JP2019217544A - 溶接電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】外部の負荷のインピーダンスが大きくなったときでも、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる溶接電源装置を提供する。【解決手段】溶接電源装置Ａ１において、直流電力を出力する直流電源回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有し、直流電力を入力されて交流電力を出力するインバータ回路７と、インバータ回路７の出力電流を検出する電流センサ９１と、インバータ回路７の出力電圧を検出する電圧センサ９２と、直流電源回路およびインバータ回路７を制御する制御回路８とを備えた。制御回路８は、インバータ回路７の出力極性を切り替える際に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のすべてをオンにした短絡状態とし、その後、出力電流Ｉｏｕｔの瞬時値の絶対値が極性切替電流値Ｉ1以下になったときに、短絡状態の前にオンであったスイッチング素子をオフにする。また、制御回路８は、出力電圧Ｖｏｕｔが大きいほど、極性切替電流値Ｉ1を小さい値とする。【選択図】図１

Description

本発明は、交流アーク溶接用の溶接電源装置に関する。

従来、交流アーク溶接用の溶接電源装置が知られている。

図７は、従来の交流アーク溶接用の溶接電源装置の一例を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図７に示す溶接システムは、溶接トーチＢと、溶接トーチＢに電力を供給する溶接電源装置Ａ１００とを備える。溶接電源装置Ａ１００は、商用電源Ｄから入力される交流電力を整流平滑回路１で直流電力に変換し、インバータ回路２で高周波電力に変換する。そして、トランス３で変圧して、整流平滑回路５で直流電力に変換し、インバータ回路７で交流電力に変換して出力する。制御回路８００は、電流センサ９１が検出した溶接電源装置Ａ１００の出力電流が目標電流になるようにフィードバック制御を行うために、インバータ回路２のスイッチングを制御する。また、制御回路８００は、溶接電源装置Ａ１００の出力極性を切り替えるために、インバータ回路７のスイッチングを制御する。

溶接電源装置Ａ１００において出力極性を切り替える際、インバータ回路７のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフに切り替えたときに、負荷およびケーブルのインダクタンスによって誘導起電力が発生し、サージ電圧としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される。このサージ電圧を抑制する方法が開発されている。特許文献１には、サージ電圧を抑制できる溶接電源装置が開示されている。特許文献１に開示された溶接電源装置は、出力極性を切り替える際、極性を切り替えるインバータ回路のスイッチング素子を両方オンにして、整流平滑回路５の出力を短絡させる期間を設けている。以下では、この期間を「短絡期間」とし、この短絡させている状態を「短絡状態」とする。図７の溶接電源装置Ａ１００で説明すると、制御回路８００は、出力極性を切り替える際、一旦、インバータ回路７のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにして短絡させる。そして、溶接電源装置Ａ１００の出力電流が減少して、所定の極性切替電流値以下になってから、切り替え後の極性になるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオフにする。極性切替電流値は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフに切り替えたときに発生するサージ電圧を許容範囲に収めるための出力電流の閾値として、あらかじめ設定されている。また、制御回路８００は、短絡期間に、インバータ回路２の出力を抑制する（低下または停止させる）ことで、出力電流を早く減少させる。溶接電源装置Ａ１００は、出力電流が極性切替電流値以下になってから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方をオフに切り替えるので、発生するサージ電圧を許容範囲に収めることがきる。

特開平２−２３５５７４号公報

しかしながら、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの距離が大きくなった場合や、磁気吹きの発生などで、外部の負荷のインピーダンスが大きくなると、サージ電圧が許容範囲を超える場合がある。スイッチング素子に印加されるサージ電圧の大きさは、当該スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じて変化する。極性切り替え時の短絡期間において、スイッチング素子に流れる電流は、出力電流と、短絡により他方のスイッチング素子に流れる電流とを加算したものである。したがって、スイッチング素子に流れる電流は、出力電流より大きくなる。出力電流が極性切替電流値以下になったときにスイッチング素子をオフにしても、このときスイッチング素子に流れる電流は、出力電流より大きくなっている。閾値である極性切替電流値は、少し余裕を持たせて設定されているので、スイッチング素子に流れる電流が出力電流より少し大きくても、サージ電圧を許容範囲に収めることがきる。しかし、スイッチング素子に流れる電流が出力電流より大幅に大きくなると、サージ電圧が許容範囲を超える場合がある。外部の負荷のインピーダンスが大きいほど、短絡状態により回生される電流（短絡状態の前にオフであった方のスイッチング素子を流れる電流）が大きくなる。したがって、外部の負荷のインピーダンスが大きい場合、出力電流が極性切替電流値以下になったとしても、スイッチング素子を流れる電流が大きく、オフ時のサージ電圧が許容範囲を超えてしまうことがある。

図７において、スイッチング素子Ｑ１がオンでスイッチング素子Ｑ２がオフの正極性から、スイッチング素子Ｑ１がオフでスイッチング素子Ｑ２がオンの逆極性に切り替えときを例に、図８を参照して説明する。この極性切り替え時の短絡期間においては、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、出力電流Ｉｏｕｔとスイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐとを加算したものである。図８は、正極性から逆極性に切り替えるときの、出力電流Ｉｏｕｔ、電流Ｉｅｎおよび電流Ｉｅｐの時間変化を示している。図８（ａ）は外部の負荷のインピーダンスが小さいときのものであり、図８（ｂ）は外部の負荷のインピーダンスが大きいときのものである。

まず、図８（ａ）について説明する。時刻ｔ１までは、出力極性が正極性で、出力電流Ｉｏｕｔが設定値に制御されている状態である。そして、時刻ｔ１において、極性切り替えのために、スイッチング素子Ｑ２をオンにして、整流平滑回路５の出力を短絡させている。これにより、出力電流Ｉｏｕｔは、減少する。そして、時刻ｔ２において、出力電流Ｉｏｕｔが極性切替電流値Ｉ₁以下になったことにより、スイッチング素子Ｑ１をオフにしている。これにより、出力電流Ｉｏｕｔは、急激に減少して電流の向きを変え、大きさが設定値である逆向きの（負の）電流値に達する。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間が短絡期間である。短絡期間において、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは、「０」から徐々に増加している。スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、出力電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｅｐを加算したものであり、徐々に減少している。なお、時刻ｔ２以降の電流Ｉｅｐが負の値のときは、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れているのではなく、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されたダイオードに電流が流れて、矢印の反対向きに電流が流れている状態である。

図８（ｂ）においても、図８（ａ）と同様であるが、外部の負荷のインピーダンスが大きいので、図８（ａ）の場合と比較して、短絡期間における電流Ｉｅｐの増加が大きく、電流Ｉｅｎの減少が小さい。この結果、時刻ｔ２における電流Ｉｅｎが、図８（ａ）の場合より大きくなっている。

外部の負荷のインピーダンスが大きいほど、スイッチング素子をオフにするときに当該スイッチング素子を流れる電流が大きくなって（図８（ａ）、（ｂ）の時刻ｔ２における電流Ｉｅｎ参照）、極性切替電流値Ｉ₁からの解離が大きくなる。したがって、外部の負荷のインピーダンスが大きいと、スイッチング素子をオフにしたときのサージ電圧が、許容範囲を超える場合がある。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、外部の負荷のインピーダンスが大きくなったときでも、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる溶接電源装置を提供することを目的とする。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、溶接電極と被加工物との間に交流電圧を印加する溶接電源装置であって、直流電力を出力する直流電源回路と、複数のスイッチング素子を有し、かつ、前記直流電源回路から直流電力を入力されて交流電力を出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路の出力電圧を検出する電圧センサと、前記直流電源回路および前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記インバータ回路の出力極性を切り替える際に、前記複数のスイッチング素子のすべてをオンにした短絡状態とし、その後、前記出力電流の瞬時値の絶対値が電流閾値以下になったときに、前記短絡状態の前にオンであったスイッチング素子をオフにし、前記出力電圧が大きいほど、前記電流閾値を小さい値とすることを特徴とする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記短絡状態とする間、前記直流電源回路の出力を抑制する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記直流電源回路は、第２インバータ回路を備え、前記制御回路は、前記第２インバータ回路のスイッチングを停止させることで、出力を抑制する。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記被加工物が前記溶接電極より高電位である正極性から低電位である逆極性に切り替える場合と、前記逆極性から前記正極性に切り替える場合とで、前記電流閾値を異なる値にする。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記正極性の期間の出力電圧の平均値、および、前記逆極性の期間の出力電圧の平均値を算出し、前記正極性から前記逆極性に切り替える場合の電流閾値を、前記正極性の期間の出力電圧の平均値に応じて変更し、前記逆極性から前記正極性に切り替える場合の電流閾値を、前記逆極性の期間の出力電圧の平均値に応じて変更する。

本発明によると、制御回路は、出力電圧が大きいほど、閾値を小さい値とする。閾値が小さい値になると、出力電流の瞬時値の絶対値が閾値以下になるまでの時間（短絡期間）が長くなる。短絡状態の前にオンであったスイッチング素子を流れる電流は、短絡期間の間一定の減少率で減少する。したがって、短絡期間が長くなるほど、当該スイッチング素子を流れる電流は小さくなる。つまり、閾値を小さくすることで、短絡状態からオフになるときにスイッチング素子を流れる電流を小さくできる。また、外部の負荷のインピーダンスが大きいほど、溶接電源装置の出力電圧は大きくなる。したがって、出力電圧が大きいほど閾値を小さい値とすることで、外部の負荷のインピーダンスが大きくなったことにより短絡状態で回生される電流が大きくなる場合でも、オフにされるスイッチング素子に流れる電流が小さくなってから、当該スイッチング素子をオフにできる。これにより、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる。

第１実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路および放電回路を示す図である。 第１実施形態に係る極性切替制御部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。 第１実施形態に係る溶接電源装置における出力極性の切り替えを説明するための図であり、各信号および各電流の時間変化を示すタイムチャートである。 設定される極性切替電流値による違いを説明するための図であり、各電流の時間変化を示すタイムチャートである。 第２実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図である。 従来の溶接電源装置において正極性から逆極性に切り替えるときの各電流の時間変化を示タイムチャートである。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図４は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。図１は、溶接電源装置Ａ１を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図２（ａ）は、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３の一例を示す回路図である。図２（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の放電回路６４の一例を示す回路図である。図３は、極性切替制御部の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。図４は、出力極性の切り替えを説明するための図であり、各信号および各電流の時間変化を示すタイムチャートである。なお、本明細書で参照する各タイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また、示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備える。当該溶接システムは、溶接トーチＢが非消耗電極式のトーチである交流ＴＩＧ溶接システムである。溶接電源装置Ａ１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を変換して、出力端子ａ，ｂから出力する。一方の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続される。他方の出力端子ｂは、ケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続される。溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークを発生させて、電力を供給する。当該アークの熱によって、溶接が行われる。溶接トーチＢの電極が、本発明の「溶接電極」に相当する。

溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、整流平滑回路５、再点弧回路６、インバータ回路７、制御回路８、および電流センサ９１を備える。

整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備える。なお、整流平滑回路１の構成は限定されない。

インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備える。インバータ回路２は、制御回路８から入力される出力制御駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を高周波電力に変換して出力する。なお、インバータ回路２は直流電力を高周波電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路２が本発明の「第２インバータ回路」に相当する。

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流平滑回路５に出力する。トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備える。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続される。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流平滑回路５の各入力端子にそれぞれ接続される。また、二次側巻線３ｂには、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。二次側巻線３ｂのセンタタップは、接続線４によって、出力端子ｂに接続される。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧されて、整流平滑回路５に入力される。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続される。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、充電回路６３に入力される。二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃは一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄから入力される電流が二次側の回路および充電回路６３に流れることを防止できる。

整流平滑回路５は、トランス３から入力される高周波電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路５は、高周波電流を整流する全波整流回路と、平滑する直流リアクトルとを備える。なお、整流平滑回路５の構成は限定されない。整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、および整流平滑回路５を合わせたものが、本発明の「直流電源回路」に相当する。

インバータ回路７は、例えば、単相ハーフブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）である。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）や、バイポーラトランジスタなどであってもよい。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子とが接続されて、直列接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子はインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子はインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、インバータ回路７の出力端子に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、それぞれ、ダイオードが逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、制御回路８から出力されるスイッチング駆動信号が入力される。インバータ回路７の出力端子は、出力端子ａに接続される。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチングさせることで、インバータ回路７の出力端子の電位（出力端子ａの電位）を、整流平滑回路５の正極側の出力端子の電位と負極側の出力端子の電位とで交互に切り替える。これにより、インバータ回路７は、出力端子ａ（被加工物Ｗに接続）の電位が出力端子ｂ（溶接トーチＢの電極に接続）の電位より高い状態である正極性と、出力端子ａの電位が出力端子ｂの電位より低い状態である逆極性とを交互に切り替える。つまり、インバータ回路７は、整流平滑回路５から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。なお、インバータ回路７は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路７が本発明の「インバータ回路」に相当する。

再点弧回路６は、整流平滑回路５とインバータ回路７との間に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力極性が切り替わるときに、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に高電圧を印加する。当該高電圧は、極性切り替え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では「再点弧電圧」と記載する。正極性から逆極性に切り替わるときにアーク切れが発生しやすいので、本実施形態では、再点弧回路６は、正極性から逆極性に切り替わるときにのみ再点弧電圧を印加し、逆極性から正極性に切り替わるときには再点弧電圧を印加しない。再点弧回路６は、ダイオード６１、再点弧コンデンサ６２、充電回路６３および放電回路６４を備える。

ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２とは直列接続されて、インバータ回路７の入力側に並列接続される。ダイオード６１は、アノード端子がインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、カソード端子が再点弧コンデンサ６２の一方の端子に接続される。再点弧コンデンサ６２は、一方の端子がダイオード６１のカソード端子に接続され、他方の端子がインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。再点弧コンデンサ６２は、所定の静電容量以上のコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に印加するための再点弧電圧を充電される。再点弧コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。また、ダイオード６１は、インバータ回路７のスイッチング時のサージ電圧を、再点弧コンデンサ６２に吸収させる。つまり、再点弧コンデンサ６２は、サージ電圧を吸収するためのスナバ回路としても機能する。

充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路であり、再点弧コンデンサ６２に並列に接続される。図２（ａ）は、充電回路６３の一例を示す図である。図２（ａ）に示すように、本実施形態では、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび昇圧チョッパ６３ｄを備える。整流平滑回路６３ｃは、交流電圧を全波整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備え、トランス３の補助巻線３ｃから入力される高周波電圧を直流電圧に変換する。なお、整流平滑回路６３ｃの回路構成は限定されない。

昇圧チョッパ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。昇圧チョッパ６３ｄは、入力端子と出力端子との間にコイルとダイオードとを直列に接続（コイルの一方の端子とダイオードのアノード端子とを接続し、入力端子側にコイル、出力端子側にダイオードを配置）し、その接続点にスイッチング素子６３ｂを並列に接続し、ダイオードのカソード端子にコンデンサを並列に接続した構成となっている。なお、昇圧チョッパ６３ｄの回路構成は限定されない。本実施形態では、スイッチング素子６３ｂは、ＭＯＳＦＥＴである。なお、スイッチング素子６３ｂは、ＩＧＢＴやバイポーラトランジスタなどであってもよい。

昇圧チョッパ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備える。駆動回路６３ａは、後述する充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間、パルス信号の出力を行わない。この間、スイッチング素子６３ｂはオフ状態が継続する。したがって、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧がそのまま、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、昇圧チョッパ６３ｄは駆動するので、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧が昇圧されて、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。すなわち、充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧をそのまま再点弧コンデンサ６２に印加する状態と、昇圧して印加する状態とで切り替える。なお、駆動回路６３ａを設けずに、充電制御部８６が充電回路駆動信号としてパルス信号をスイッチング素子６３ｂに直接入力するようにしてもよい。また、充電回路６３の構成は限定されない。充電回路６３は、昇圧チョッパ６３ｄに代えて、絶縁型フォワードコンバータなどを備えてもよい。

放電回路６４は、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２との接続点と、二次側巻線３ｂのセンタタップと出力端子ｂとを接続する接続線４との間に接続される。図２（ｂ）は、放電回路６４の一例を示す図である。図２（ｂ）に示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび限流抵抗６４ｂを備える。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴである。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタや、ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。スイッチング素子６４ａと限流抵抗６４ｂとは直列接続されて、再点弧コンデンサ６２に直列接続される。スイッチング素子６４ａのコレクタ端子は限流抵抗６４ｂの一方の端子に接続され、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は、接続線６４ｃによって、接続線４に接続される。なお、限流抵抗６４ｂは、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子側に接続されてもよい。また、スイッチング素子６４ａのゲート端子には、後述する放電制御部８５から、放電回路駆動信号が入力される。スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間オン状態になる。これにより、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧は、限流抵抗６４ｂを介して、放電される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間オフ状態になる。これにより、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とで切り替える。なお、放電回路６４の構成は限定されない。

電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流Ｉｏｕｔを検出するセンサであり、本実施形態では、インバータ回路７の出力端子と出力端子ａとを接続する接続線７１に配置される。本実施形態では、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正とし、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。電流センサ９１は、出力電流の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。なお、電流センサ９１の構成は限定されず、接続線７１から出力電流Ｉｏｕｔを検出するものであればよい。なお、電流センサ９１の配置場所は限定されない。例えば、電流センサ９１は、接続線４に配置されてもよい。

電圧センサ９２は、溶接電源装置Ａ１の出力電圧Ｖｏｕｔを検出するセンサであり、本実施形態では、出力端子ａと出力端子ｂとの間の電圧を検出する。本実施形態では、出力端子ａの電位が出力端子ｂの電位より高い場合を正とし、出力端子ａの電位が出力端子ｂの電位より低い場合を負としている。電圧センサ９２は、出力電圧の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。なお、電圧センサ９２の構成は限定されず、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するものであればよい。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現される。制御回路８は、電流センサ９１から出力電流の瞬時値を入力され、電圧センサ９２から出力電圧の瞬時値を入力される。そして、制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、目標電流設定部８２、極性切替制御部８３、放電制御部８５、および充電制御部８６を備える。

電流制御部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流Ｉｏｕｔをフィードバック制御するために、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値信号を絶対値回路によって絶対値信号に変換し、当該絶対値信号と目標電流設定部８２から入力される出力電流の設定値との偏差に基づいて、ＰＷＭ制御により、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するための出力制御駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。また、本実施形態では、電流制御部８１は、極性切替制御部８３から入力される停止信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、出力制御駆動信号の出力を停止する。これにより、インバータ回路２は、スイッチング素子のスイッチングが停止し、高周波電力の出力を停止する。

極性切替制御部８３は、溶接電源装置Ａ１の出力極性を切り替えるために、インバータ回路７を制御する。極性切替制御部８３は、出力極性を切り替えるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御するためのパルス信号であるスイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。極性切替制御部８３は、スイッチング素子Ｑ１に入力されて、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを制御するスイッチング駆動信号Ｓ１、および、スイッチング素子Ｑ２に入力されて、スイッチング素子Ｑ２のスイッチングを制御するスイッチング駆動信号Ｓ２を生成する。スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオン（ハイレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを導通させてオンになり、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフ（ローレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを遮断させてオフになる。スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング駆動信号Ｓ２がオン（ハイレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを導通させてオンになり、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフ（ローレベル信号）のときに、エミッタ端子とコレクタ端子とを遮断させてオフになる。したがって、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンで、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフの場合、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が出力端子ｂ（溶接トーチＢ）より高電位（正極性）になる。また、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフで、スイッチング駆動信号Ｓ２がオンの場合、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が出力端子ｂ（溶接トーチＢ）より低電位（逆極性）になる。本実施形態では、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２を両方オンにすることで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにする短絡期間を設けている。スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２は、放電制御部８５および充電制御部８６にも出力される。

また、極性切替制御部８３は、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させる停止信号を生成して、電流制御部８１に出力する。本実施形態では、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際の短絡期間の間、停止信号をオンにすることで、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させる。

次に、極性切替制御部８３による、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２および停止信号の生成について説明する。

極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、まず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を両方オンにした短絡状態とする。また、このとき、極性切替制御部８３は、インバータ回路２の出力を停止させる。具体的には、極性切替制御部８３は、停止信号をオンにすることで、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させて、インバータ回路２の出力を停止させる。短絡状態で、インバータ回路２の出力が停止することで、出力電流の瞬時値の絶対値は急速に減少する。そして、極性切替制御部８３は、出力電流の瞬時値の絶対値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったときに、短絡状態の前にオンであった方のスイッチング素子をオフにする。

極性切替電流値Ｉ₁は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフに切り替えたときに発生するサージ電圧を許容範囲に収めるための出力電流の閾値であり、出力電流の設定値に応じてあらかじめ設定される。例えば、出力電流の設定値が３００Ａの場合、極性切替電流値Ｉ₁として、Ｉ_1H（例えば２００Ａ）が設定される。また、本実施形態では、極性切替電流値Ｉ₁は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて変更される。出力電圧Ｖｏｕｔが出力電流の設定値に応じて設定される基準電圧に近い場合は、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1H（例えば２００Ａ）が設定されるが、基準電圧から離れて大きくなった場合は、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1L（例えば１００Ａ）が設定される。つまり、本実施形態では、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1HとＩ_1L（＜Ｉ_1H）の２個の値が記憶されており、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて切り替えて設定される。極性切替電流値が本発明の「電流閾値」に相当する。

図３は、極性切替制御部８３の内部構成の一例を示す機能ブロック図である。極性切替制御部８３は、比較部８３１、信号生成部８３３、タイマ部８３４、停止部８３５、および閾値設定部８３６を備える。

閾値設定部８３６は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、極性切替電流値Ｉ₁を設定する。閾値設定部８３６は、電圧センサ９２が検出した出力電圧Ｖｏｕｔの瞬時値（以下では「出力電圧瞬時値」とする）を入力され、出力電圧Ｖｏｕｔの平均値（以下では「出力電圧平均値」とする）を算出する。出力電圧平均値は、出力電圧瞬時値の絶対値の所定時間の積分値を所定時間で除算することで算出される。所定時間は、出力電圧Ｖｏｕｔの例えば１周期に相当する時間である。例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの周波数が１００Ｈｚの場合、出力電圧瞬時値の１０ｍｓの移動平均値が出力電圧平均値として算出される。なお、所定時間は１周期に限定されず、より短い時間としてもよいし、長い時間としてもよい。ただし、所定時間が長いと、極性切替電流値Ｉ₁の切り替えが遅れ、所定時間が短すぎると、出力電圧瞬時値の変化に反応してしまうので、１周期程度とするのが望ましい。なお、閾値設定部８３６は、平均値に代えて、実効値を算出してもよい。閾値設定部８３６は、算出した出力電圧平均値を閾値Ｖ₀と比較して、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀以下の場合、比較部８３１に、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hを設定する。一方、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀より大きい場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1L（＜Ｉ_1H）を設定する。閾値Ｖ₀は、出力電圧平均値が基準電圧から離れて大きくなっていることを判別するための閾値であり、基準電圧に所定値を加算した値が設定される。例えば、基準電圧が２０Ｖの場合、１０Ｖを加算した３０Ｖが設定される。なお、閾値Ｖ₀は、基準電圧に所定割合（例えば５０％）を乗算した値が設定されてもよい。

比較部８３１は、出力電流の瞬時値（以下では「出力電流瞬時値」とする）を極性切替電流値Ｉ₁と比較する。出力電流Ｉｏｕｔは交流電流であり、逆向きにも流れるので、電流センサ９１から入力される出力電流瞬時値は負の値にもなる。比較部８３１は、短絡状態から逆極性への切り替えのために、出力電流瞬時値を極性切替電流値Ｉ₁と比較し、また、短絡状態から正極性への切り替えのために、出力電流瞬時値を極性切替電流値Ｉ₁の負の値（−Ｉ₁）と比較する。比較結果は信号生成部８３３、タイマ部８３４および停止部８３５に出力される。

タイマ部８３４は、所定時間Ｔを計時する。タイマ部８３４は、出力電流瞬時値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったときに計時を開始し、所定時間Ｔが経過したときに、停止部８３５および信号生成部８３３にタイミング信号を出力する。また、タイマ部８３４は、出力電流瞬時値が−Ｉ₁以上になったときに計時を開始し、所定時間Ｔが経過したときに、停止部８３５および信号生成部８３３にタイミング信号を出力する。

信号生成部８３３は、比較部８３１より入力される比較結果、および、タイマ部８３４より入力されるタイミング信号に基づいて、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。具体的には、信号生成部８３３は、出力電流瞬時値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったときにオフになり、その後、タイマ部８３４よりタイミング信号が入力されたときにオンになるパルス信号を生成し、スイッチング駆動信号Ｓ１として出力する。また、信号生成部８３３は、出力電流瞬時値が−Ｉ₁以上になったときにオフになり、その後、タイマ部８３４よりタイミング信号が入力されたときにオンになるパルス信号を生成し、スイッチング駆動信号Ｓ２として出力する。

停止部８３５は、比較部８３１より入力される比較結果と、タイマ部８３４より入力されるタイミング信号とに基づいて、停止信号を生成する。停止部８３５は、タイマ部８３４よりタイミング信号が入力されたときにオンなり、出力電流瞬時値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったとき、または、出力電流瞬時値が−Ｉ₁以上になったときに、オフになるパルス信号を生成し、停止信号として出力する。なお、停止部８３５は、信号生成部８３３が出力するスイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２がともにオンの場合にのみオンになるパルス信号を生成して、停止信号として出力してもよい。

なお、極性切替制御部８３の内部構成は、図３に示したものに限定されない。

図４は、溶接電源装置Ａ１における出力極性の切り替えを説明するための図であり、各信号および各電流の時間変化を示すタイムチャートである。同図（ａ）は、停止部８３５が出力する停止信号を示す。同図（ｂ）は、信号生成部８３３が生成するスイッチング駆動信号Ｓ１を示し、同図（ｃ）は、信号生成部８３３が生成するスイッチング駆動信号Ｓ２を示す。同図（ｄ）は、電流センサ９１が検出する出力電流瞬時値（出力電流Ｉｏｕｔの瞬時値）を示す。同図（ｅ）は、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎ、および、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐを示す。なお、電流Ｉｅｐ（電流Ｉｅｎ）が負の値のときは、電流Ｉｅｐ（電流Ｉｅｎ）は、スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）を流れる電流ではなく、スイッチング素子Ｑ２（Ｑ１）に逆並列接続されたダイオードを流れる電流（図１に示す矢印の反対向きに流れる電流）を示している。図４では、出力電圧Ｖｏｕｔが大きくなったことにより、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定されている場合を示している。

時刻ｔ１までは、出力極性が正極性で、出力電流Ｉｏｕｔが設定値に制御されている状態である（図４（ｄ）参照）。そして、時刻ｔ１において、停止信号がオフからオンに切り替わっている（図４（ａ）参照）。これにより、インバータ回路２は、高周波電力の出力を停止する。また、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフからオンに切り替っている（図４（ｃ）参照）。なお、スイッチング駆動信号Ｓ１は、時刻ｔ１の前からオンになっている（図４（ｂ）参照）。つまり、時刻ｔ１において、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２が両方オンになって短絡状態になっている。インバータ回路２が出力を停止し、かつ、短絡状態になるので、出力電流瞬時値は減少している（図４（ｄ）参照）。

そして、時刻ｔ２において、出力電流瞬時値は、極性切替電流値Ｉ₁以下になっている（図４（ｄ）参照）。これにより、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフになり（図４（ｂ）参照）、停止信号がオフになり（図４（ａ）参照）、タイマ部８３４による計時が開始される。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間が短絡期間である。短絡期間において、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは、「０」から徐々に増加している。スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、出力電流Ｉｏｕｔと電流Ｉｅｐを加算したものであり、徐々に減少している（図４（ｅ）参照）。

時刻ｔ２において、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフになることで、スイッチング素子Ｑ１にサージ電圧が印加される。極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定されることで、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎが十分減少しているので、サージ電圧を許容範囲に収めることができる。

図５は、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定された場合と、Ｉ_1Hが設定された場合とで、各電流の時間変化を比較するためのタイムチャートである。図５（ａ）は、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定された場合のタイムチャートであり、図４（ｄ）、（ｅ）における時刻ｔ１、ｔ２付近を拡大したものである。図５（ｂ）は、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hが固定値として設定されたままの場合のタイムチャートであり、図８（ｂ）と同じものである。

図５（ｂ）に示すように、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hが設定された場合、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの短絡期間における電流Ｉｅｐの増加が大きく、電流Ｉｅｎの減少が小さい。この結果、時刻ｔ２における電流Ｉｅｎが大きい。一方、図５（ａ）に示すように、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定された場合、出力電流Ｉｏｕｔが極性切替電流値Ｉ₁（Ｉ_1L）以下になるまでの時間が長くなり、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの短絡期間が長くなっている。電流Ｉｅｎの減少率は図５（ｂ）の場合と同じなので、時刻ｔ２における電流Ｉｅｎは、図５（ｂ）の場合と比較して小さくなっている。つまり、極性切替電流値Ｉ₁がＩ_1HからＩ_1Lに切り替えられることで、時刻ｔ２における電流Ｉｅｎを減少させることができる。

図４に戻って、時刻ｔ２において、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフになることで、出力極性は逆極性になり、出力電流瞬時値は、急激に減少して電流の向きを変え、大きさが設定値である逆向きの電流値に達する（図４（ｄ）参照）。出力電流瞬時値が「０」になったとき、再点弧回路６によって再点弧電圧が印加されるので、再点弧性が向上されて、アーク切れの発生が抑制される。

時刻ｔ２から時刻ｔ３までは、出力極性が逆極性で、出力電流Ｉｏｕｔが設定値の負の値に制御されている状態である（図４（ｄ）参照）。そして、時刻ｔ２から時間Ｔが経過した時刻ｔ３において、停止信号がオフからオンに切り替わっている（図４（ａ）参照）。これにより、インバータ回路２は、高周波電力の出力を停止する。また、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフからオンに切り替っている（図４（ｂ）参照）。なお、スイッチング駆動信号Ｓ２は、時刻ｔ３の前からオンになっている（図４（ｃ）参照）。つまり、時刻ｔ３において、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２が両方オンになって短絡状態になっている。インバータ回路２が出力を停止し、かつ、短絡状態になるので、出力電流瞬時値は増加している。

そして、時刻ｔ４において、出力電流瞬時値は、極性切替電流値−Ｉ₁以上になっている（図４（ｄ）参照）。これにより、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフになり（図４（ｃ）参照）、停止信号がオフになり（図４（ａ）参照）、タイマ部８３４による計時が開始される。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間が短絡期間である。短絡期間において、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流Ｉｅｎは、「０」から徐々に増加している。スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐは、電流Ｉｅｎから出力電流Ｉｏｕｔを減算（出力電流Ｉｏｕｔの正負を反転した値と電流Ｉｅｎとを加算）したものであり、徐々に減少している（図４（ｅ）参照）。

時刻ｔ４において、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフになることで、スイッチング素子Ｑ２にサージ電圧が印加される。極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定されることで、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流Ｉｅｐが十分減少しているので、サージ電圧を許容範囲に収めることができる。

時刻ｔ４において、スイッチング駆動信号Ｓ２がオフになることで、出力極性は正極性になり、出力電流瞬時値は、急激に増加して電流の向きを変え、設定値に達する（図４（ｄ）参照）。

図１に戻って、放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、極性切替制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号に基づいて、放電回路６４を制御するための放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。放電回路６４は、放電回路駆動信号がオンの間、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電する。放電制御部８５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わるときにオンになっているように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンからオフに切り替わったときにオンに切り替わり、オンに切り替わった後、所定時間が経過したときにオフに切り替わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する。所定時間は、出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わるタイミングを完全に超えるまで継続するように設定される。なお、放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わるときに再点弧電圧を印加できればよいので、放電回路駆動信号は、出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わる前にオンになり、出力電流Ｉｏｕｔが正から負に変わった後にオフになればよい。

充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、極性切替制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号と、図示しない電圧センサから入力される再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。充電回路６３は、充電回路駆動信号がオンの間、再点弧コンデンサ６２を充電する。充電回路６３は、放電回路６４による放電が完了してから次の放電のタイミングまでに、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。また、再点弧コンデンサ６２が目標電圧まで充電された場合は、それ以上の充電を行う必要がない。充電制御部８６は、放電回路６４による放電が完了してから、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になるまでオンとなるように、充電回路駆動信号を生成する。具体的には、充電制御部８６は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンからオフに切り替わった後、所定時間が経過したときにオンに切り替わり、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になったときにオフに切り替わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号として出力する。なお、充電制御部８６が充電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。充電回路駆動信号は、放電回路６４による放電が完了してから、次の放電のタイミングまでの間でオンになり、再点弧コンデンサ６２を充電できればよい。

制御回路８は、各部をモジュール化したプログラムを実行するマイクロコンピュータによって実現してもよいし、論理回路を含むデジタル回路またはアナログ回路で実現してもよい。

次に、本実施形態に係る溶接電源装置Ａ１の作用および効果について説明する。

本実施形態によると、閾値設定部８３６は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、極性切替電流値Ｉ₁を設定する。具体的には、閾値設定部８３６は、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀以下の場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hを設定し、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀より大きい場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1L（＜Ｉ_1H）を設定する。極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際に、まず、短絡状態とする。そして、極性切替制御部８３は、出力電流瞬時値の絶対値が極性切替電流値Ｉ₁以下になったときに、短絡状態の前にオンであった方のスイッチング素子をオフにする。したがって、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定されている場合、Ｉ_1Hが設定されている場合と比較して、短絡期間が長くなる。短絡状態の前にオンであったスイッチング素子を流れる電流は、短絡期間の間一定の減少率で減少する。したがって、短絡期間が長くなるほど、当該スイッチング素子を流れる電流は小さくなる。したがって、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Lが設定されている場合の方が、Ｉ_1Hが設定されている場合と比較して、短絡状態からオフになるときにスイッチング素子を流れる電流は小さくなる。また、外部の負荷のインピーダンスが大きいほど、出力電圧Ｖｏｕｔは大きくなる。外部の負荷のインピーダンスが大きいことにより短絡状態で回生される電流が大きくなるが、出力電圧Ｖｏｕｔが大きいので、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1L（＜Ｉ_1H）が設定される。したがって、短絡状態の前にオンであった方のスイッチング素子をオフにするときに、当該スイッチング素子を流れる電流が小さくなってからオフにできる。これにより、サージ電圧が許容範囲を超えることを抑制できる。

また、本実施形態によると、閾値設定部８３６は、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀以下の場合、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hを設定する。外部の負荷のインピーダンスが小さく、短絡状態で回生される電流が小さい場合は、極性切替電流値Ｉ₁としてＩ_1Hを設定することで、Ｉ_1Lを設定した場合と比較して、短絡期間を短くでき、極性の切り替えにかかる時間を短縮できる。

また、本実施形態によると、極性切替制御部８３は、出力極性を切り替える際の短絡期間の間、停止信号をオンにして電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させることで、インバータ回路２の出力を停止させる。これにより、出力電流Ｉｏｕｔは早く減少し、極性の切り替えにかかる時間が短縮される。

なお、本実施形態においては、極性切替制御部８３が、短絡状態から正極性への切り替えのために、出力電流瞬時値を極性切替電流値Ｉ₁の負の値（−Ｉ₁）と比較する場合について説明したが、これに限られず、極性切替電流値として（−Ｉ₁）以外の閾値を用いてもよい。つまり、短絡状態から正極性への切り替えの場合と、短絡状態から逆極性への切り替えの場合とで、極性切替電流値の絶対値が異なってもよい。例えば、正極性への切り替え時の極性切替電流値の絶対値を逆極性への切り替え時の極性切替電流値をより大きい値にすることで、正極性への切り替え時のサージ電圧を大きくして、再点弧コンデンサ６２の充電を促進してもよい。

また、本実施形態においては、閾値設定部８３６が、極性切替電流値Ｉ₁として、Ｉ_1HとＩ_1Lの２個の値を切り替えて設定する場合について説明したが、これに限られない。閾値設定部８３６は、極性切替電流値Ｉ₁として、３個以上の値を切り替えて設定してもよい。また、閾値設定部８３６は、極性切替電流値Ｉ₁を、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて線形的に変化させてもよい。例えば、基準電圧が２０Ｖの場合、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀（３０Ｖ）以下であれば極性切替電流値Ｉ₁を２００Ａとし、出力電圧平均値が閾値Ｖ₀（３０Ｖ）を超えると極性切替電流値Ｉ₁を１００Ａとし、その後１Ｖ上昇するごとに極性切替電流値Ｉ₁を１０Ａずつ小さくするように設定してもよい。

また、本実施形態においては、閾値設定部８３６が、正極性と逆極性とを分けずに所定期間の平均値として出力電圧平均値を算出する場合について説明したが、これに限られない。閾値設定部８３６は、出力電圧平均値を正極性の期間の平均値と逆極性の期間の平均値とに分けて算出してもよい。この場合、閾値設定部８３６は、正極性の期間の平均値と逆極性の期間の平均値とに対してそれぞれ対応した閾値Ｖ₀との比較結果に応じて、極性切替電流値Ｉ₁を切り替えてもよい。つまり、正極性の期間の平均値をこれに対応した閾値Ｖ₀と比較して、その結果に応じて、正極性から逆極性に切り替える場合の極性切替電流値Ｉ₁を切り替えて、逆極性の期間の平均値をこれに対応した閾値Ｖ₀と比較して、その結果に応じて、逆極性から正極性に切り替える場合の極性切替電流値（−Ｉ₁）を切り替えてもよい。当該変形例によると、正極性の期間と逆極性の期間とで出力電圧Ｖｏｕｔの大きさが異なる場合でも、精度よく極性切替電流値を切り替えることができる。

また、本実施形態においては、閾値設定部８３６が、出力電圧平均値と閾値Ｖ₀との比較結果に応じて極性切替電流値Ｉ₁を設定する場合について説明したが、これに限られない。閾値設定部８３６は、出力電圧平均値の変化に応じて極性切替電流値Ｉ₁を設定してもよい。例えば、閾値設定部８３６は、所定時間（例えば１周期）ごとに出力電圧平均値を算出して、算出された出力電圧平均値が前回算出された出力電圧平均値より所定値以上大きくなった場合に、極性切替電流値Ｉ₁をＩ_1HからＩ_1Lに変更し、前回より所定値以上小さくなった場合に、極性切替電流値Ｉ₁をＩ_1LからＩ_1Hに変更してもよい。当該変形例においても、出力電圧平均値を正極性の期間の平均値と逆極性の期間の平均値とに分けて算出してもよい。

また、本実施形態においては、出力極性を切り替える際に、電流制御部８１による出力制御駆動信号の出力を停止させることで、インバータ回路２の出力を停止させる場合について説明したが、これに限られない。例えば、極性切替制御部８３が目標電流設定部８２に出力電流の設定値を「０」に変更させ、電流制御部８１が出力電流Ｉｏｕｔを「０」に制御することで、インバータ回路２の出力を低下させてもよい。また、出力電流の設定値を、「０」ではなく、極性切替電流値Ｉ₁に変更してもよい。また、極性切替制御部８３は、インバータ回路２の出力を低下させることなく、短絡状態とすることだけで、出力電流Ｉｏｕｔを減少させてもよい。なお、出力電流Ｉｏｕｔを早く減少させるという観点からは、インバータ回路２の出力を停止させるのが望ましい。

また、本実施形態においては、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、および整流平滑回路５を備えた直流電源回路を用いているが、これに限られない。インバータ回路７に直流電力を供給する直流電源回路の構成は限定されない。例えば、商用電源Ｄからの交流電圧をトランスで昇圧してもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバータや昇圧チョッパで直流電圧を昇圧してもよい。

図６は、本発明の第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。なお、図６において、上記実施形態と同一または類似の要素には、上記実施形態と同一の符号を付している。また、図６においては、商用電源Ｄの記載が省略されている。溶接電源装置Ａ２は、インバータ回路７がフルブリッジ型のインバータである点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

本実施形態に係るインバータ回路７は、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備える。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、スイッチング素子Ｑ１のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ２のコレクタ端子とが接続されて、直列接続される。スイッチング素子Ｑ１のコレクタ端子はインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、スイッチング素子Ｑ２のエミッタ端子はインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端子とスイッチング素子Ｑ４のコレクタ端子とが接続されて、直列接続される。スイッチング素子Ｑ３のコレクタ端子はインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子はインバータ回路７の負極側の入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点は、接続線７１によって出力端子ａに接続される。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点は、接続線によって出力端子ｂに接続される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、それぞれ、ダイオードが逆並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ４のゲート端子には、制御回路８から出力されるスイッチング駆動信号Ｓ１が入力される。スイッチング素子Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３のゲート端子には、制御回路８から出力されるスイッチング駆動信号Ｓ２が入力される。インバータ回路７は、スイッチング駆動信号Ｓ１がオンでスイッチング駆動信号Ｓ２がオフの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフになって、出力端子ａ（被加工物Ｗに接続）の電位が出力端子ｂ（溶接トーチＢの電極に接続）の電位より高い正極性になる。一方、スイッチング駆動信号Ｓ１がオフでスイッチング駆動信号Ｓ２がオンの場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフで、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになって、出力端子ａ（被加工物Ｗに接続）の電位が出力端子ｂ（溶接トーチＢの電極に接続）の電位より低い逆極性になる。また、スイッチング駆動信号Ｓ１，Ｓ２が両方オンの場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がすべてオンになって、短絡状態になる。インバータ回路７が本発明の「インバータ回路」に相当する。

本実施形態に係る再点弧回路６において、接続線６４ｃは、インバータ回路７の正極側の入力端子に接続される。また、本実施形態に係るトランス３は、二次側巻線３ｂにセンタタップが設けられておらず、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点が、接続線によって出力端子ｂに接続される。

本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、本実施形態によると、接続線６４ｃがインバータ回路７の正極側の入力端子に接続されるので、再点弧回路６は、正極性から逆極性への切り替え時だけでなく、逆極性から正極性への切り替え時にも、再点弧電圧を印加することができる。また、逆極性への切り替え時の極性切替電流値を正極性への切り替え時の極性切替電流値の絶対値より大きい値にすることで、逆極性への切り替え時のサージ電圧を大きくすれば、逆極性への切り替え時のアーク切れに対応できるように、再点弧コンデンサ６２の充電量を増加させることができる。

なお、上記第１〜第２実施形態では、溶接電源装置Ａ１〜Ａ２をＴＩＧ溶接システムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本発明に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができるし、被覆アーク溶接システムにも用いることができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２：溶接電源装置
１ ：整流平滑回路
２ ：インバータ回路
３ ：トランス
３ａ ：一次側巻線
３ｂ ：二次側巻線
３ｃ ：補助巻線
４ ：接続線
５ ：整流平滑回路
６ ：再点弧回路
６１ ：ダイオード
６２ ：再点弧コンデンサ
６３ ：充電回路
６３ａ ：駆動回路
６３ｂ ：スイッチング素子
６３ｃ ：整流平滑回路
６３ｄ ：昇圧チョッパ
６４ ：放電回路
６４ａ ：スイッチング素子
６４ｂ ：限流抵抗
６４ｃ ：接続線
７ ：インバータ回路
Ｑ１〜Ｑ４：スイッチング素子
７１ ：接続線
８ ：制御回路
８１ ：電流制御部
８２ ：目標電流設定部
８３ ：極性切替制御部
８３１ ：比較部
８３３ ：信号生成部
８３４ ：タイマ部
８３５ ：停止部
８３６ ：閾値設定部
８５ ：放電制御部
８６ ：充電制御部
９１ ：電流センサ
９２ ：電圧センサ
ａ，ｂ ：出力端子
Ｂ ：溶接トーチ
Ｄ ：商用電源
Ｗ ：被加工物

Claims (5)

1. 溶接電極と被加工物との間に交流電圧を印加する溶接電源装置であって、
   直流電力を出力する直流電源回路と、
   複数のスイッチング素子を有し、かつ、前記直流電源回路から直流電力を入力されて交流電力を出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流を検出する電流センサと、
   前記インバータ回路の出力電圧を検出する電圧センサと、
   前記直流電源回路および前記インバータ回路を制御する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記インバータ回路の出力極性を切り替える際に、前記複数のスイッチング素子のすべてをオンにした短絡状態とし、その後、前記出力電流の瞬時値の絶対値が電流閾値以下になったときに、前記短絡状態の前にオンであったスイッチング素子をオフにし、
   前記出力電圧が大きいほど、前記電流閾値を小さい値とする、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記制御回路は、前記短絡状態とする間、前記直流電源回路の出力を抑制する、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記直流電源回路は、第２インバータ回路を備え、
   前記制御回路は、前記第２インバータ回路のスイッチングを停止させることで、出力を抑制する、
   請求項２に記載の溶接電源装置。
4. 前記制御回路は、前記被加工物が前記溶接電極より高電位である正極性から低電位である逆極性に切り替える場合と、前記逆極性から前記正極性に切り替える場合とで、前記電流閾値を異なる値にする、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の溶接電源装置。
5. 前記制御回路は、
   前記正極性の期間の出力電圧の平均値、および、前記逆極性の期間の出力電圧の平均値を算出し、
   前記正極性から前記逆極性に切り替える場合の電流閾値を、前記正極性の期間の出力電圧の平均値に応じて変更し、
   前記逆極性から前記正極性に切り替える場合の電流閾値を、前記逆極性の期間の出力電圧の平均値に応じて変更する、
   請求項４に記載の溶接電源装置。

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