JP6911253B2 - 溶接電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流アーク溶接のための溶接電源装置に関する。

交流アーク溶接においては、出力電流の極性が切り換わるときにアーク切れが起こりやすい。アーク切れを抑制するために、出力電流の極性が切り換わるタイミングで高電圧を印加する溶接電源装置が知られている。当該高電圧は、極性切り換え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では「再点弧電圧」と記載する。このような溶接電源装置の一例が、特許文献１に開示されている。

図１０は、従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図１０に示す溶接システムは、溶接トーチＢと、溶接トーチＢに電力を供給する溶接電源装置Ａ１００とを備えている。溶接電源装置Ａ１００は、商用電源Ｄから入力される交流電力を整流平滑回路１で直流電力に変換し、インバータ回路２で高周波電力に変換する。そして、トランス３で変圧して、整流平滑回路５で直流電力に変換し、インバータ回路７で交流電力に変換して出力する。再点弧回路６は、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の極性が切り換わるときに、再点弧電圧を印加する。再点弧回路６は、インバータ回路２が出力する高周波電力の一部をトランス３の補助巻線３ｃから供給されて、充電回路６３によって、再点弧コンデンサ６２に充電する。そして、放電回路６４によって、再点弧コンデンサ６２に充電された電力を放電する。制御回路８００は、電流センサ９１が検出した溶接電源装置Ａ１００の出力電流が目標電流になるようにフィードバック制御を行うために、インバータ回路２のスイッチングを制御する。また、制御回路８００は、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の極性を切り換えるために、インバータ回路７のスイッチングを制御する。さらに、制御回路８００は、充電回路６３および放電回路６４を制御することで、再点弧電圧の充電および放電のタイミングを制御する。溶接電源装置Ａ１００においては、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の極性が切り換わるときに再点弧電圧が印加されるので、アーク切れの発生が抑制される。

特開２０１７−２４０６１号公報

溶接電流として小さい電流を扱う場合、出力電流の目標電流と比べて、再点弧電圧の印加により流れる電流（再点弧電流）が大きくなるので、出力電流のフィードバック制御が乱れるという問題があった。すなわち、再点弧電流が追加されることで出力電流が大きくなって、オーバーシュートが発生する。ここで、「オーバーシュート」とは、出力電流が目標電流を大きく超えてしまう状態を示している。制御回路８００は、電流センサ９１が検出した溶接電源装置Ａ１００の出力電流に基づいてフィードバック制御を行うが、オーバーシュートした（再点弧電流が追加された）出力電流がフィードバックされるので、インバータ回路２の出力を大きく抑制するように制御する。インバータ回路２の出力が抑制されることでインバータ回路７の出力も抑制される。これにより、溶接電源装置Ａ１００の出力電流にオーバーシュートが発生した後、アンダーシュートが発生する。ここで、「アンダーシュート」とは、出力電流がオーバーシュートで目標電流を大きく超えた後に、目標電流を反対側に超えてしまう状態を示している。

図１１は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１００の各信号の波形を示している。同図（ａ）はインバータ回路７の出力極性を切り替えるためのスイッチング駆動信号を示しており、同図（ｂ）は放電回路６４に入力される放電回路駆動信号を示している。放電回路駆動信号は、時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときにオンになり、時刻ｔ１３までオン状態を継続する。この間、再点弧電圧が印加される。

同図（ｃ）は、電流センサ９１が検出する溶接電源装置Ａ１００の出力電流を示している。電流センサ９１は、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正とし、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。同図（ｄ）は制御回路８００でのフィードバック制御の目標電流を示している。同図（ｄ）では目標電流を５Ａとしている。したがって、定常状態では出力電流は５Ａに制御されている。電流センサ９１が検出した出力電流は、絶対値回路によって絶対値にされてフィードバック制御に用いられる。したがって、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合は、出力電流は−５Ａに制御されている。同図（ｅ）は制御回路８００がインバータ回路２に出力する出力制御駆動信号を示している。出力制御駆動信号は、電流センサ９１が検出した出力電流（同図（ｃ）参照）の絶対値と、目標電流（同図（ｄ）参照）との偏差に基づいて生成されるＰＷＭ信号である。

時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときから出力電流は低下する。そして、時刻ｔ１２で出力電流がゼロを過ぎて極性が変わったときから再点弧電流が出力電流と同じ向きに流れるので、出力電流は再点弧電流が追加されて負の方向に大きくなる。再点弧電流は例えば−２０Ａ程度になる。これにより、出力電流にオーバーシュートが発生する（同図（ｃ）時刻ｔ１２から時刻ｔ１３参照）。

時刻ｔ１２から時刻ｔ１３まで再点弧電圧が印加されている間、再点弧電流が流れる。出力電流の絶対値が目標電流より大きくなるほど偏差は小さくなって、出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなる。出力電流は再点弧電流が追加されて目標電流より大幅に大きくなっているので、出力制御駆動信号のパルス幅は、極端に小さくなっている（同図（ｅ）参照）。これにより、インバータ回路２の出力が抑制されてインバータ回路７に入力される直流電力も減少し、出力電流は減少する。時刻ｔ１３で再点弧電圧が印加されなくなってからも、出力電流はしばらく減少を続け、目標電流を下回った後にフィードバック制御によって目標電流に制御される（時刻ｔ１４参照）。これにより、出力電流にアンダーシュートが発生する（同図（ｃ）時刻ｔ１３から時刻ｔ１４参照）。

出力電流のオーバーシュートはあまり問題にならないが、オーバーシュートによって発生するアンダーシュートは、出力電流が「０」に近づきすぎた場合にアーク切れが発生するので、問題になる。

再点弧電流が追加されない状態の電流を検出できれば、当該電流をフィードバックに用いることで、オーバーシュートに左右されないフィードバック制御を行うことができる。トランス３の二次側巻線３ｂのセンタタップと出力端子ｂとを接続する接続線４の、放電回路６４の出力線との接続点よりセンタタップ側では、再点弧電流が追加される前の電流を検出できる。しかし、この位置に電流センサ９１を配置した場合、トランス３によって接続線４に重畳される高周波の影響で、電流センサ９１は適切に電流を検出できない。したがって、電流センサ９１は、再点弧電流が追加された後の位置に配置せざるをえない。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートの発生を抑制できる溶接電源装置を提供することを目的としている。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、溶接負荷への出力電流を制御するための第１のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して前記溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、前記溶接負荷への出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、前記溶接負荷への出力電流に基づく検出電流を検出する電流センサと、前記電流センサが検出した検出電流と目標電流との偏差に基づいて、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を生成する制御回路とを備えており、再点弧電圧印加時の前記偏差を調整することを特徴とする。この構成によると、再点弧電圧印加時に、検出電流または目標電流を調整することで、検出電流と目標電流との偏差を調整する。偏差が調整されることで、出力制御駆動信号のパルス幅が極端に小さくなることを回避でき、第２のインバータ回路の出力が抑制されすぎることを回避できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを抑制できる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２のインバータ回路の出力端子と前記溶接負荷とを接続する第１の接続線と、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加するための第２の接続線とを備えており、前記電流センサは、前記第１の接続線に流れる電流から前記第２の接続線を流れる電流を減じた電流を前記検出電流として検出することで、前記偏差を調整する。この構成によると、電流センサは、第１の接続線に流れる溶接負荷への出力電流から、第２の接続線を流れる再点弧電流を減じることで、検出電流を検出する。検出電流は出力電流から再点弧電流を打ち消した電流なので、検出電流にはオーバーシュートが発生せず、再点弧電流によって偏差が小さくなることを防止できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを防止できる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流センサは、前記第１の接続線と前記第２の接続線とが、再点弧電流が流れる向きが互いに反対になるように挿通される磁気コアと、前記磁気コアに巻回されており、前記検出電流を検出する検出コイルとを備えている。この構成によると、電流センサは、出力電流から再点弧電流を打ち消した電流を検出電流として適切に検出することができる。また、他のセンサを設けたり、制御の方法を変更する必要がない。したがって、容易にアンダーシュートの対策を行うことができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電流センサは、前記第１の接続線を流れる第１の電流を検出する第１の電流センサと、前記第２の接続線を流れる第２の電流を検出する第２の電流センサと、前記第１の電流から前記第２の電流を減じることで前記検出電流を検出する減算部とを備えている。この構成によると、電流センサは、出力電流から再点弧電流を打ち消した電流を検出電流として適切に検出することができる。また、第２の接続線を第１の接続線の近くまで引き回す必要がない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記検出電流は、前記溶接負荷への出力電流であり、前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を増加させることで、前記偏差を調整する。この構成によると、再点弧電圧印加時に再点弧電流が流れて出力電流が大きくなっても、目標電流も大きくなっているので、偏差が小さくなることを抑制できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを抑制できる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を所定電流を加算した電流に切り替える。この構成によると、所定電流を再点弧電流に応じて設定することで、出力電流のアンダーシュートが発生することを防止できる。また、目標電流を所定電流を加算した電流に切り替えるだけなので、目標電流を再点弧電流に応じて変化させる場合と比べて、設定が容易である。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記目標電流が所定の電流値より大きい場合には、前記目標電流を増加させない。この構成によると、出力電流にオーバーシュートが発生するときのアンダーシュートの対策としつつ、オーバーシュートが発生しないときには、不要な目標電流の変更による制御の乱れを防ぐことができる。

本発明によると、再点弧電圧印加時に、検出電流または目標電流を調整することで、検出電流と目標電流との偏差を調整する。偏差が調整されることで、出力制御駆動信号のパルス幅が極端に小さくなることを回避でき、第２のインバータ回路の出力が抑制されすぎることを回避できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを抑制できる。

第１実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路、放電回路、および電流センサを示す図である。 再点弧回路の制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 第２実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第４実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 第５実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図である。 再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図４は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。図１は、溶接電源装置Ａ１を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図２（ａ）は、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３の一例を示す回路図である。図２（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の放電回路６４の一例を示す回路図である。図２（ｃ）は、溶接電源装置Ａ１の電流センサ９１の一例を示す簡略図である。図３は、再点弧回路６の制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。図４は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。

図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備えている。当該溶接システムは、交流アーク溶接を行う、例えばＴＩＧ溶接システムである。溶接電源装置Ａ１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を変換して、出力端子ａ，ｂから出力する。一方の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続されている。他方の出力端子ｂは、ケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続されている。溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークを発生させて、電力を供給する。当該アークの熱によって、溶接が行われる。溶接トーチＢ、被加工物Ｗおよび発生したアークを合わせたものが、溶接電源装置Ａ１の負荷なので、これらを合わせたものを示す場合は、「溶接負荷」と記載する。

溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、整流平滑回路５、再点弧回路６、インバータ回路７、制御回路８、電流センサ９１、および電圧センサ９２を備えている。

整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、整流平滑回路１の構成は限定されない。

インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路２は、制御回路８から入力される出力制御駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を高周波電力に変換して出力する。なお、インバータ回路２は直流電力を高周波電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路２が本発明の「第１のインバータ回路」に相当する。

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流平滑回路５に出力する。トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備えている。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続されている。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流平滑回路５の各入力端子にそれぞれ接続されている。また、二次側巻線３ｂには、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。二次側巻線３ｂのセンタタップは、接続線４によって、出力端子ｂに接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧されて、整流平滑回路５に入力される。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、充電回路６３に入力される。二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃは一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄから入力される電流が二次側の回路および充電回路６３に流れることを防止することができる。

整流平滑回路５は、トランス３から入力される高周波電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路５は、高周波電流を整流する全波整流回路と、平滑する直流リアクトルとを備えている。なお、整流平滑回路５の構成は限定されない。

インバータ回路７は、例えば、単相ハーフブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、２つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路７の出力端子は、出力端子ａに接続されている。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、インバータ回路７の出力端子の電位（出力端子ａの電位）を、整流平滑回路５の正極側の出力端子の電位と負極側の出力端子の電位とで交互に切り替える。これにより、インバータ回路７は、整流平滑回路５から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。また、インバータ回路７は、出力端子ａの電位を切り替えることで、出力電流の極性を切り換える。なお、インバータ回路７は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路７が本発明の「第２のインバータ回路」に相当する。

再点弧回路６は、整流平滑回路５とインバータ回路７との間に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が切り換わるときに、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に再点弧電圧を印加する。一般的に、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が正で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が負である正極性から、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が負で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が正である逆極性に切り換わるときに、アーク切れが発生しやすいことが知られている。本実施形態では、正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を印加させ、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を印加させない。再点弧回路６は、ダイオード６１、再点弧コンデンサ６２、充電回路６３および放電回路６４を備えている。

ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２とは直列接続されて、インバータ回路７の入力側に並列接続されている。ダイオード６１は、アノード端子がインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、カソード端子が再点弧コンデンサ６２の一方の端子に接続されている。ダイオード６１は、インバータ回路７の入力電圧の過渡電圧を、再点弧コンデンサ６２に吸収させる。再点弧コンデンサ６２は、一方の端子がダイオード６１のカソード端子に接続され、他方の端子がインバータ回路７の負極側の入力端子に接続されている。再点弧コンデンサ６２は、所定の静電容量以上のコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に印加するための再点弧電圧を充電される。再点弧コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。

充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路であり、再点弧コンデンサ６２に並列に接続されている。図２（ａ）は、充電回路６３の一例を示す図である。図２（ａ）に示すように、本実施形態では、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび絶縁型フォワードコンバータ６３ｄを備えている。整流平滑回路６３ｃは、交流電圧を全波整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備え、トランス３の補助巻線３ｃから入力される高周波電圧を直流電圧に変換する。なお、整流平滑回路６３ｃの回路構成は限定されない。絶縁型フォワードコンバータ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。絶縁型フォワードコンバータ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備えている。駆動回路６３ａは、後述する充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、再点弧コンデンサ６２が充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間、パルス信号の出力を行わない。よって、再点弧コンデンサ６２の充電は停止される。すなわち、充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を充電する状態と充電しない状態とで切り替える。なお、駆動回路６３ａを設けずに、充電制御部８６が充電回路駆動信号としてパルス信号をスイッチング素子６３ｂに直接入力するようにしてもよい。また、充電回路６３の構成は限定されない。充電回路６３は、絶縁型フォワードコンバータ６３ｄに代えて、昇圧チョッパ回路などを備えるようにしてもよい。また、充電回路６３に供給される電力は、トランス３の補助巻線３ｃからのものに限定されない。トランス３に補助巻線３ｃを設けず、二次側巻線３ｂから電力を供給するようにしてもよいし、他の電源から供給するようにしてもよい。また、インバータ回路７の入力電圧の過渡電圧を吸収させるだけで再点弧コンデンサ６２を充電できる場合は、充電回路６３を設けないようにしてもよい。

放電回路６４は、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２との接続点と、二次側巻線３ｂのセンタタップと出力端子ｂとを接続する接続線４との間に接続されている。図２（ｂ）は、放電回路６４の一例を示す図である。図２（ｂ）に示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび限流抵抗６４ｂを備えている。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）である。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などであってもよい。スイッチング素子６４ａと限流抵抗６４ｂとは直列接続されて、再点弧コンデンサ６２に直列接続されている。スイッチング素子６４ａのコレクタ端子は限流抵抗６４ｂの一方の端子に接続されており、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は、接続線６４ｃによって、接続線４に接続されている。なお、限流抵抗６４ｂをスイッチング素子６４ａのエミッタ端子側に接続するようにしてもよい。また、スイッチング素子６４ａのゲート端子には、後述する放電制御部８５から、放電回路駆動信号が入力される。スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間オン状態になる。これにより、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧は、限流抵抗６４ｂを介して、放電される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間オフ状態になる。これにより、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とで切り換える。なお、放電回路６４の構成は限定されない。

電流センサ９１は、電流を検出するものであり、本実施形態では、インバータ回路７の出力端子と出力端子ａとを接続する接続線７１に配置されている。図２（ｃ）は、電流センサ９１の一例を示す簡略図である。図２（ｃ）に示すように、電流センサ９１は、接続線７１を挿通される磁気コア９１１、および、磁気コア９１１に巻回された検出コイル９１２を備えている。本実施形態では、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正としており、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。また、本実施形態では、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子と接続線４とを接続する接続線６４ｃが、接続線７１の近くまで引き回されている。そして、接続線６４ｃは、再点弧電流の流れる向きが正の向きになるように、電流センサ９１の磁気コア９１１に挿通されている。一方、接続線７１を流れる再点弧電流は、負の向きに流れる。したがって、電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した電流を検出する。電流センサ９１は、検出した検出電流を制御回路８に入力する。なお、電流センサ９１の構成は限定されず、接続線７１と接続線６４ｃとから、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出するものであればよい。本実施形態においては、接続線７１が本発明の「第１の接続線」に相当し、接続線６４ｃが本発明の「第２の接続線」に相当する。また、電流センサ９１が、本発明の「電流センサ」に相当する。なお、電流センサ９１の配置場所は限定されない。例えば、電流センサ９１を、図１において破線で示している電流センサ９１’の位置に配置するようにしてもよい。この場合でも、接続線４と接続線６４ｃとから、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出することができる。

電圧センサ９２は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を検出するものである。電圧センサ９２は、端子間電圧を検出して制御回路８に入力する。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、電流センサ９１から検出電流を入力され、電圧センサ９２から再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を入力される。そして、制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、目標電流設定部８２、極性切換制御部８３、放電制御部８５、および充電制御部８６を備えている。

電流制御部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流をフィードバック制御するために、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される検出電流を絶対値回路によって絶対値信号に変換し、当該絶対値信号と目標電流設定部８２から入力される目標電流との偏差に基づいて、ＰＷＭ制御により、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するための出力制御駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

極性切換制御部８３は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性を切り換えるために、インバータ回路７を制御する。極性切換制御部８３は、インバータ回路７の出力極性を切り換えるようにスイッチング素子を制御するためのパルス信号であるスイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。スイッチング駆動信号は、放電制御部８５にも出力される。

放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、極性切換制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号に基づいて、放電回路６４を制御するための放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。放電回路駆動信号は、充電制御部８６にも入力される。

図３に示すように、電流センサ９１が検出した検出電流（図３（ｂ）参照）は、スイッチング駆動信号（図３（ａ）参照）に応じて変化する。図３（ａ）に示すスイッチング駆動信号は、オンのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を正、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を負とし、オフのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を負、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を正とする。検出電流は、スイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わった時（図３における時刻ｔ１）から減少し、ゼロを過ぎて（図３における時刻ｔ２）極性が変わった後に最小電流値になる（図３における時刻ｔ３）。また、検出電流は、スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わった時（図３における時刻ｔ６）から増加し、ゼロを過ぎて（図３における時刻ｔ７）極性が変わった後に最大電流値になる（図３における時刻ｔ８）。放電制御部８５は、検出電流の極性が正極性から逆極性に変わるときにオンとなるように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号が切り換わったとき（図３における時刻ｔ１）にオンに切り換わり、オンに切り換わった後、放電時間が経過したとき（図３における時刻ｔ４）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する（図３（ｃ）参照）。放電時間は、放電状態を継続する時間であり、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるまでの時間より長い所定時間が設定されている。

なお、放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときに再点弧電圧を印加できればよいので、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになればよい。

充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、放電制御部８５から入力される放電回路駆動信号と、電圧センサ９２から入力される再点弧コンデンサ６２の端子間電圧とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。

図３に示すように、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧（図３（ｅ）参照）は、放電回路駆動信号（図３（ｃ）参照）がオンになって（図３における時刻ｔ１）、検出電流（図３（ｂ）参照）の極性が変わったとき（図３における時刻ｔ２）に、再点弧コンデンサ６２の放電により低下する。次の放電のタイミングまでに、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。また、再点弧コンデンサ６２が目標電圧まで充電された場合は、それ以上の充電を行う必要がない。充電制御部８６は、再点弧コンデンサ６２の放電後から、再点弧コンデンサ６２が目標電圧になるまでオンとなるように、充電回路駆動信号を生成する。具体的には、充電制御部８６は、放電制御部８５より入力される放電回路駆動信号がオンからオフに切り換わったとき（図３における時刻ｔ４）にオンに切り換わり、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になったとき（図３における時刻ｔ５）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号として出力する（図３（ｄ）参照）。

次に、本実施形態に係る溶接電源装置Ａ１の作用および効果について説明する。

本実施形態によると、電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流から再点弧電流を打ち消した検出電流を検出する。そして、電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される検出電流に基づいて、フィードバック制御を行う。

図４は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。同図（ａ）はインバータ回路７に入力されるスイッチング駆動信号を示しており、同図（ｂ）は放電回路６４に入力される放電回路駆動信号を示している。放電回路駆動信号は、時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときにオンになり、時刻ｔ１３までオン状態を継続する。この間、再点弧電圧が印加される。

同図（ｃ）は、インバータ回路７から出力される溶接電源装置Ａ１の出力電流を示している。当該出力電流には、再点弧電流が含まれている。同図（ｄ）は再点弧電流を示している。また、同図（ｅ）は、電流センサ９１が検出する検出電流を示しており、溶接電源装置Ａ１の出力電流（同図（ｃ）参照）から再点弧電流（同図（ｄ）参照）を減じたものになっている。同図（ｆ）は目標電流設定部８２が設定する目標電流を示している。同図（ｆ）では目標電流を５Ａとしている。したがって、定常状態では検出電流は５Ａに制御されている。電流センサ９１が検出した検出電流は、絶対値回路によって絶対値にされてフィードバック制御に用いられる。したがって、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合は、検出電流は−５Ａに制御されている。同図（ｇ）は電流制御部８１がインバータ回路２に出力する出力制御駆動信号を示している。出力制御駆動信号は、電流センサ９１が検出した検出電流（同図（ｅ）参照）の絶対値と、目標電流（同図（ｆ）参照）との偏差に基づいて生成される。

時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときから出力電流は低下する。そして、時刻ｔ１２で出力電流がゼロを過ぎて極性が変わったときから再点弧電流が出力電流と同じ向きに流れる（同図（ｄ）参照）ので、出力電流は再点弧電流が追加されて負の方向に大きくなる（同図（ｃ）参照）。再点弧電流は例えば−２０Ａ程度になる。これにより、出力電流にオーバーシュートが発生する（同図（ｃ）時刻ｔ１２から時刻ｔ１３参照）。

しかし、同図（ｅ）に示すように、電流センサ９１が検出する検出電流においては、出力電流から再点弧電流が打ち消されているので、オーバーシュートが発生していない。出力制御駆動信号は、検出電流の絶対値と目標電流との偏差に基づいて生成される。検出電流にはオーバーシュートが発生しないので、偏差が極端に小さな値にならず、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３においても、出力制御駆動信号のパルス幅は極端に小さくならない。つまり、出力制御駆動信号は、出力電流のオーバーシュートの影響を受けない。したがって、インバータ回路２の出力は抑制されず、検出電流は目標電流に制御されて定常状態になっている。インバータ回路２の出力が抑制されてないので、時刻ｔ１３で再点弧電流が流れなくなって、出力電流が検出電流に一致したときにも、アンダーシュートは発生していない。以上のように、溶接電源装置Ａ１においては、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートは発生しない。本実施形態では、フィードバック制御に用いるフィードバック電流として出力電流に代えて検出電流を用いることで偏差を調整し、再点弧電圧印加時の出力電流のオーバーシュートの影響を受けないようにして、出力電流のアンダーシュートの発生を防止している。

また、本実施形態によると、接続線６４ｃを電流センサ９１の磁気コア９１１に挿通するだけであり、他のセンサを設けたり、制御の方法を変更する必要がない。したがって、容易にアンダーシュートの対策を行うことができる。

図５〜図９は、本発明の他の実施形態を示している。なお、これらの図において、上記実施形態と同一または類似の要素には、上記実施形態と同一の符号を付している。

図５は、本発明の第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。なお、図５においては、制御回路８の内部構成の記載を省略している。図５に示す溶接電源装置Ａ２は、電流センサ９１をインバータ回路７の出力側ではなく、入力側に配置している点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

第２実施形態においては、電流センサ９１の磁気コア９１１に、インバータ回路７の２つの入力端子にそれぞれ接続された接続線と、再点弧回路６が再点弧電流を出力する接続線６４ｃとが挿通されている。接続線６４ｃは、第１実施形態の場合と同様に、出力電流から再点弧電流を打ち消す方向に挿通されている。本実施形態においては、電流センサ９１が、本発明の「電流センサ」に相当する。

第２実施形態に係る電流センサ９１は、第１実施形態に係る電流センサ９１と同様に、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出して、制御回路８に出力する。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

なお、電流センサ９１の配置位置は限定されず、電流センサ９１が、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出できればよい。例えば、整流平滑回路５と再点弧回路６との間に、電流センサ９１を配置するようにしてもよい。

図６は、本発明の第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図６に示す溶接電源装置Ａ３は、検出電流の検出方法が異なる点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

第３実施形態において、電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ３の出力電流を検出して、電流制御部８１に入力する。電流センサ９３は、再点弧電流を検出するものであり、再点弧回路６が再点弧電流を出力する接続線６４ｃに配置されている。本実施形態では、再点弧電流が流れる向きを正としている。電流センサ９３は、検出した再点弧電流を電流制御部８１に入力する。電流制御部８１は、電流センサ９１より入力される出力電流から、電流センサ９３より入力される再点弧電流を減じて、検出電流を検出する減算部８１１を備えている。電流制御部８１は、減算部８１１が検出した検出電流を、フィードバック制御に用いる。本実施形態においては、電流センサ９１、電流センサ９３および減算部８１１が、本発明の「電流センサ」に相当する。また、電流センサ９１が本発明の「第１の電流センサ」に相当し、出力電流が本発明の「第１の電流」に相当する。また、電流センサ９３が本発明の「第２の電流センサ」に相当し、再点弧電流が本発明の「第２の電流」に相当する。

第３実施形態においても、電流制御部８１は、検出電流を用いてフィードバック制御を行う。したがって、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートは発生しない。また、第３実施形態においては、接続線６４ｃを電流センサ９１まで引き回す必要がない。

なお、第３実施形態においては、出力電流に関係なく、電流制御部８１が出力電流から再点弧電流を減じた検出電流をフィードバック制御に用いる場合について説明したが、これに限られない。出力電流が再点弧電流より大きい場合は、オーバーシュートが発生しない。したがって、電流制御部８１は、目標電流設定部８２が設定する目標電流が再点弧電流に基づく所定の電流値より大きい場合は、電流センサ９１より入力される出力電流をそのままフィードバック制御に用い、目標電流が所定の電流値以下の場合だけ、減算部８１１が検出した検出電流をフィードバック制御に用いるようにしてもよい。所定の電流値は、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧と限流抵抗６４ｂの抵抗値から算出される電流値に基づいて設定すればよい。この場合でも、オーバーシュートが発生するときのアンダーシュートの対策とすることができる。また、オーバーシュートが発生しないときには、検出電流を用いることなく出力電流に応じた制御とすることができる。

図７および図８は、本発明の第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を説明するための図である。図７は、溶接電源装置Ａ４を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図８は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ４の各信号の波形を示している。図７に示す溶接電源装置Ａ４は、出力電流から再点弧電流を打ち消した検出電流ではなく、出力電流をそのままフィードバック制御に用い、再点弧電圧印加時に目標電流を変更する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

第４実施形態において、電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ４の出力電流を検出して、電流制御部８１に入力する。本実施形態においては、電流センサ９１が、本発明の「電流センサ」に相当する。目標電流設定部８２は、放電制御部８５から放電回路駆動信号を入力され、放電回路駆動信号がオンの間、すなわち、再点弧電圧が印加されている間、目標電流を所定電流を加算した電流に切り替える。所定電流は、再点弧回路６が出力する再点弧電流に応じて、あらかじめ設定されている。例えば、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧が３００Ｖで、限流抵抗６４ｂが１５Ωの場合、計算上は２０Ａの再点弧電流が流れるので、本実施形態では、所定電流を２０Ａ程度に設定している。

図８は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ４の各信号の波形を示している。同図（ａ）はインバータ回路７に入力されるスイッチング駆動信号を示しており、同図（ｂ）は放電回路６４に入力される放電回路駆動信号を示している。同図（ｃ）は、インバータ回路７から出力される溶接電源装置Ａ４の出力電流を示している。同図（ｄ）は目標電流設定部８２が設定する目標電流を示している。同図（ｄ）では、放電回路駆動信号がオフの期間は目標電流が５Ａとされ、放電回路駆動信号がオンの期間は目標電流が、所定電流（２０Ａ）を加算された２５Ａとされている。同図（ｅ）は電流制御部８１がインバータ回路２に出力する出力制御駆動信号を示している。出力制御駆動信号は、電流センサ９１が検出した出力電流（同図（ｃ）参照）の絶対値と、目標電流（同図（ｄ）参照）との偏差に基づいて生成される。

時刻ｔ１２から時刻ｔ１３において、再点弧電流が追加されるので、出力電流は負の方向に大きくなって、オーバーシュートが発生する（同図（ｃ）参照）。しかし、この期間の目標電流は、通常時の５Ａに所定電流２０Ａが加算された２５Ａになっている（同図（ｄ）参照）ので、偏差は小さくならない。よって、出力制御駆動信号のパルス幅は小さくならず（同図（ｅ）参照）、インバータ回路２の出力は抑制されない。したがって、時刻ｔ１３で再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートは発生していない（同図（ｃ）参照）。以上のように、第４実施形態においても、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートは発生しない。本実施形態では、フィードバック制御において目標電流を変更することで偏差を調整し、再点弧電圧印加時の出力電流のオーバーシュートの影響を受けないようにして、出力電流のアンダーシュートの発生を防止している。また、第４実施形態においては、接続線６４ｃを電流センサ９１まで引き回す必要がないし、電流センサを追加する必要もない。

なお、第４実施形態では、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧と限流抵抗６４ｂの抵抗値から算出した電流値を所定電流として設定しているが、これに限られない。実際に流れる再点弧電流は、溶接負荷の状態などよって異なってくる。また、所定電流を小さくすると、出力電流が目標電流を超えて、インバータ回路２の出力が抑制され、アンダーシュートが発生する場合がある。逆に、所定電流を大きくすると、インバータ回路２の出力が増加され過ぎる場合がある。所定電流は、計算上の電流値を基準にして、シミュレーションや実験によって、最適な値を決定すればよい。なお、所定電流を小さく設定して、アンダーシュートが発生する場合があるとしても、アンダーシュートの発生を抑制することができるという効果を奏することはできる。アンダーシュートの発生を抑制できれば、アーク切れの発生を抑制することができる。

また、第４実施形態においては、再点弧電圧が印加されている間、目標電流を所定電流を加算した電流に切り替えているが、再点弧電流の変化に合わせて変化させるようにしてもよい。また、第４実施形態においては、出力電流に関係なく、再点弧電圧が印加されている間、目標電流を切り替える場合について説明したが、これに限られない。出力電流が再点弧電流より大きい場合は、オーバーシュートが発生しない。したがって、目標電流設定部８２が設定する目標電流が再点弧電流に基づく所定の電流値より大きい場合は、再点弧電圧印加時でも、目標電流をそのままとし、目標電流が所定の電流値以下の場合だけ、再点弧電圧印加時に目標電流を切り替えるようにしてもよい。所定の電流値は、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧と限流抵抗６４ｂの抵抗値から算出される電流値に基づいて設定すればよい。この場合でも、オーバーシュートが発生するときのアンダーシュートの対策とすることができる。また、オーバーシュートが発生しないときには、不要な目標電流の変更による制御の乱れを防ぐことができる。

図９は、本発明の第５実施形態に係る溶接電源装置Ａ５を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。なお、図９においては、制御回路８の内部構成の記載を省略している。図９に示す溶接電源装置Ａ５は、再点弧回路６をインバータ回路７の出力側に配置している点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。なお、本実施形態では、再点弧コンデンサ６２がインバータ回路７のスナバ回路としての機能を果たさないので、ダイオード６１および再点弧コンデンサ６２の負極側の配線（接続線４に接続されている配線）を設けないようにしてもよい。

第５実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

なお、上記第１ないし第５実施形態では、溶接電源装置Ａ１ないしＡ５をＴＩＧ溶接システムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本発明に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができるし、被覆アーク溶接システムにも用いることができる。また、本発明は、交流出力専用の溶接電源装置だけでなく、交直両用の溶接電源装置にも適用することができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５：溶接電源装置
１ ：整流平滑回路
２ ：インバータ回路（第１のインバータ回路）
３ ：トランス
３ａ ：一次側巻線
３ｂ ：二次側巻線
３ｃ ：補助巻線
４ ：接続線
５ ：整流平滑回路
６ ：再点弧回路
６１ ：ダイオード
６２ ：再点弧コンデンサ
６３ ：充電回路
６３ａ ：駆動回路
６３ｂ ：スイッチング素子
６３ｃ ：整流平滑回路
６３ｄ ：絶縁型フォワードコンバータ
６４ ：放電回路
６４ａ ：スイッチング素子
６４ｂ ：限流抵抗
６４ｃ ：接続線（第２の接続線）
７ ：インバータ回路（第２のインバータ回路）
７１ ：接続線（第１の接続線）
８ ：制御回路
８１ ：電流制御部
８１１ ：減算部（電流センサ）
８２ ：目標電流設定部
８３ ：極性切換制御部
８５ ：放電制御部
８６ ：充電制御部
９１，９３：電流センサ
９１１ ：磁気コア
９１２ ：検出コイル
９２ ：電圧センサ
ａ，ｂ ：出力端子
Ｂ ：溶接トーチ
Ｄ ：商用電源
Ｗ ：被加工物

Claims (7)

1. 溶接負荷への出力電流を制御するための第１のインバータ回路と、
   前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、
   前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して前記溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、
   前記溶接負荷への出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、
   前記溶接負荷への出力電流に基づく検出電流を検出する電流センサと、
   前記電流センサが検出した検出電流と目標電流との偏差に基づいて、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を生成する制御回路と、
   を備えており、
   前記電流センサは、前記溶接負荷への出力電流から前記再点弧回路に流れる電流を減じた電流を前記検出電流として検出する、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記第２のインバータ回路の出力端子と前記溶接負荷とを接続する第１の接続線と、
   前記再点弧回路が再点弧電圧を印加するための第２の接続線と、
   を備えており、
   前記電流センサは、前記第１の接続線に流れる電流から前記第２の接続線を流れる電流を減じた電流を前記検出電流として検出する、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記電流センサは、
   前記第１の接続線と前記第２の接続線とが、再点弧電流が流れる向きが互いに反対になるように挿通される磁気コアと、
   前記磁気コアに巻回されており、前記検出電流を検出する検出コイルと、
   を備えている、
   請求項２に記載の溶接電源装置。
4. 前記電流センサは、
   前記第１の接続線を流れる第１の電流を検出する第１の電流センサと、
   前記第２の接続線を流れる第２の電流を検出する第２の電流センサと、
   前記第１の電流から前記第２の電流を減じることで前記検出電流を検出する減算部と、を備えている、
   請求項２に記載の溶接電源装置。
5. 溶接負荷への出力電流を制御するための第１のインバータ回路と、
   前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、
   前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して前記溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、
   前記溶接負荷への出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、
   前記溶接負荷への出力電流に基づく検出電流を検出する電流センサと、
   前記電流センサが検出した検出電流と目標電流との偏差に基づいて、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を生成する制御回路と、
   を備えており、
   前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を増加させることで、前記偏差を調整する、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
6. 前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を所定電流を加算した電流に切り替える、
   請求項５に記載の溶接電源装置。
7. 前記制御回路は、前記目標電流が所定の電流値より大きい場合には、前記目標電流を増加させない、
   請求項５または６に記載の溶接電源装置。

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