JP6743342B2 - 溶接電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流アーク溶接のための溶接電源装置に関する。

交流アーク溶接においては、出力電流の極性が切り換わるときにアーク切れが起こりやすい。アーク切れを抑制するために、出力電流の極性が切り換わるタイミングで高電圧（再点弧電圧）を印加する溶接電源装置が知られている。このような溶接電源装置の一例が、特許文献１に開示されている。

図１０は、従来の溶接電源装置を備えた溶接システムの一例を示す図である。図１０に示す溶接システムは、溶接トーチＢと、溶接トーチＢに電力を供給する溶接電源装置Ａ１００とを備えている。溶接電源装置Ａ１００は、商用電源Ｄからの交流電力を直流電力に変換してインバータ回路７に入力し、インバータ回路７によって交流電力に変換して出力する。電圧重畳回路６００は、インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに、再点弧コンデンサ６２に充電された高電圧を放電して、インバータ回路７の出力に重畳する。充電回路６３０は、商用電源Ｄから供給される交流電圧を所定の電圧に変換して、再点弧コンデンサ６２を充電する。充電回路６３０および放電回路６４は、制御回路８００によって制御される。

特開平０６−９１３６９号公報

充電回路６３０としては、商用電源Ｄからの交流電圧を整流平滑回路で直流電圧に変換し、フォワードコンバータによって電圧を変換するものが知られている。しかし、この充電回路６３０では、再点弧コンデンサ６２を充電するために時間がかかる。例えば、図５（ａ）に示すように、再点弧コンデンサ６２を３００Ｖまで充電するためには、約０．７ｍｓの時間を要する。インバータ回路７による極性切り換えの周波数（以下では、「極性切換周波数」とする）が２００Ｈｚの場合、あまり問題にならなかったが、極性切換周波数を５００Ｈｚにすると問題が生じた。極性切換周波数が５００Ｈｚの場合、極性切換の周期は２ｍｓになる。しかし、出力を上げるために一時的に極性切換周波数を上昇させる場合があり、この場合は周期がより短くなる。また、極性切換のデューティ比が５０％から変化した場合は、周期は２ｍｓのままでも、一方の極性の期間が短くなる。これらの場合、再点弧コンデンサ６２の充電が十分に行われる前に放電されてしまう。よって、インバータ回路７の出力に重畳される電圧が低くなり、再点弧のためのエネルギーが不足して、アーク切れが発生してしまう。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、極性切換周波数が高くなった場合に、アーク切れをより抑制できる溶接電源装置を提供することを目的としている。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を重畳する電圧重畳回路とを備えており、前記電圧重畳回路は、前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、前記再点弧コンデンサに前記再点弧電圧を充電する充電回路と、前記再点弧コンデンサに充電された前記再点弧電圧を放電する放電回路とを備えており、前記充電回路は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧手段とを備えており、前記直流電源の直流電圧をそのまま前記再点弧コンデンサに印加する第１の状態と、前記第１の状態の後に、前記昇圧手段によって昇圧された直流電圧を前記再点弧コンデンサに印加する第２の状態とで、前記再点弧コンデンサに充電を行うことを特徴とする。この構成によると、充電回路は、第１の状態において、直流電源の直流電圧をそのまま印加することで、再点弧コンデンサを急速に充電し、その後の第２の状態において、昇圧手段によって昇圧された直流電圧を印加することで、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電する。これにより、初めから昇圧手段で昇圧した電圧で充電する場合より短い時間で、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電することができる。つまり、従来のものよりも、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電するために必要な時間を短縮することができる。したがって、極性切換周波数が高くなった場合に、従来のものよりも、アーク切れを抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記昇圧手段は、昇圧チョッパであり、前記充電回路は、前記昇圧チョッパのスイッチングを停止することで前記第１の状態となり、前記昇圧チョッパのスイッチングを行うことで前記第２の状態となる。この構成によると、充電回路を、昇圧チョッパを用いた簡易な構成とすることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記充電回路に入力される電流を検出する電流センサをさらに備えており、前記充電回路は、前記電流センサが検出した電流値に基づいて、前記第１の状態から前記第２の状態に切り換える。この構成によると、第１の状態から第２の状態への切り換えタイミングの検出に、充電回路に入力される電流を検出する電流センサを利用することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記充電回路は、前記昇圧手段を迂回する線路と、前記線路の閉路と開路とを切り換える開閉手段とをさらに備えており、前記線路を閉路することで前記第１の状態となり、前記線路を開路して、前記昇圧手段を動作させることで前記第２の状態となる。この構成によると、直流電源、昇圧手段、線路および開閉手段を用いて、充電回路を構成することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記再点弧コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサをさらに備えており、前記充電回路は、前記電圧センサが検出した電圧値に基づいて、前記第１の状態から前記第２の状態に切り換える。この構成によると、第１の状態から第２の状態への切り換えタイミングの検出に、再点弧コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサを利用することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧重畳回路は、前記溶接負荷の被加工物に出力する電流が正から負に切り換わるときにのみ、前記再点弧電圧を重畳する。この構成によると、よりアーク切れが発生しやすいときにのみ再点弧電圧を重畳できるので、アーク切れの発生を抑制することができる。さらに、比較的にアーク切れが発生しにくいときには再点弧電圧を重畳させないので、電力の損失を低減することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、商用電源と前記インバータ回路とを絶縁するためのトランスをさらに備えており、前記直流電源は、前記トランスの補助巻線が出力する交流電圧を直流電圧に変換して出力する。この構成によると、商用電源から入力される電流がインバータ回路に流れることを防止することができる。また、循環する電流経路が形成されることを防ぎ、感電の危険性を低減することができる。

本発明によると、充電回路は、第１の状態において、直流電源の直流電圧をそのまま印加することで、再点弧コンデンサを急速に充電し、その後の第２の状態において、昇圧手段によって昇圧された直流電圧を印加することで、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電する。これにより、初めから昇圧手段で昇圧した電圧で充電する場合より短い時間で、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電することができる。つまり、従来のものよりも、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電するために必要な時間を短縮することができる。したがって、極性切換周波数が高くなった場合に、従来のものよりも、アーク切れを抑制することができる。

第１実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路および放電回路を示す回路図である。 第１実施形態に係る溶接電源装置の各信号の波形を示すタイムチャートである。 第１実施形態に係る電圧重畳回路の動作をシミュレーションした結果を示している。 第１実施形態に係る溶接電源装置と従来の溶接電源装置とで、再点弧コンデンサを所定の電圧に充電するための時間を比較するためのシミュレーション結果である。 第１実施形態に係る放電制御部の変形例における、各信号の波形を示すタイムチャートである。 第２実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第３ないし第５実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第６実施形態に係る充電回路の変形例を示す回路図である。 従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図３は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。図１は、溶接電源装置Ａ１を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図２は、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３および放電回路６４の詳細を示す回路図である。図３は、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示すタイムチャートである。図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備えている。当該溶接システムは、交流アーク溶接を行う、例えばＴＩＧ溶接システムである。溶接電源装置Ａ１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を変換して、出力端子ａ，ｂから出力する。一方の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続されている。他方の出力端子ｂは、ケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続されている。溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークを発生させて、電力を供給する。当該アークの熱によって、溶接が行われる。溶接トーチＢ、被加工物Ｗおよび発生したアークを合わせたものが、溶接電源装置Ａ１の負荷なので、これらを合わせたものを示す場合は、「溶接負荷」と記載する。

溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、整流回路４、直流リアクトル５、電圧重畳回路６、インバータ回路７、制御回路８、電流センサ９１、電圧センサ９２、および電流センサ９３を備えている。

整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。

インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路２は、制御回路８から入力される駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を高周波電力に変換して出力する。なお、インバータ回路２は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流回路４に出力する。トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備えている。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続されている。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流回路４の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧されて、整流回路４に入力される。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、充電回路６３に入力される。

整流回路４は、例えば全波整流回路であり、トランス３より入力される高周波電力を整流して、インバータ回路７に出力する。なお、整流回路４は、高周波電力を整流するものであればよく、例えば半波整流回路であってもよい。直流リアクトル５は、整流回路４がインバータ回路７に出力する直流電流を平滑化する。

インバータ回路７は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流回路４から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。なお、インバータ回路７は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路７が本発明の「インバータ回路」に相当する。

電圧重畳回路６は、整流回路４とインバータ回路７との間に配置されており、インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に高電圧を重畳する。当該高電圧は、極性切り換え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では「再点弧電圧」と記載する場合がある。電圧重畳回路６は、ダイオード６１、再点弧コンデンサ６２、充電回路６３および放電回路６４を備えている。

再点弧コンデンサ６２は、所定の静電容量以上のコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に重畳するための高電圧（再点弧電圧）を充電される。再点弧コンデンサ６２は、整流回路４に対して並列に接続されている。再点弧コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。

充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路であり、再点弧コンデンサ６２に並列に接続されている。図２（ａ）に示すように、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび昇圧チョッパ６３ｄを備えている。整流平滑回路６３ｃは、交流電流を全波整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備え、トランス３の補助巻線３ｃから入力される高周波電圧を直流電圧に変換する。なお、整流平滑回路６３ｃの回路構成は限定されない。整流平滑回路６３ｃが本発明の「直流電源」に相当する。

昇圧チョッパ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。昇圧チョッパ６３ｄは、入力端子と出力端子との間にコイルとダイオードとを直列に接続（コイルの一方の端子とダイオードのアノード端子とを接続し、入力端子側にコイル、出力端子側にダイオードを配置）し、その接続点にスイッチング素子６３ｂを並列に接続し、ダイオードのカソード端子にコンデンサを並列に接続した構成となっている。なお、昇圧チョッパ６３ｄの回路構成は限定されない。本実施形態では、スイッチング素子６３ｂは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。なお、スイッチング素子６３ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）、バイポーラトランジスタなどであってもよい。昇圧チョッパ６３ｄが本発明の「昇圧手段」に相当する。また、昇圧チョッパ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備えている。駆動回路６３ａは、後述する充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間、パルス信号の出力を行わない。この間、スイッチング素子６３ｂはオフ状態が継続する。したがって、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧がそのまま、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、昇圧チョッパ６３ｄは駆動するので、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧が昇圧されて、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。すなわち、充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧をそのまま再点弧コンデンサ６２に印加する状態と、昇圧して印加する状態とで切り換える。なお、駆動回路６３ａを設けずに、充電制御部８６が充電回路駆動信号としてパルス信号をスイッチング素子６３ｂに直接入力するようにしてもよい。

放電回路６４は、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、再点弧コンデンサ６２に直列に接続されている。図２（ｂ）に示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび限流抵抗６４ｂを備えている。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴである。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。スイッチング素子６４ａと限流抵抗６４ｂとは直列接続されて、再点弧コンデンサ６２に直列接続されている。スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は整流回路４の正極側の端子に接続され、スイッチング素子６４ａのコレクタ端子は限流抵抗６４ｂの一方の端子に接続されている。なお、限流抵抗６４ｂをスイッチング素子６４ａのエミッタ端子側に接続するようにしてもよい。また、スイッチング素子６４ａのゲート端子には、後述する放電制御部８５から、放電回路駆動信号が入力される。スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間オン状態になる。これにより、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧は放電され、限流抵抗６４ｂを介して、整流回路４の出力電圧に重畳される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間オフ状態になる。これにより、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とで切り換える。なお、放電回路６４の構成は限定されない。

ダイオード６１は、放電回路６４に並列接続されており、アノード端子がインバータ回路７の入力の正極側の端子に接続され、カソード端子が再点弧コンデンサ６２に接続されている。ダイオード６１は、インバータ回路７の入力電圧の過渡電圧を、再点弧コンデンサ６２に吸収させる。

電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出するものであり、本実施形態では、インバータ回路７の一方の出力端子と出力端子ａとを接続する接続線に配置されている。電流センサ９１は、出力電流の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。本実施形態では、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正としており、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。なお、電流センサ９１の配置位置は限定されない。

電圧センサ９２は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を検出するものである。電圧センサ９２は、端子間電圧の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。電圧センサ９２が本発明に係る「電圧センサ」に相当する。

電流センサ９３は、充電回路６３の充電電流を検出するものであり、本実施形態では、整流平滑回路６３ｃの負極側の出力端子と、昇圧チョッパ６３ｄの負極側の入力端子とを接続する接続線に配置されている。なお、電流センサ９３の配置位置は限定されない。電流センサ９３は、充電電流の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。電流センサ９３が本発明に係る「電流センサ」に相当する。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、電流センサ９１から出力電流の瞬時値を入力され、電圧センサ９２から再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値を入力され、電流センサ９３から充電電流の瞬時値を入力される。そして、制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、電流目標設定部８２、極性切換制御部８３、波形目標設定部８４、放電制御部８５および充電制御部８６を備えている。

電流制御部８１は、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値から実効値を算出し、当該実効値と電流目標設定部８２から入力される実効値目標値とに基づいて、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するための駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。

極性切換制御部８３は、インバータ回路７を制御する。極性切換制御部８３は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と波形目標設定部８４から入力される電流波形目標値とに基づいて、インバータ回路７のスイッチング素子を制御するためのスイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。

放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と、極性切換制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号とに基づいて、放電回路６４を制御するための放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。放電回路駆動信号は、充電制御部８６にも入力される。

図３に示すように、溶接電源装置Ａ１の出力電流（図３（ｂ）参照）は、スイッチング駆動信号（図３（ａ）参照）に応じて変化する。図３（ａ）に示すスイッチング駆動信号は、オンのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を正、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を負とし、オフのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を負、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を正とする。溶接電源装置Ａ１の出力電流は、スイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わった時（図３における時刻ｔ１）から減少し、ゼロを過ぎて（図３における時刻ｔ２）極性が変わった後に最小電流値になる（図３における時刻ｔ３）。また、溶接電源装置Ａ１の出力電流は、スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わった時（図３における時刻ｔ６）から増加し、ゼロを過ぎて（図３における時刻ｔ７）極性が変わった後に最大電流値になる（図３における時刻ｔ８）。放電制御部８５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときにオンとなるように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号が切り換わったとき（図３における時刻ｔ１、ｔ６）にオンに切り換わり、出力電流の瞬時値が最大電流値または最小電流値になったとき（図３における時刻ｔ３、ｔ８）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する（図３（ｃ）参照）。実際には、電流センサ９１から入力される電流瞬時値は微小変動するので、放電制御部８５は、電流瞬時値が所定の第１閾値以上になった場合に最大電流値になったと判断し、電流瞬時値が所定の第２閾値以下になった場合に最小電流値になったと判断する。

なお、放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときに再点弧電圧を重畳できればよいので、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになればよい。例えば、出力電流の瞬時値がゼロになって所定時間が経過したときに、放電回路駆動信号をオフに切り換えるようにしてもよい。また、放電制御部８５が、極性切換制御部８３からスイッチング駆動信号を入力される代わりに、波形目標設定部８４から電流波形目標値を入力され、電流波形目標値が切り換わったときに、放電回路駆動信号をオンに切り換えるようにしてもよい。この場合も、放電回路駆動信号の波形は、スイッチング駆動信号に基づいて切り換える場合と同様となる。さらに、放電制御部８５が、電流センサ９１から出力電流の瞬時値だけを入力され、出力電流の瞬時値が最大電流値から低下したとき、または、最小電流値から上昇したときに、放電回路駆動信号をオンに切り換えるようにしてもよい。この場合も、放電回路駆動信号の波形は、スイッチング駆動信号に基づいて切り換える場合と同様となる。また、最大電流値より小さくゼロより大きい第１閾値と、最小電流値より大きくゼロより小さい第２閾値とを設定し、放電回路駆動信号を、出力電流の瞬時値が第１閾値と第２閾値との間の範囲に入ったときにオンに切り換え、当該範囲から外れたときにオフに切り換えるようにしてもよい。この場合でも、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになる。

充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、電流センサ９３から入力される充電電流の瞬時値と、電圧センサ９２から入力される再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値と、放電制御部８５から入力される放電回路駆動信号とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。

図３に示すように、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧（図３（ｅ）参照）は、放電回路駆動信号（図３（ｃ）参照）がオンになって（図３における時刻ｔ１）、出力電流（図３（ｂ）参照）の極性が変わったとき（図３における時刻ｔ２）に、再点弧コンデンサ６２の放電により低下する。次の放電のタイミング（図３における時刻ｔ７）までに、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。再点弧コンデンサ６２の放電が終了したとき（図３における時刻ｔ３）から、再点弧コンデンサ６２の充電が開始される。なお、本実施形態では、放電中にも並行して充電が行われているので、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間で、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧は少し上昇している。再点弧コンデンサ６２の充電の初めの期間では、充電制御部８６は、充電回路駆動信号をオフのままとする。このとき、整流平滑回路６３ｃから出力される直流電圧がそのまま再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は、急速に充電される（図３（ｅ）参照）。そして、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が、整流平滑回路６３ｃの出力電圧になったとき（図３における時刻ｔ４）、充電制御部８６は、充電回路駆動信号をオンにする。充電制御部８６は、放電が終了した後、電流センサ９３が検出した充電電流が所定の電流値以下になったときに、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧になったと判断し、充電回路駆動信号をオンにする。このとき、整流平滑回路６３ｃから出力される直流電圧が昇圧されて再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は所定の電圧まで充電される（図３（ｅ）参照）。再点弧コンデンサ６２が所定の電圧まで充電されたとき（図３における時刻ｔ５）、それ以上の充電を行う必要がないので、充電制御部８６は、充電回路駆動信号をオフにする。つまり、充電制御部８６は、放電制御部８５より入力される放電駆動信号がオンからオフに切り換わった後、電流センサ９３が検出した充電電流が所定の電流値以下になったとき（図３における時刻ｔ４、ｔ９）にオンに切り換わり、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が所定の電圧になったとき（図３における時刻ｔ５、ｔ１０）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号として出力する（図３（ｄ）参照）。

図４は、図１に示す溶接電源装置Ａ１において、電圧重畳回路６の動作をシミュレーションした結果を示している。Ｖｃは、電圧センサ９２が検出した、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値の波形を示している。Ｉｃは、電流センサ９３が検出した、充電回路６３の充電電流の瞬時値の波形を示している。Ｖｓは、スイッチング素子６３ｂのドレイン‐ソース間電圧の瞬時値の波形を示している。

図４に示すように、放電回路駆動信号がオンとなり、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わったときに、放電期間が開始されると、放電回路６４が再点弧コンデンサ６２の放電を行うので、電圧Ｖｃは減少する。放電期間中も、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃが整流平滑回路６３ｃの出力電圧を下回ると、充電電流Ｉｃが流れ、再点弧コンデンサ６２を充電する。これにより、放電期間の後半は、電圧Ｖｃが上昇している。

放電回路駆動信号がオフとなり、放電期間が終了した後は、充電期間が開始され、整流平滑回路６３ｃの出力電圧によって再点弧コンデンサ６２が急速に充電される。したがって、電圧Ｖｃが急上昇している。充電電流Ｉｃは、上昇から下降に転じて、低下していく。本実施形態では、充電電流Ｉｃが所定の電流値以下になったときに、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧（本シミュレーションでは２４０Ｖ）になったと判断し、充電回路駆動信号をオンにする。これにより、昇圧チョッパ６３ｄ（スイッチング素子６３ｂ）のスイッチングが行われるスイッチング期間が開始される。スイッチング期間では、整流平滑回路６３ｃから出力される直流電圧が昇圧されて再点弧コンデンサ６２に出力され、再点弧コンデンサ６２がさらに充電される。スイッチングに応じて、電圧Ｖｓおよび充電電流Ｉｃが変化している。

そして、電圧Ｖｃが所定の電圧（本シミュレーションでは３００Ｖ）になったときに充電回路駆動信号がオフになり、スイッチング期間（充電期間）が終了している。次の放電期間が開始されるまでは、充電電流Ｉｃは「０」となり、電圧Ｖｓは一定の電圧となり、電圧Ｖｃが所定の電圧を継続している。

次に、本実施形態に係る溶接電源装置の作用および効果について説明する。

本実施形態によると、充電回路６３は、充電開始時には、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧をそのまま再点弧コンデンサ６２に印加して、再点弧コンデンサ６２を急速に充電する。そして、充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧になったときからは、スイッチング素子６３ｂのスイッチングを行って、昇圧チョッパ６３ｄを駆動させる。これにより、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して再点弧コンデンサ６２に印加し、再点弧コンデンサ６２を所定の電圧まで充電する。したがって、充電開始時からスイッチングを行って昇圧した電圧を印加する場合より短い時間で、再点弧コンデンサ６２を所定の電圧まで充電することができる。充電に必要な時間を短縮することができるので、極性切換周波数が高くなって、充電開始から放電までの時間が短くなった場合でも、再点弧コンデンサ６２を所定の電圧まで充電できるようになる。これにより、アーク切れの発生をより抑制することができる。

図５は、図１に示す溶接電源装置Ａ１と、図１０に示す溶接電源装置Ａ１００とで、再点弧コンデンサ６２を所定の電圧に充電するための時間を比較するためのシミュレーション結果である。図５（ａ）は溶接電源装置Ａ１００のものであり、図５（ｂ）は溶接電源装置Ａ１のものである。どちらも、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃの波形と、充電回路６３（６３０）のスイッチング信号Ｓｗの波形を示している。

図５（ａ）に示すように、溶接電源装置Ａ１００の場合、充電開始からスイッチングを行っており、電圧Ｖｃが所定の電圧（本シミュレーションでは３００Ｖ）に達するまでに約０．７ｍｓかかっている。

一方、図５（ｂ）に示すように、溶接電源装置Ａ１の場合、充電開始時にはスイッチングを行わず、電圧Ｖｃが約２２５Ｖに達したときから、スイッチングを開始している。電圧Ｖｃが所定の電圧（３００Ｖ）に達するまでに約０．５５ｍｓかかっている。図５（ｂ）の場合、スイッチングを行わずに約０．２５ｍｓで電圧Ｖｃが約２２５Ｖまで上昇しているので、充電にかかる時間が、図５（ａ）と比べて、約０．１５ｍｓ短くなっている。

本実施形態によると、充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧（図３（ｅ）参照）が所定の電圧になったときに充電を停止する。これにより、充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２を必要以上に充電することを抑制することができる。

本実施形態によると、放電回路６４は、放電制御部８５より入力される放電回路駆動信号に基づいて、放電を制御する。放電回路駆動信号（図３（ｃ）参照）は、スイッチング駆動信号（図３（ａ）参照）が切り換わったときにオンに切り換わり、出力電流（図３（ｂ）参照）が最大電流値または最小電流値になったときにオフに切り換わる。したがって、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときには、放電回路駆動信号は必ずオンとなっているので、放電回路６４は再点弧電圧を適切に重畳することができる。

本実施形態によると、トランス３において、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃが一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄから入力される電流が二次側の回路に流れることを防止することができる。また、トランス３において、二次側巻線３ｂと補助巻線３ｃとが絶縁されているので、循環する電流経路が形成されない。これらにより、感電の危険性を低減することができる。

なお、本実施形態においては、充電制御部８６は、放電が終了した後、充電電流が所定の電流値以下になったときに充電回路駆動信号をオンにする場合について説明したがこれに限られない。より直接的に、電圧センサ９２が検出した再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧に基づく所定の電圧（例えば、整流平滑回路６３ｃの出力電圧より少し低い電圧）以上になったときに、充電回路駆動信号をオンにするようにしてもよい。この場合は、充電制御部８６は、電圧センサ９２が検出した再点弧コンデンサ６２の端子間電圧のみに基づいて、充電回路駆動信号を生成することができる。

また、本実施形態においては、出力電流の波形が略矩形波である場合（図３（ｂ）参照）について説明したが、これに限られない。出力電流の波形が正弦波であってもよい。波形目標設定部８４が電流波形目標値として正弦波信号を出力し、極性切換制御部８３が電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と波形目標設定部８４から入力される電流波形目標値とに基づいてスイッチング駆動信号を生成するようにすれば、出力電流の波形を正弦波とすることができる。出力電流の波形が正弦波の場合、電流センサ９１が検出する出力電流の瞬時値に基づいて、放電回路駆動信号を生成すればよい。例えば、最大電流値より小さくゼロより大きい第１閾値と、最小電流値より大きくゼロより小さい第２閾値とを設定し、放電回路駆動信号を、出力電流の瞬時値が第１閾値と第２閾値との間の範囲に入ったときにオンに切り換え、当該範囲から外れたときにオフに切り換えるようにすればよい。出力電流の波形を正弦波とすると、発生するアークが幅広になるので、溶接痕を幅広のものとすることができる。また、溶接電源装置Ａ１からの発生音を抑制することができる。

本実施形態においては、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときに再点弧電圧を重畳する場合について説明したが、これに限られない。一般的に、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が正で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が負である正極性から、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が負で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が正である逆極性に切り換わるときに、アーク切れが発生しやすいことが知られている。したがって、正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を重畳させ、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を重畳させないようにしてもよい。この場合の変形例について、図６を参照して説明する。なお、当該変形例においては、放電制御部８５による放電回路駆動信号の生成方法が変わるだけである。

図６は、変形例における、各信号の波形を示すタイムチャートである。図６（ａ）は、極性切換制御部８３が生成するスイッチング駆動信号を示しており、図３（ａ）に示すものと同じである。図６（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の出力電流を示しており、図３（ｂ）に示すものと同じである。図６（ｃ）は、放電制御部８５が生成する放電回路駆動信号を示している。図６（ｄ）は、充電制御部８６が生成する充電回路駆動信号を示している。図６（ｅ）は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を示している。

変形例に係る放電制御部８５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が、正極性から逆極性に変わるときにオンとなるように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号（図６（ａ）参照）がオンからオフに切り換わったとき（図６における時刻ｔ１）にオンに切り換わり、溶接電源装置Ａ１の出力電流（図６（ｂ）参照）が最小電流値になったとき（図６における時刻ｔ３）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する（図６（ｃ）参照）。放電制御部８５は、スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わったとき（図６における時刻ｔ６）、および、溶接電源装置Ａ１の出力電流が最大電流値になったとき（図６における時刻ｔ８）には、放電回路駆動信号の切り換えを行わない。

放電制御部８５が生成する放電回路駆動信号（図６（ｃ）参照）が図３（ｃ）に示す放電駆動信号と異なるので、充電制御部８６が生成する充電回路駆動信号（図６（ｄ）参照）、および、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧（図６（ｅ）参照）は、それぞれ、図３（ｄ）および図３（ｅ）に示すものと異なる波形になっている。

当該変形例においては、よりアーク切れが発生しやすい、正極性から逆極性に切り換わるときに再点弧電圧を重畳するので、アーク切れの発生を抑制することができる。また、比較的にアーク切れが発生しにくい、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を重畳させないので、逆極性から正極性に切り換わるときにも再点弧電圧を重畳する場合と比べて、限流抵抗６４ｂでの損失を低減することができる。また、再点弧電圧を放電してから次に放電するまでの時間が長くなるので、極性切換周波数がより高くなった場合でも対応することができる。例えば、図６に示す場合の極性切換周波数が二倍の周波数になったとしても、放電までに所定の電圧まで充電を行うことができる。

上記変形例のように正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を重畳する場合は、電圧重畳回路６をインバータ回路７の出力側に配置するようにしてもよい。この場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図７は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図７において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、図７においては、制御回路８を簡略化して記載している。図７に示すように、溶接電源装置Ａ２は、電圧重畳回路６をインバータ回路７の出力側に配置している点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

溶接電源装置Ａ２において、電圧重畳回路６は、インバータ回路７の出力側に配置されており、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）の電位を高くするように、出力端子ａ，ｂ間に再点弧電圧を重畳する構成になっている。放電回路６４は、スイッチング駆動信号（図６（ａ）参照）がオンからオフに切り換わったとき（図６における時刻ｔ１）に導通しており、出力電流（図６（ｂ）参照）の極性が変わったとき（図６における時刻ｔ２）に、再点弧コンデンサ６２が放電し、再点弧電圧が出力端子ａ，ｂ間に重畳される。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。

図８は、充電回路６３への電力の供給元を変更した実施形態を示している。図８（ａ）は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を示すブロック図である。図８（ａ）において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、図８（ａ）においては、電圧重畳回路６より下流側の構成および制御回路８の記載を省略している（図８（ｂ）および（ｃ）も同様）。図８（ａ）に示すように、溶接電源装置Ａ３は、充電回路６３の各入力端子がトランス３の二次側巻線３ｂの各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。また、第３実施形態によると、トランス３に補助巻線３ｃを設ける必要がない。よって、より簡易な構成とすることができる。なお、充電回路６３の各入力端子を整流平滑回路１の各入力端子にそれぞれ接続して、商用電源Ｄから入力される交流電力を充電回路６３に入力するようにしてもよい。

図８（ｂ）は、第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を示すブロック図である。図８（ｂ）において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図８（ｂ）に示すように、溶接電源装置Ａ４は、充電回路６３に代えて充電回路６３’を備え、充電回路６３’の各入力端子が整流回路４の各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

充電回路６３’は、充電回路６３（図２（ａ））の整流平滑回路６３ｃから整流回路を省略したものである。充電回路６３’は、整流回路４の出力電圧を入力されるので、整流回路を必要としない。

第４実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。また、第４実施形態によると、充電回路６３’を充電回路６３より簡易な構成とすることができる。

図８（ｃ）は、第５実施形態に係る溶接電源装置Ａ５を示すブロック図である。図８（ｃ）において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図８（ｃ）に示すように、溶接電源装置Ａ５は、充電回路６３に代えて充電回路６３”を備え、充電回路６３”の各入力端子が整流平滑回路１の各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

充電回路６３”は、充電回路６３（図２（ａ））から整流平滑回路６３ｃを省略したものである。充電回路６３”は、整流平滑回路１の出力電圧を入力されるので、整流平滑回路６３ｃを必要としない。

第５実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。また、第５実施形態によると、充電回路６３”を充電回路６３より簡易な構成とすることができる。

図９は、第６実施形態に係る溶接電源装置Ａ６の充電回路６６を示す回路図である。図９に示すように、溶接電源装置Ａ６は、充電回路６６の構成が第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。図９において、第１実施形態に係る充電回路６３（図２（ａ）参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、溶接電源装置Ａ６の充電回路６６以外の構成は第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と同様なので、記載および説明を省略する。

充電回路６６は、整流平滑回路６３ｃ、昇降圧チョッパ回路６６ｄおよび開閉スイッチ６６ｅを備えている。整流平滑回路６３ｃは、第１実施形態に係る整流平滑回路６３ｃと同様のものである。

昇降圧チョッパ回路６６ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。昇降圧チョッパ回路６６ｄは、入力端子と出力端子との間にスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）６３ｂとダイオードとを直列に接続（スイッチング素子６３ｂのソース端子とダイオードのカソード端子とを接続し、入力端子側にスイッチング素子６３ｂ、出力端子側にダイオードを配置）し、その接続点にコイルを並列に接続し、ダイオードのアノード端子にコンデンサを並列に接続した構成となっている。なお、昇降圧チョッパ回路６６ｄの回路構成は限定されない。本実施形態では、スイッチング素子６３ｂをＭＯＳＦＥＴとしているが、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタなどとしてもよい。本実施形態においては、昇降圧チョッパ回路６６ｄが本発明の「昇圧手段」に相当する。駆動回路６３ａは、第１実施形態に係る駆動回路６３ａと同様に、充電制御部８６より入力される充電回路駆動信号に応じてパルス信号を出力する。

開閉スイッチ６６ｅは、昇降圧チョッパ回路６６ｄの入力端子と出力端子とを接続する線路に配置されており、当該線路を閉路して、入力端子と出力端子とを接続した状態と、当該線路を開路して、入力端子と出力端子とを開放した状態とで切り換える。開閉スイッチ６６ｅは、半導体スイッチであってもよいし、機械的なスイッチであってもよい。開閉スイッチ６６ｅは、充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に応じて開閉する。具体的には、開閉スイッチ６６ｅは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間は閉路され、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間は開路される。開閉スイッチ６６ｅが閉路された場合、昇降圧チョッパ回路６６ｄを迂回して、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧がそのまま、再点弧コンデンサ６２に印加される。一方、開閉スイッチ６６ｅが開路された場合、整流平滑回路６３ｃと再点弧コンデンサ６２との間に、昇降圧チョッパ回路６６ｄが介在する状態になる。このとき、昇降圧チョッパ回路６６ｄが駆動するので、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧が昇圧されて、再点弧コンデンサ６２に印加され、再点弧コンデンサ６２は充電される。すなわち、充電回路６６は、充電回路駆動信号に基づいて、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧をそのまま再点弧コンデンサ６２に印加する状態と、昇圧して印加する状態とで切り換える。開閉スイッチ６６ｅが、本発明に係る「開閉手段」に相当する。

第６実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。なお、昇降圧チョッパ回路６６ｄに代えて、その他の昇圧回路を備えるようにしてもよい。

なお、上記第１ないし第６実施形態では、溶接電源装置Ａ１ないしＡ６をＴＩＧ溶接システムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本発明に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができるし、被覆アーク溶接システムにも用いることができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６：溶接電源装置
１ ：整流平滑回路
２ ：インバータ回路
３ ：トランス
３ａ ：一次側巻線
３ｂ ：二次側巻線
３ｃ ：補助巻線
４ ：整流回路
５ ：直流リアクトル
６ ：電圧重畳回路
６１ ：ダイオード
６２ ：再点弧コンデンサ
６３，６３’，６３”，６６ ：充電回路
６３ａ ：駆動回路
６３ｂ ：スイッチング素子
６３ｃ ：整流平滑回路
６３ｄ ：昇圧チョッパ回路
６６ｄ ：昇降圧チョッパ回路
６６ｅ ：開閉スイッチ
６４ ：放電回路
６４ａ ：スイッチング素子
６４ｂ ：限流抵抗
７ ：インバータ回路
８ ：制御回路
８１ ：電流制御部
８２ ：電流目標設定部
８３ ：極性切換制御部
８４ ：波形目標設定部
８５ ：放電制御部
８６ ：充電制御部
９１ ：電流センサ
９２ ：電圧センサ
９３ ：電流センサ
ａ，ｂ ：出力端子
Ｂ ：溶接トーチ
Ｄ ：商用電源
Ｗ ：被加工物

Claims (7)

1. 直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を重畳する電圧重畳回路と、
   を備えており、
   前記電圧重畳回路は、
   前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、
   前記再点弧コンデンサに前記再点弧電圧を充電する充電回路と、
   前記再点弧コンデンサに充電された前記再点弧電圧を放電する放電回路と、
   を備えており、
   前記充電回路は、
   直流電圧を出力する直流電源と、
   前記直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧手段と、
   を備えており、
   前記直流電源の直流電圧をそのまま前記再点弧コンデンサに印加する第１の状態と、前記第１の状態の後に、前記昇圧手段によって昇圧された直流電圧を前記再点弧コンデンサに印加する第２の状態とで、前記再点弧コンデンサに充電を行う、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記昇圧手段は、昇圧チョッパであり、
   前記充電回路は、前記昇圧チョッパのスイッチングを停止することで前記第１の状態となり、前記昇圧チョッパのスイッチングを行うことで前記第２の状態となる、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記充電回路に入力される電流を検出する電流センサをさらに備えており、
   前記充電回路は、前記電流センサが検出した電流値に基づいて、前記第１の状態から前記第２の状態に切り換える、
   請求項２に記載の溶接電源装置。
4. 前記充電回路は、
   前記昇圧手段を迂回する線路と、
   前記線路の閉路と開路とを切り換える開閉手段と、
   をさらに備えており、
   前記線路を閉路することで前記第１の状態となり、前記線路を開路して、前記昇圧手段を動作させることで前記第２の状態となる、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
5. 前記再点弧コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサをさらに備えており、
   前記充電回路は、前記電圧センサが検出した電圧値に基づいて、前記第１の状態から前記第２の状態に切り換える、
   請求項１、２または４のいずれかに記載の溶接電源装置。
6. 前記電圧重畳回路は、前記溶接負荷の被加工物に出力する電流が正から負に切り換わるときにのみ、前記再点弧電圧を重畳する、
   請求項１ないし５のいずれかに記載の溶接電源装置。
7. 商用電源と前記インバータ回路とを絶縁するためのトランスをさらに備えており、
   前記直流電源は、前記トランスの補助巻線が出力する交流電圧を直流電圧に変換して出力する、
   請求項１ないし６のいずれかに記載の溶接電源装置。