流値Ｉ^*を設定する。減算部５２は、電流センサ７より入力される電流信号Ｉと、目標設定部５１より入力される目標電流値Ｉ^*との偏差ΔＩ（＝Ｉ^*－Ｉ）を算出して、位相差設定部５３に出力する。位相差設定部５３は、入力される偏差ΔＩに基づいて、偏差ΔＩを「０」にするための位相差ｔθを算出して、駆動信号生成部５４に出力する。なお、位相差ｔθの算出方法は限定されない。位相差ｔθは、偏差ΔＩが大きいほど小さくなり、偏差ΔＩが小さいほど大きくなる。

駆動信号生成部５４は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに基づいて駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成して、ドライブ回路６に出力する。駆動信号Ｐ１～Ｐ４は、ドライブ回路６で増幅されて、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ入力される。

図２は、各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の一例を示す波形図である。駆動信号Ｐ１および駆動信号Ｐ３は、所定の周期Ｔで所定のパルス幅Ｔｏｎを有するパルス信号である。駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ３とは、位相が半周期（Ｔ／２）ずれている。周期Ｔおよびパルス幅Ｔｏｎはあらかじめ固定された値が設定されている。したがって、駆動信号Ｐ１および駆動信号Ｐ３は、波形が変化せず固定されている。また、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの間に設けられたデッドタイムも固定されており、半周期（Ｔ／２）からパルス幅Ｔｏｎを減じた期間ｔ_d（＝Ｔ／２－Ｔｏｎ）になる。

一方、駆動信号Ｐ２および駆動信号Ｐ４は、波形が固定されておらず、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに応じて変化する。駆動信号Ｐ４は、パルスの立ち上がりタイミングが、駆動信号Ｐ１より位相差ｔθだけ遅れる。駆動信号Ｐ２は、パルスの立ち上がりタイミングが、駆動信号Ｐ３より位相差ｔθだけ遅れる。したがって、駆動信号Ｐ４と駆動信号Ｐ２とは、位相が半周期（Ｔ／２）ずれている。また、駆動信号Ｐ２および駆動信号Ｐ４のパルス幅は、位相差ｔθに基づいて設定された調整値Δｔに応じて変化し、パルス幅Ｔｏｎに調整値Δｔを加算したパルス幅になる。これにより、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの間に設けられたデッドタイムは、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ３とのデッドタイムより調整値Δｔだけ短い調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）になる。

調整値Δｔは、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに基づいて設定される。本実施形態では、位相差ｔθが（０°≦ｔθ＜９０°）の場合に調整値Δｔとして「０」が設定され、（９０°≦ｔθ＜１３５°）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ１（＞０）が設定され、（１３５°≦ｔθ）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ２（＞Δｔ１）が設定される。つまり、位相差ｔθが大きいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定されている。したがって、位相差ｔθが大きいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。また、位相差ｔθが大きいほど、駆動信号Ｐ１（Ｐ３）のパルスと駆動信号Ｐ４（Ｐ２）のパルスとが重なる部分が小さくなるので、インバータ回路２の出力電流が小さくなる。したがって、インバータ回路２の出力電流が小さいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は、短絡を防止するためのデッドタイムの最小値ｔ_minより小さくならないように制限される。したがって、Δｔは、Δｔ≦ｔ_d－ｔ_minの範囲で設定される。

たとえば、各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の周期Ｔが１２．５μｓ（周波数８０ｋＨｚ）の場合の一例として、駆動信号Ｐ１，Ｐ３のパルス幅をＴｏｎ＝５．７５μｓとすると、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの間に設けられたデッドタイムは、ｔ_d＝０.５（１２．５／２－５．７５）μｓになる。この場合、たとえば、調整値Δｔとして、Δｔ１＝０．１μｓ、Δｔ２＝０．２μｓが設定される。

なお、位相差ｔθが大きいほど、調整値Δｔが大きくなればよく、調整値Δｔの設定方法は、上記に限定されない。本実施形態では、調整値Δｔが３段階で設定されているが、２段階で設定されてもよく、４段階以上で設定されてもよい。また、調整値Δｔは、位相差ｔθに対して線型的に変化するよう設定されてもよい。調整値Δｔの設定方法および各設定値は、実験やシミュレーションに基づいて設定される。

駆動信号Ｐ２,Ｐ４のパルス幅が固定されていないので、制御回路５が行う制御は、通常の位相シフト制御とは異なる。また、駆動信号Ｐ１，Ｐ３のパルス幅が固定されているので、制御回路５が行う制御は、通常のＰＷＭ制御とも異なる。

図２において、各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の最も左側のパルスは、位相差ｔθ＝４５°の場合を示している。駆動信号Ｐ４（Ｐ２）は、パルスの立ち上がりタイミングが、駆動信号Ｐ１（Ｐ３）より位相差ｔθ＝４５°だけ遅れている。この場合、調整値Δｔとして「０」が設定される。したがって、駆動信号Ｐ２,Ｐ４のパルス幅は、駆動信号Ｐ１,Ｐ３と同様、Ｔｏｎである。また、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの間に設けられた調整デッドタイムは、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの間に設けられたデッドタイムと同様、ｔ_dである。

各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の左から２番目のパルスは、位相差ｔθ＝９０°の場合を示している。駆動信号Ｐ４（Ｐ２）は、パルスの立ち上がりタイミングが、駆動信号Ｐ１（Ｐ３）より位相差ｔθ＝９０°だけ遅れている。この場合、調整値ΔｔとしてΔｔ１が設定される。したがって、駆動信号Ｐ２,Ｐ４のパルス幅は、（Ｔｏｎ＋Δｔ１）である。また、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの間に設けられた調整デッドタイムは、（ｔ_d－Δｔ１）である。

各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の左から３番目のパルスは、位相差ｔθ＝１３５°の場合を示している。駆動信号Ｐ４（Ｐ２）は、パルスの立ち上がりタイミングが、駆動信号Ｐ１（Ｐ３）より位相差ｔθ＝１３５°だけ遅れている。この場合、調整値ΔｔとしてΔｔ２が設定される。したがって、駆動信号Ｐ２,Ｐ４のパルス幅は、（Ｔｏｎ＋Δｔ２）である。また、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの間に設けられた調整デッドタイムは、（ｔ_d－Δｔ２）である。

位相差ｔθが変化することで、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ４のパルスとの重なり期間（図２においてハッチングを付している期間Ａ）が変化し、駆動信号Ｐ３のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの重なり期間（図２においてハッチングを付している）が変化している。このように、制御回路５は、位相差ｔθに応じて、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ４のパルスとの重なり期間の長さ、および、駆動信号Ｐ３のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの重なり期間の長さを調整することで、電源装置Ａ１０の出力電流を制御する。

また、位相差ｔθが大きく、電源装置Ａ１０の出力電流が抑制される場合、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの間に設けられた調整デッドタイム（図２における期間Ｄ）は小さくなる。期間Ｃでは、スイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードおよびスイッチング素子ＴＲ４を介して、一次巻線３１に電流が流れる。一方、期間Ｄでは、スイッチング素子ＴＲ２の還流ダイオード、直流電源１の平滑コンデンサ、およびスイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードを介して、一次巻線３１に電流が流れる。期間Ｄの方が期間Ｃより消費されるエネルギーが大きい。したがって、調整デッドタイム（期間Ｄ）を小さくすることで、期間Ｅまでに消費されるエネルギーを抑制できる。

図３は、駆動信号生成部５４の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。図３に示すように、駆動信号生成部５４は、機能構成として、Ｐ１生成部５４１、Ｐ２生成部５４２、Ｐ３生成部５４３、Ｐ４生成部５４４、周期設定部５４５、パルス幅設定部５４６、デッドタイム設定部５４７、および調整値設定部５４８を備えている。

周期設定部５４５は、所定の周期Ｔを設定する。周期設定部５４５は、設定された周期ＴをＰ１生成部５４１に出力する。また、周期設定部５４５は、周期Ｔの半周期（Ｔ／２）をＰ３生成部５４３およびデッドタイム設定部５４７に出力する。パルス幅設定部５４６は、所定のパルス幅Ｔｏｎを設定する。パルス幅設定部５４６は、設定されたパルス幅Ｔｏｎを、Ｐ１生成部５４１、Ｐ２生成部５４２、Ｐ３生成部５４３、Ｐ４生成部５４４、およびデッドタイム設定部５４７に出力する。デッドタイム設定部５４７は、周期設定部５４５から入力される半周期（Ｔ／２）と、パルス幅設定部５４６から入力されるパルス幅Ｔｏｎとに基づいて、デッドタイムｔ_d（＝Ｔ／２－Ｔｏｎ）を設定する。デッドタイム設定部５４７は、設定されたデッドタイムｔ_dをＰ２生成部５４２およびＰ３生成部５４３に出力する。調整値設定部５４８は、位相差設定部５３から入力される位相差ｔθに基づいて、調整値Δｔを設定する。調整値設定部５４８は、調整値ΔｔをＰ２生成部５４２およびＰ４生成部５４４に出力する。

Ｐ１生成部５４１は、周期設定部５４５から入力される周期Ｔと、パルス幅設定部５４６から入力されるパルス幅Ｔｏｎとに基づいて、駆動信号Ｐ１を生成する。Ｐ１生成部５４１は、周期Ｔごとにパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりからパルス幅Ｔｏｎの経過後にパルスを立ち下げることで、駆動信号Ｐ１を生成する。

Ｐ３生成部５４３は、周期設定部５４５から入力される半周期（Ｔ／２）と、パルス幅設定部５４６から入力されるパルス幅Ｔｏｎと、Ｐ１生成部５４１から入力される駆動信号Ｐ１とに基づいて、駆動信号Ｐ３を生成する。Ｐ３生成部５４３は、駆動信号Ｐ１の立ち上がりから半周期（Ｔ／２）経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりからパルス幅Ｔｏｎの経過後にパルスを立ち下げることで、駆動信号Ｐ３を生成する。なお、Ｐ３生成部５４３は、デッドタイム設定部５４７からデッドタイムｔ_dを入力され、駆動信号Ｐ１の立ち下がりからデッドタイムｔ_d経過後にパルスを立ち上げてもよい。また、Ｐ３生成部５４３は、駆動信号Ｐ３のパルスの立ち下がりから、半周期（Ｔ／２）とデッドタイムｔ_dの経過後にパルスを立ち上げてもよい。

Ｐ４生成部５４４は、パルス幅設定部５４６から入力されるパルス幅Ｔｏｎと、位相差設定部５３から入力される位相差ｔθと、調整値設定部５４８から入力される調整値Δｔと、Ｐ１生成部５４１から入力される駆動信号Ｐ１とに基づいて、駆動信号Ｐ４を生成する。Ｐ４生成部５４４は、駆動信号Ｐ１のパルスの立ち上がりから位相差ｔθの経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりからパルス幅（Ｔｏｎ＋Δｔ）の経過後にパルスを立ち下げることで、駆動信号Ｐ４を生成する。

Ｐ２生成部５４２は、パルス幅設定部５４６から入力されるパルス幅Ｔｏｎと、位相差設定部５３から入力される位相差ｔθと、調整値設定部５４８から入力される調整値Δｔと、Ｐ３生成部５４３から入力される駆動信号Ｐ３とに基づいて、駆動信号Ｐ２を生成する。Ｐ２生成部５４２は、駆動信号Ｐ３のパルスの立ち上がりから位相差ｔθの経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりからパルス幅（Ｔｏｎ＋Δｔ）の経過後にパルスを立ち下げることで、駆動信号Ｐ２を生成する。なお、Ｐ２生成部５４２は、デッドタイム設定部５４７からデッドタイムｔ_dを入力され、Ｐ４生成部５４４から駆動信号Ｐ４を入力されて、駆動信号Ｐ４の立ち下がりから調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）経過後にパルスを立ち上げてもよい。

Ｐ１生成部５４１が生成した駆動信号Ｐ１と、Ｐ２生成部５４２が生成した駆動信号Ｐ２と、Ｐ３生成部５４３が生成した駆動信号Ｐ３と、Ｐ４生成部５４４が生成した駆動信号Ｐ４とは、ドライブ回路６で増幅されて、インバータ回路２のスイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ入力される。なお、駆動信号生成部５４の内部構成は上記に限定されない。駆動信号生成部５４は、図２に示す駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成できればよい。なお、制御回路５の各部はディジタル回路として実現してもよいし、アナログ回路として実現してもよい。

次に、溶接電源装置Ａ１の作用効果について説明する。

本実施形態によると、制御回路５は、駆動信号Ｐ１～Ｐ４を生成して、インバータ回路２の各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ入力する。位相差設定部５３は、減算部５２が算出した、電流信号Ｉと目標電流値Ｉ^*との偏差ΔＩに基づいて位相差ｔθを設定する。駆動信号生成部５４は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに応じて、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ４のパルスとの重なり期間の長さ、および、駆動信号Ｐ３のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの重なり期間の長さを調整することで、電源装置Ａ１０の出力電流を制御する。調整値設定部５４８は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに基づいて調整値Δｔを設定する。調整値設定部５４８は、位相差ｔθが大きいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定する。駆動信号生成部５４は、駆動信号Ｐ４のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの間に設けられたデッドタイムを、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ３とのデッドタイムｔ_dより調整値Δｔだけ短い調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）とする。位相差ｔθが大きく、インバータ回路２の出力電流が小さくなるほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。したがって、インバータ回路２の出力電流が小さく、トランス３の一次巻線３１の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーが少ない場合に、調整デッドタイム（図２の各期間Ｄ参照）が小さくなって、期間Ｅまでに消費されるエネルギーが抑制される。これにより、溶接電源装置Ａ１は、漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーが期間Ｅまでに消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現する。また、トランス３の一次巻線３１の漏れインダクタンスは増加させないので、溶接電源装置Ａ１は、最大出力電力を低下させない。

また、本実施形態によると、調整値設定部５４８は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθに基づいて調整値Δｔを設定する。駆動信号生成部５４は、調整値設定部５４８が設定する調整値Δｔに基づいて、調整デッドタイムを設定する。位相差ｔθが大きいほど、調整値Δｔが大きい値に設定されるので、調整デッドタイムは小さくなる。また、位相差ｔθが大きいほど、インバータ回路２の出力電流が小さくなる。したがって、制御回路５は、インバータ回路２の出力電流が小さくなる場合に、調整デッドタイムを小さくできる。

また、本実施形態によると、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ４のパルスとの重なり期間（図２の各期間Ａ参照）が、駆動信号Ｐ３のパルスと駆動信号Ｐ２のパルスとの重なり期間（図２の各期間Ｅ参照）と同じなので、正極側の通電時間と負極側の通電時間とが等しくなる。これにより、溶接電源装置Ａ１は、トランス３の偏磁を抑制できる。

なお、本実施形態においては、制御回路５が、駆動信号Ｐ４（Ｐ２）のパルスの立ち上がりタイミングを、駆動信号Ｐ１（Ｐ３）より位相差ｔθだけ遅らせる場合について説明したが、これに限られない。制御回路５は、駆動信号Ｐ４（Ｐ２）のパルスの立ち上がりタイミングを、駆動信号Ｐ１（Ｐ３）より位相差ｔθだけ進めてもよい。

また、本実施形態においては、駆動信号Ｐ１がスイッチング素子ＴＲ１に入力され、駆動信号Ｐ２がスイッチング素子ＴＲ２に入力され、駆動信号Ｐ３がスイッチング素子ＴＲ３に入力され、駆動信号Ｐ４がスイッチング素子ＴＲ４に入力される場合について説明したが、これに限られない。例えば、図４（ａ）に示すように、駆動信号Ｐ１がスイッチング素子ＴＲ２に入力され、駆動信号Ｐ２がスイッチング素子ＴＲ１に入力され、駆動信号Ｐ３がスイッチング素子ＴＲ４に入力され、駆動信号Ｐ４がスイッチング素子ＴＲ３に入力されてもよい。すなわち、第１アーム２１が、基準になるアームであってもよいし、制御の対象になるアームであってもよい。また、図４（ｂ）に示すように、駆動信号Ｐ１がスイッチング素子ＴＲ３に入力され、駆動信号Ｐ２がスイッチング素子ＴＲ４に入力され、駆動信号Ｐ３がスイッチング素子ＴＲ１に入力され、駆動信号Ｐ４がスイッチング素子ＴＲ２に入力されてもよい。

また、本実施形態においては、制御回路５が各駆動信号Ｐ１～Ｐ４を、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４のいずれかに固定して出力する場合について説明したが、これに限られない。制御回路５は、各駆動信号Ｐ１～Ｐ４の出力先を、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４で定期的に切り替えてもよい。この場合、駆動信号Ｐ４，Ｐ２が入力されて、オン期間が変動するスイッチング素子が固定されないので、同じスイッチング素子だけに負担がかかることを防止できる。

図５～図６は、本開示の他の実施形態を示している。なお、これらの図において、上記実施形態と同一または類似の要素には、上記実施形態と同一の符号を付して、重複する説明を省略する。

〔第２実施形態〕
図５（ａ）は、本開示の第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図であり、制御回路５を示すブロック図である。図５（ａ）においては、制御回路５以外の構成の記載を省略している。本実施形態に係る溶接電源装置Ａ２は、駆動信号生成部５４が電流センサ７より入力される電流信号Ｉに基づいて調整値Δｔを設定する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。本実施形態の他の部分の構成および動作は、第１実施形態と同様である。

本実施形態では、駆動信号生成部５４は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθの代わりに、電流センサ７より入力される電流信号Ｉに基づいて調整値Δｔを設定する。本実施形態では、電流信号Ｉが（Ｉ１≦Ｉ）の場合に調整値Δｔとして「０」が設定され、（Ｉ２≦Ｉ＜Ｉ１）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ１（＞０）が設定され、（Ｉ＜Ｉ２）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ２（＞Δｔ１）が設定される。つまり、電流信号Ｉが小さいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定されている。したがって、電流信号Ｉが小さいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。また、電流信号Ｉは、インバータ回路２の出力電流に略比例する。したがって、インバータ回路２の出力電流が小さいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。Ｉ１は、期間Ｅに達する前に消費されてしまわないエネルギーを蓄えられる電流に対応した値が設定され、たとえば、溶接電源装置Ａ２の定格電流の７５％程度に対応した値が設定される。Ｉ２は、Ｉ１より小さい値が設定される。なお、電流信号Ｉが小さいほど、調整値Δｔが大きくなればよく、調整値Δｔの設定方法は、上記に限定されない。本実施形態では、調整値Δｔが３段階で設定されているが、２段階で設定されてもよく、４段階以上で設定されてもよい。また、調整値Δｔは、電流信号Ｉに対して線型的に変化するよう設定されてもよい。調整値Δｔの設定方法および各設定値は、実験やシミュレーションに基づいて設定される。

本実施形態によると、駆動信号生成部５４は、電流センサ７より入力される電流信号Ｉに基づいて調整値Δｔを設定する。駆動信号生成部５４は、電流信号Ｉが小さいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定する。電流信号Ｉはインバータ回路２の出力電流に略比例するので、インバータ回路２の出力電流が小さくなるほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。したがって、溶接電源装置Ａ２は、漏れインダクタンスに蓄えられエネルギーが期間Ｅまでに消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現し、かつ、最大出力電力を低下させない。また、制御回路５は、インバータ回路２の出力電流が小さくなる場合に、調整デッドタイムを小さくできる。また、本実施形態においても、正極側の通電時間と負極側の通電時間とが等しくなるので、溶接電源装置Ａ２は、トランス３の偏磁を抑制できる。

〔第３実施形態〕
図５（ｂ）は、本開示の第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を説明するための図であり、制御回路５を示すブロック図である。図５（ｂ）においては、制御回路５以外の構成の記載を省略している。本実施形態に係る溶接電源装置Ａ３は、駆動信号生成部５４が目標設定部５１より入力される目標電流値Ｉ^*に基づいて調整値Δｔを設定する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。本実施形態の他の部分の構成および動作は、第１実施形態と同様である。

本実施形態では、駆動信号生成部５４は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθの代わりに、目標設定部５１より入力される目標電流値Ｉ^*に基づいて調整値Δｔを設定する。本実施形態では、目標電流値Ｉ^*が（Ｉ１≦Ｉ^*）の場合に調整値Δｔとして「０」が設定され、（Ｉ２≦Ｉ^*＜Ｉ１）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ１（＞０）が設定され、（Ｉ^*＜Ｉ２）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ２（＞Δｔ１）が設定される。つまり、目標電流値Ｉ^*が小さいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定されている。したがって、目標電流値Ｉ^*が小さいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。また、溶接電源装置Ａ３の出力電流は、目標電流値Ｉ^*に制御されるので、目標電流値Ｉ^*が小さいほど小さくなる。また、インバータ回路２の出力電流は、溶接電源装置Ａ３の出力電流に略比例する。したがって、インバータ回路２の出力電流が小さいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。Ｉ１は、期間Ｅに達する前に消費されてしまわないエネルギーを蓄えられる電流に対応した値が設定され、たとえば、溶接電源装置Ａ３の定格電流の７５％程度に対応した値が設定される。Ｉ２は、Ｉ１より小さい値が設定される。なお、目標電流値Ｉ^*が小さいほど、調整値Δｔが大きくなればよく、調整値Δｔの設定方法は、上記に限定されない。本実施形態では、調整値Δｔが３段階で設定されているが、２段階で設定されてもよく、４段階以上で設定されてもよい。また、調整値Δｔは、電流信号Ｉに対して線型的に変化するよう設定されてもよい。調整値Δｔの設定方法および各設定値は、実験やシミュレーションに基づいて設定される。

本実施形態によると、駆動信号生成部５４は、目標設定部５１より入力される目標電流値Ｉ^*に基づいて調整値Δｔを設定する。駆動信号生成部５４は、目標電流値Ｉ^*が小さいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定する。溶接電源装置Ａ３の出力電流は目標電流値Ｉ^*に制御され、インバータ回路２の出力電流は溶接電源装置Ａ３の出力電流に略比例するので、インバータ回路２の出力電流が小さくなるほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。したがって、溶接電源装置Ａ３は、漏れインダクタンスに蓄えられエネルギーが期間Ｅまでに消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現し、かつ、最大出力電力を低下させない。また、制御回路５は、インバータ回路２の出力電流が小さくなる場合に、調整デッドタイムを小さくできる。また、本実施形態においても、正極側の通電時間と負極側の通電時間とが等しくなるので、溶接電源装置Ａ３は、トランス３の偏磁を抑制できる。

〔第４実施形態〕
図６は、本開示の第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を説明するための図であり、溶接電源装置Ａ４の全体構成を示す図である。本実施形態に係る溶接電源装置Ａ４は、駆動信号生成部５４が電流センサ８より入力される電流信号Ｉ’に基づいて調整値Δｔを設定する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。本実施形態の他の部分の構成および動作は、第１実施形態と同様である。

本実施形態では、溶接電源装置Ａ４は、電流センサ８をさらに備えている。電流センサ８は、出力ラインＣ２に配置されており、インバータ回路２の出力電流を検出して、電流信号Ｉ’として制御回路５に出力する。なお、電流センサ８の配置位置は限定されず、インバータ回路２の出力電流を検出できればよい。たとえば、電流センサ８は、出力ラインＣ１に配置されてもよい。また、電流センサ８は、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ配置されて、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４に流れる電流を検出してもよい。

また、本実施形態では、駆動信号生成部５４は、位相差設定部５３より入力される位相差ｔθの代わりに、電流センサ８より入力される電流信号Ｉ’に基づいて調整値Δｔを設定する。本実施形態では、駆動信号生成部５４は、電流センサ８より入力される電流信号Ｉ’に基づいて、インバータ回路２の出力電流の電流実効値Ｉ_rmsを算出する。駆動信号生成部５４は、算出した電流実効値Ｉ_rmsに基づいて調整値Δｔを設定する。本実施形態では、電流実効値Ｉ_rmsが（Ｉ１≦Ｉ_rms）の場合に調整値Δｔとして「０」が設定され、（Ｉ２≦Ｉ_rms＜Ｉ１）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ１（＞０）が設定され、（Ｉ_rms＜Ｉ２）の場合に調整値ΔｔとしてΔｔ２（＞Δｔ１）が設定される。つまり、電流実効値Ｉ_rmsが小さいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定されている。したがって、インバータ回路２の出力電流（電流実効値Ｉ_rms）が小さいほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。Ｉ１は、期間Ｅに達する前に消費されてしまわないエネルギーを蓄えられる電流に対応した値が設定され、たとえば、インバータ回路２の定格電流の７５％程度に対応した値が設定される。Ｉ２は、Ｉ１より小さい値が設定される。なお、電流実効値Ｉ_rmsが小さいほど、調整値Δｔが大きくなればよく、調整値Δｔの設定方法は、上記に限定されない。本実施形態では、調整値Δｔが３段階で設定されているが、２段階で設定されてもよく、４段階以上で設定されてもよい。また、調整値Δｔは、電流実効値Ｉ_rmsに対して線型的に変化するよう設定されてもよい。調整値Δｔの設定方法および各設定値は、実験やシミュレーションに基づいて設定される。

本実施形態によると、駆動信号生成部５４は、電流センサ８より入力される電流信号Ｉ’に基づいて電流実効値Ｉ_rmsを算出し、電流実効値Ｉ_rmsに基づいて調整値Δｔを設定する。駆動信号生成部５４は、電流実効値Ｉ_rmsが小さいほど、調整値Δｔが大きくなるように設定する。したがって、インバータ回路２の出力電流（電流実効値Ｉ_rms）が小さくなるほど、調整デッドタイム（ｔ_d－Δｔ）は小さくなる。これにより、溶接電源装置Ａ４は、漏れインダクタンスに蓄えられエネルギーが期間Ｅまでに消費されてしまうことを防いで、ゼロボルトスイッチングを実現し、かつ、最大出力電力を低下させない。また、制御回路５は、インバータ回路２の出力電流が小さくなる場合に、調整デッドタイムを小さくできる。また、本実施形態においても、正極側の通電時間と負極側の通電時間とが等しくなるので、溶接電源装置Ａ２は、トランス３の偏磁を抑制できる。

なお、上記第１～４実施形態においては、本発明を溶接電源装置に適用した場合について説明したが、これに限られない。本発明は、インバータ回路で直流電圧を高周波電圧に変換するすべての電源装置に適用可能である。

本発明に係る電源装置は、上記した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１～Ａ４：溶接電源装置、１：直流電源、２：インバータ回路、２１：第１アーム、２２：第２アーム、ＴＲ１～ＴＲ４：スイッチング素子、３：トランス、４：整流回路、５：制御回路、５３：位相差設定部、５４１：Ｐ１生成部、５４２：Ｐ２生成部、５４３：Ｐ３生成部、５４４：Ｐ４生成部、５４５：周期設定部、５４６：パルス幅設定部、５４８：調整値設定部、８：電流センサ、Ｂ:溶接トーチ

Claims (5)

1. それぞれ２個のスイッチング素子が直列接続された第１アームおよび第２アームを有するインバータ回路と、
   前記第１アームの第１スイッチング素子に入力される第１駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第１スイッチング素子と同じ極性側に接続された第２スイッチング素子に入力される第２駆動信号と、前記第１アームの第３スイッチング素子に入力される第３駆動信号と、前記第２アームにおいて前記第３スイッチング素子と同じ極性側に接続された第４スイッチング素子に入力される第４駆動信号とを生成する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記第１駆動信号を半周期ずらした信号を前記第３駆動信号として生成し、
   前記第４駆動信号を半周期ずらした信号を前記第２駆動信号として生成し、
   前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングと前記第４駆動信号のパルスの立ち上がりタイミングとの位相差を調整することで出力電流制御を行い、
   前記第４駆動信号のパルスと前記第２駆動信号のパルスとの調整デッドタイムを、前記インバータ回路の出力電流が小さいほど小さくする、
   電源装置。
2. 前記制御回路は、
   前記電源装置の出力電流と目標電流値との偏差に基づいて、前記位相差を設定する位相差設定部を備え、
   前記位相差に基づいて前記調整デッドタイムを設定する、
   請求項１に記載の電源装置。
3. 前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサをさらに備え、
   前記制御回路は、
   前記電流センサの検出信号に基づいて前記調整デッドタイムを設定する、
   請求項１に記載の電源装置。
4. 前記制御回路は、
   前記インバータ回路の出力電流に基づく調整値を設定する調整値設定部と、
   所定の周期を設定する周期設定部と、
   所定のパルス幅を設定するパルス幅設定部と、
   前記所定の周期ごとにパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第１駆動信号を生成する第１駆動信号生成部と、
   前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりから前記所定の周期の半周期経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第３駆動信号を生成する第３駆動信号生成部と、
   前記第１駆動信号のパルスの立ち上がりから前記位相差の経過後にパルスを立ち上げ、当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅および前記調整値の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第４駆動信号を生成する第４駆動信号生成部と、
   前記第３駆動信号のパルスの立ち上がりから前記位相差の経過後にパルスを立ち上げ、 当該パルスの立ち上がりから前記パルス幅および前記調整値の経過後にパルスを立ち下げることで、前記第２駆動信号を生成する第２駆動信号生成部と、
   を備えている、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記インバータ回路に直流電圧を供給する直流電源と、
   前記インバータ回路が出力する高周波電圧を変圧するトランスと、
   前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する整流回路と、
   をさらに備え、
   前記インバータ回路によって制御された直流電流を溶接トーチに出力する、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の電源装置。

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