WO2018193843A1 - 溶接電源装置 - Google Patents

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WO2018193843A1
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capacitor
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親法 高見
光 水島
一郎 梅澤
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株式会社ダイヘン
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Definitions

  • This disclosure relates to a power supply device used in a welding system.
  • the present disclosure relates to a welding power source apparatus for AC arc welding.
  • the arc break suppression method by re-ignition voltage application is effective when the polarity switching frequency of the output current is low.
  • a desired voltage required for re-ignition may not be obtained due to insufficient charging time, for example. In such a case, the energy for re-igniting is insufficient and an arc break occurs.
  • An object of the present disclosure is to provide a technique capable of more appropriately suppressing arc breakage than in the past even when the polarity switching frequency of the output current is increased.
  • the welding power supply apparatus includes an inverter circuit that converts DC power to AC power and outputs the AC power to a welding load, and the welding current device switches when the polarity of the output current of the inverter circuit is switched.
  • a voltage superimposing circuit that superimposes the re-ignition voltage on the output to the load.
  • the voltage superimposing circuit includes a re-ignition capacitor charged with the re-ignition voltage, a charging circuit that charges the re-ignition capacitor with the re-ignition voltage, and the re-ignition capacitor charged with the re-ignition capacitor.
  • a discharge circuit for discharging an ignition voltage.
  • the charging circuit includes a DC power supply that outputs a DC voltage, and a boosting unit that boosts the DC voltage of the DC power supply.
  • the charging circuit includes: a first state in which a direct current voltage of the direct current power source is directly applied to the re-ignition capacitor; and a direct-current voltage boosted by the step-up unit after the first state.
  • the re-ignition capacitor is charged with the second state applied to the.
  • the charging circuit can rapidly charge the re-ignition capacitor by directly applying the DC voltage of the DC power supply in the first state. Thereafter, in the second state, the charging circuit applies the DC voltage boosted by the boosting means to charge the re-ignition capacitor to a predetermined voltage.
  • the re-ignition capacitor can be charged to a predetermined voltage in a shorter time than when charging with the voltage boosted by the boosting means from the beginning. That is, the time required to charge the re-ignition capacitor to a predetermined voltage can be shortened compared to the conventional case. Therefore, even when the polarity switching frequency is increased, arc breakage can be suppressed more appropriately than the conventional one.
  • FIG. 1 to 3 are diagrams for explaining a welding power source apparatus A1 according to the first embodiment.
  • FIG. 1 shows an overall configuration of a welding system including a welding power source device A1.
  • 2A and 2B are circuit diagrams showing the charging circuit 63 and the discharging circuit 64 of the welding power source device A1, respectively.
  • FIG. 3 is a time chart showing waveforms of a plurality of types of signals used in the welding power source apparatus A1.
  • the welding system includes a welding power source device A1 and a welding torch B.
  • the welding system is a TIG welding system, for example, and is configured to perform AC arc welding.
  • the welding power source device A1 generally converts AC power from the commercial power source D into power suitable for welding, and outputs this from the output terminals a and b.
  • the first output terminal a is connected to the workpiece W by a cable.
  • the second output terminal b is connected to the electrode of the welding torch B by another cable.
  • the electric power supplied from the welding power supply device A1 generates an arc between the tip of the electrode of the welding torch B and the workpiece W, and welding is performed by the heat.
  • the “welding load” refers to a set of elements that are connected to the output terminals a and b of the welding power supply device A1 to form a current path and that substantially consume power.
  • a simple connection element for example, a cable connecting the output terminal a and the workpiece W
  • the present disclosure is limited to this. Do not mean.
  • the welding power source device A1 includes a rectifying / smoothing circuit 1, a first inverter circuit 2, a transformer 3, a rectifying circuit 4, a DC reactor 5, a voltage superimposing circuit 6, a second inverter circuit 7, and a control circuit. 8, a first current sensor 91, a voltage sensor 92, and a second current sensor 93 (see FIG. 2A).
  • the terms “first”, “second”, and the like are merely used to distinguish the same type of elements, and the importance between elements (for example, the functional importance) ) And other substantive implications.
  • the rectifying / smoothing circuit 1 converts AC power input from the commercial power source D into DC power and outputs this DC power.
  • the rectifying / smoothing circuit 1 includes a rectifying circuit that rectifies an alternating current and a smoothing circuit (smoothing capacitor) that smoothes the rectified current.
  • the inverter circuit 2 is, for example, a single-phase full-bridge type PWM control inverter and includes four switching elements.
  • the inverter circuit 2 switches (switches on / off) each switching element with a drive signal input from the control circuit 8, thereby converting the DC power input from the rectifying and smoothing circuit 1 into AC power (for example, predetermined high-frequency power). And outputs this AC power.
  • the inverter circuit 2 is not limited to a single-phase full bridge type, and may be, for example, a half bridge type or an inverter circuit having another configuration.
  • the transformer 3 transforms the voltage of the AC power input from the inverter circuit 2 and outputs the AC power after the transformation.
  • the transformer 3 includes a primary winding 3a, a secondary winding 3b, and an auxiliary winding 3c.
  • Each input terminal of the primary winding 3 a is connected to each output terminal of the inverter circuit 2.
  • Each output terminal of the secondary winding 3 b is connected to each input terminal of the rectifier circuit 4.
  • Each output terminal of the auxiliary winding 3 c is connected to each input terminal of the charging circuit 63.
  • the output voltage from the inverter circuit 2 is transformed according to the turn ratio of the primary side winding 3 a and the secondary side winding 3 b, and the AC power after transformation is output to the rectifying circuit 4.
  • the output voltage from the inverter circuit 2 is transformed according to the turn ratio of the primary side winding 3 a and the auxiliary winding 3 c, and the AC power after transformation is outputted to the charging circuit 63.
  • the rectifier circuit 4 is, for example, a full-wave rectifier circuit.
  • the rectifier circuit 4 rectifies the AC power input from the transformer 3 and outputs the rectified power (DC power) to the inverter circuit 7.
  • the rectifier circuit 4 is not limited to a full-wave rectifier circuit, and may be a half-wave rectifier circuit, for example.
  • a DC reactor 5 is connected to one output terminal of the rectifier circuit 4.
  • the direct current reactor 5 smoothes the direct current output from the rectifier circuit 4.
  • the inverter circuit 7 is, for example, a single-phase full-bridge type PWM control inverter and includes four switching elements.
  • the inverter circuit 7 switches each switching element by a switching drive signal input from the control circuit 8 to convert the DC power input from the rectifier circuit 4 into AC power and outputs the converted AC power.
  • the inverter circuit 7 is not limited to a single-phase full-bridge type, and may be, for example, a half-bridge type or an inverter circuit having another configuration.
  • the voltage superimposing circuit 6 is disposed between the rectifying circuit 4 and the second inverter circuit 7.
  • the voltage superimposing circuit 6 applies a predetermined voltage (for example, a predetermined high voltage) between the output terminals a and b of the welding power source device A1 (for example, already Another voltage is superimposed on the output voltage).
  • the high voltage is for improving the re-ignition property at the time of switching the polarity, and is hereinafter referred to as “re-ignition voltage” as appropriate.
  • the voltage superimposing circuit 6 includes a diode 61, a capacitor (“re-ignition capacitor”) 62, a charging circuit 63 and a discharging circuit 64.
  • the capacitor 62 is a capacitor having a capacitance larger than a predetermined reference value, and is charged with a high voltage (“re-ignition voltage”) to be superimposed on the output of the welding power source device A1.
  • the capacitor 62 is connected in parallel to the rectifier circuit 4.
  • the capacitor 62 is charged by the charging circuit 63 and discharged by the discharging circuit 64.
  • the charging circuit 63 is connected in parallel to the capacitor 62 and is a circuit for charging the capacitor 62 with a re-ignition voltage. As shown in FIG. 2A, the charging circuit 63 includes a rectifying / smoothing circuit 63c and a step-up chopper 63d.
  • the rectifying / smoothing circuit 63c includes a rectifying circuit for full-wave rectification of an alternating current and a smoothing capacitor.
  • the rectifying / smoothing circuit 63c converts the AC voltage input from the auxiliary winding 3c of the transformer 3 into a DC voltage, and outputs this DC voltage. That is, in the charging circuit 63, the rectifying / smoothing circuit 63c functions as a “(direct current) power supply”.
  • the circuit configuration of the rectifying / smoothing circuit 63c is not limited to the illustrated example.
  • the step-up chopper 63d boosts the DC voltage input from the rectifying / smoothing circuit 63c and outputs the boosted voltage to the capacitor 62.
  • the step-up chopper 63d has a coil and a diode connected in series between the input terminal and the output terminal (one terminal of the coil and the anode terminal of the diode are connected, a coil is connected to the input terminal side, and a diode is connected to the output terminal side.
  • the switching element 63b is connected in parallel to the connection point, and a capacitor is connected in parallel to the cathode terminal of the diode.
  • the circuit configuration of the step-up chopper 63d is not limited to the illustrated example.
  • the switching element 63b is a MOSFET (MetalOxideSemiconductorA FieldEffectTransistor).
  • the switching element 63b may be a bipolar transistor such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • the step-up chopper 63d includes a drive circuit 63a for driving the switching element 63b.
  • the drive circuit 63a outputs a pulse signal for driving the switching element 63b based on a charge circuit drive signal input from a charge control unit 86 (described later).
  • the drive circuit 63a does not output a pulse signal while the charging circuit drive signal is off (for example, a relatively low level state). During this time, the switching element 63b is kept off. Therefore, the DC voltage from the rectifying / smoothing circuit 63c is applied to the capacitor 62 as it is, and the capacitor 62 is charged.
  • the drive circuit 63a outputs a predetermined pulse signal to the switching element 63b while the charging circuit drive signal is on (for example, a relatively high level state).
  • the step-up chopper 63d is driven, and the DC voltage from the rectifying / smoothing circuit 63c is stepped up.
  • the boosted DC voltage is applied to the capacitor 62, and the capacitor 62 is charged.
  • the charging circuit 63 of the present embodiment is configured to switch the voltage application to the capacitor 62 between the two states based on the charging circuit drive signal. That is, the charging circuit 63 switches between a state where the voltage from the rectifying / smoothing circuit 63 c is applied to the capacitor 62 as it is (without being transformed) and a state where the boosted voltage is applied to the capacitor 62.
  • the drive circuit 63a may not be provided.
  • a pulse signal (charging circuit drive signal) is directly input from the charging control unit 86 to the switching element 63b.
  • the discharge circuit 64 discharges the re-ignition voltage charged in the capacitor 62 and is connected to the capacitor 62 in series.
  • the discharge circuit 64 includes a switching element 64a and a resistor (current limiting resistor) 64b.
  • the switching element 64a is an IGBT.
  • the switching element 64a may be a bipolar transistor, a MOSFET, or the like.
  • the collector terminal of the switching element 64 a is connected to one end of the resistor 64 b, and the other end of the resistor 64 b is connected to the capacitor 62.
  • the emitter terminal of the switching element 64 a is connected to the positive terminal of the rectifier circuit 4.
  • a discharge circuit drive signal is input from a discharge controller 85 (described later) to the gate terminal of the switching element 64a.
  • the resistor 64b may be connected to the emitter terminal of the switching element 64a.
  • the switching element 64a is in an on state while the discharge circuit drive signal is in an on state (for example, a relatively high level state). As a result, the re-ignition voltage charged in the capacitor 62 is discharged and is superimposed on the output voltage of the rectifier circuit 4 via the resistor 64b. On the other hand, the switching element 64a is turned off while the discharge circuit drive signal is turned off (for example, a relatively low level state), and the discharge of the re-ignition voltage is stopped. That is, the discharge circuit 64 switches between a state in which the capacitor 62 is discharged and a state in which the capacitor 62 is not discharged based on the discharge circuit drive signal.
  • the configuration of the discharge circuit 64 is not limited to the illustrated example.
  • the diode 61 is connected in parallel to the discharge circuit 64, the anode terminal is connected to the positive terminal of the input of the inverter circuit 7, and the cathode terminal is connected to the capacitor 62.
  • the diode 61 is for causing the capacitor 62 to absorb a transient voltage that may be generated when a voltage is input to the inverter circuit 7.
  • the current sensor 91 detects the output current of the welding power source device A1.
  • positioned at the connection line which connects one output terminal of the inverter circuit 7, and the output terminal a of welding power supply device A1 it is also possible to arrange
  • the current sensor 91 detects the instantaneous value of the output current and outputs the detection result to the control circuit 8.
  • the positive or negative current is positive when flowing from the inverter circuit 7 toward the output terminal a, and negative when flowing from the output terminal a toward the inverter circuit 7, but is not limited thereto.
  • the voltage sensor 92 detects the voltage between the terminals of the capacitor 62.
  • the voltage sensor 92 detects an instantaneous value of the voltage between the terminals and outputs the detection result to the control circuit 8.
  • the current sensor 93 detects the charging current of the charging circuit 63.
  • the output terminal on the negative electrode side of the rectifying / smoothing circuit 63c and the input terminal on the negative electrode side of the step-up chopper 63d are arranged on the connection line. However, they can be arranged at other positions.
  • the current sensor 93 detects the instantaneous value of the charging current and outputs the detection result to the control circuit 8.
  • the control circuit 8 is a circuit for controlling the welding power source device A1, and is realized by, for example, a microcomputer.
  • the control circuit 8 receives the instantaneous value of the output current from the current sensor 91, the instantaneous value of the voltage across the capacitor 62 from the voltage sensor 92, and the instantaneous value of the charging current from the current sensor 93.
  • the control circuit 8 outputs drive signals to the inverter circuit 2, the inverter circuit 7, the charging circuit 63, and the discharging circuit 64, respectively.
  • the control circuit 8 includes a current control unit 81, a current target setting unit 82, a polarity switching control unit 83, a waveform target setting unit 84, a discharge control unit 85, and a charge control unit 86.
  • the current control unit 81 controls the inverter circuit 2.
  • the current control unit 81 calculates an effective value from the instantaneous value of the output current input from the current sensor 91.
  • the current control unit 81 generates a drive signal based on the calculated effective value and the effective value target value input from the current target setting unit 82 and outputs the drive signal to the inverter circuit 2. Based on this drive signal, the switching element of the inverter circuit 2 is controlled.
  • the polarity switching control unit 83 controls the inverter circuit 7.
  • the polarity switching control unit 83 generates a switching drive signal based on the instantaneous value of the output current input from the current sensor 91 and the current waveform target value input from the waveform target setting unit 84, and sends it to the inverter circuit 7. Output. Based on this switching drive signal, the switching element of the inverter circuit 7 is controlled.
  • the discharge control unit 85 controls the discharge circuit 64.
  • the discharge controller 85 generates a discharge circuit drive signal based on the instantaneous value of the output current input from the current sensor 91 and the switching drive signal input from the polarity switching controller 83, and supplies the discharge circuit 64 with the discharge circuit drive signal. Output. Based on this discharge circuit drive signal, the discharge circuit 64 is controlled. The discharge circuit drive signal is also output to the charge control unit 86.
  • the output current (see (b)) of the welding power source device A1 changes according to the switching drive signal (see (a)).
  • the switching drive signal When the switching drive signal is on, the output terminal a (workpiece W) is positive and the output terminal b (welding torch B) is negative.
  • the switching drive signal When the switching drive signal is off, the output terminal a (workpiece W) is negative and the output terminal b (welding torch B) is positive.
  • the output current of the welding power source device A1 starts to decrease when the switching drive signal switches from on to off (time t1), continues to decrease, and becomes zero at time t2. Thereafter, the output current of the welding power source device A1 decreases (the polarity is reversed), and reaches the minimum value at time t3. This minimum value is maintained from time t3 to t6.
  • the discharge controller 85 generates and outputs a discharge circuit drive signal ((c) in FIG. 3).
  • the discharge circuit drive signal is a pulse signal that is on at least at the time of polarity change (when the polarity of the output current of the welding power supply device A1 changes, for example, t2, t7, etc.).
  • the discharge circuit drive signal generated by the discharge control unit 85 is turned on at the time when the switching drive signal is turned on / off (time t1, t6), and then the instantaneous value of the output current is minimized. This is a pulse signal that is turned off when the current value or the maximum current value is reached (time t3, t8).
  • the discharge control unit 85 reaches the maximum current value when the instantaneous current value exceeds a predetermined threshold (first threshold).
  • first threshold a predetermined threshold
  • second threshold value lower than the first threshold value
  • the method by which the discharge control unit 85 generates the discharge circuit drive signal is not limited to the above method.
  • the point is to output a re-ignition voltage at the time when the polarity of the output current of the welding power source device A1 changes. Therefore, the discharge circuit drive signal may be turned on before the polarity is changed and may be turned off after the polarity is changed. For example, the discharge circuit drive signal may be switched off when a predetermined time has elapsed since the instantaneous value of the output current becomes zero.
  • the discharge control unit 85 instead of receiving the switching drive signal from the polarity switching control unit 83, receives the current waveform target value from the waveform target setting unit 84, and when the current waveform target value is switched, The circuit drive signal may be switched on.
  • the waveform of the discharge circuit drive signal is the same as that in the case of switching based on the switching drive signal. Further, when the discharge controller 85 receives only the instantaneous value of the output current from the current sensor 91 and the instantaneous value of the output current decreases from the maximum current value or increases from the minimum current value, the discharge circuit is driven. The signal may be switched on. Also in this case, the waveform of the discharge circuit drive signal is the same as that in the case of switching based on the switching drive signal.
  • the first threshold value is set to a value smaller than the maximum current value and larger than zero
  • the second threshold value is set to a value larger than the minimum current value and smaller than zero
  • the discharge circuit drive signal is set so that the instantaneous value of the output current is the first threshold value. May be switched on when entering a range between the first threshold value and the second threshold value, and may be switched off when deviating from the range. Even in this case, the discharge circuit drive signal is turned on before the polarity is changed and turned off after the polarity is changed.
  • the charging control unit 86 controls the charging circuit 63.
  • the charge control unit 86 includes an instantaneous value of the charging current input from the current sensor 93, an instantaneous value of the voltage across the terminals of the capacitor 62 input from the voltage sensor 92, and a discharge circuit drive signal input from the discharge control unit 85. Based on the above, a charging circuit drive signal for controlling the charging circuit 63 is generated and output to the charging circuit 63.
  • the voltage (e) between the terminals of the capacitor 62 is the time (time t2) when the discharge circuit drive signal (c) is turned on (time t1) and the polarity of the output current (b) changes. Reduced by discharge. It is necessary to charge the capacitor 62 with a re-ignition voltage by the next discharge timing (time t7). Therefore, for example, charging of the capacitor 62 may be started from the time point when the discharging of the capacitor 62 ends (time t3). In the present embodiment, since the charging is performed even during the discharge, the voltage between the terminals of the capacitor 62 is slightly increased between the time t2 and the time t3.
  • the charging control unit 86 keeps the charging circuit drive signal (d) off. At this time, the DC voltage output from the rectifying / smoothing circuit 63c is applied to the capacitor 62 as it is, and the capacitor 62 is rapidly charged (see the slope of the straight line at times t3 to t4 in FIG. 3E).
  • the charging control unit 86 When the voltage between the terminals of the capacitor 62 becomes the output voltage of the rectifying and smoothing circuit 63c (time t4), the charging control unit 86 turns on the charging circuit drive signal. After the discharge is completed, the charging control unit 86 determines that the voltage across the capacitor 62 is the output voltage of the rectifying / smoothing circuit 63c when the charging current detected by the current sensor 93 (FIG. 2A) falls below a predetermined current value. The charging circuit drive signal is turned on. At this time, the DC voltage output from the rectifying / smoothing circuit 63c is boosted and applied to the capacitor 62, and the capacitor 62 is charged to a predetermined voltage (time t5 in FIG. 3E).
  • the charging control unit 86 turns off the charging circuit drive signal.
  • the charge control unit 86 when the discharge drive signal input from the discharge control unit 85 is switched from on to off and then the charge current detected by the current sensor 93 becomes equal to or less than a predetermined current value (t4, A pulse signal that is turned on at t9) and turned off when the voltage between the terminals of the capacitor 62 reaches a predetermined voltage (t5, t10) is generated and output as a charging circuit drive signal (d).
  • FIG. 4 shows a result of simulating the operation of the voltage superimposing circuit 6 in the welding power source apparatus A1 shown in FIG.
  • Vc represents the waveform of the instantaneous value of the voltage across the terminals of the capacitor 62 detected by the voltage sensor 92.
  • Ic indicates the waveform of the instantaneous value of the charging current of the charging circuit 63 detected by the current sensor 93.
  • Vs indicates a waveform of an instantaneous value of the drain-source voltage of the switching element 63b.
  • the discharge period starts.
  • the capacitor 62 is discharged by the discharge circuit 64 at the start of the discharge period, so the voltage Vc decreases.
  • the charging current Ic flows and the capacitor 62 is charged. For this reason, the voltage Vc increases in the second half of the discharge period.
  • the charging period is started, and the capacitor 62 is rapidly charged by the output voltage of the rectifying and smoothing circuit 63c.
  • the voltage Vc rapidly increases as shown in FIG.
  • the charging current Ic starts to decrease and then decreases.
  • the switching period in which the boost chopper 63d (switching element 63b) is switched is started.
  • the DC voltage output from the rectifying / smoothing circuit 63c is boosted and output to the capacitor 62, and the capacitor 62 is further charged.
  • the voltage Vs and the charging current Ic change according to switching.
  • the charging circuit drive signal is turned off, and the switching period (and the charging period) ends.
  • the charging current Ic is “0”, the voltage Vs is a substantially constant voltage, and the voltage Vc continues a predetermined voltage.
  • the charging circuit 63 applies the DC voltage input from the rectifying / smoothing circuit 63c to the capacitor 62 as it is to charge the capacitor 62 rapidly. Then, the charging circuit 63 performs switching of the switching element 63b to drive the boosting chopper 63d when the voltage between the terminals of the capacitor 62 becomes the output voltage of the rectifying and smoothing circuit 63c. As a result, the DC voltage input from the rectifying / smoothing circuit 63c is boosted and applied to the capacitor 62, and the capacitor 62 is charged to a predetermined voltage.
  • the capacitor 62 it is possible to charge the capacitor 62 to a predetermined voltage in a shorter time compared to the case where it is necessary to perform boosting by switching from the start of charging. Even when the polarity switching frequency of the welding electrode is increased and the time from the start of charging to discharging is shortened, the capacitor 62 can be charged to a predetermined voltage by shortening the charging time. Thereby, generation
  • FIG. 5A and 5B are simulation results for comparing the time required to charge the capacitor 62 to a predetermined voltage in the comparative example (welding power supply device A100 shown in FIG. 10) and welding power supply device A1.
  • FIG. 5A shows the welding power supply device A100 (comparative example)
  • FIG. 5B shows the welding power supply device A1. Both show the waveform of the voltage Vc between the terminals of the capacitor 62 and the waveform of the switching signal Sw of the charging circuit 63 (630).
  • the welding power source device A100 includes a rectifying / smoothing circuit 1, an inverter circuit 2, a transformer 3, and the like.
  • the AC power from the commercial power source D is converted into DC power through these circuits and then input to the inverter circuit 7.
  • the inverter circuit 7 converts the input DC power into AC power and outputs it.
  • the voltage superimposing circuit 600 discharges the voltage charged in the capacitor 62 and superimposes it on the output of the inverter circuit 7 when the polarity of the output current of the inverter circuit 7 is switched.
  • the charging circuit 630 is connected to the commercial power source D, converts the AC voltage supplied from the commercial power source D into a predetermined DC voltage, and charges the capacitor 62 with the converted voltage. Charging circuit 630 and discharging circuit 64 are controlled by control circuit 800. As the charging circuit 630, for example, an AC voltage of the commercial power source D is converted into a DC voltage, and this DC voltage is transformed by a forward converter.
  • the time for charging the capacitor 62 becomes longer. Specifically, as shown in FIG. 5A, in the case of the welding power source device A100, it is necessary to perform switching from the start of charging (see Sw), and it takes about 0.7 ms to charge the capacitor 62 to 300V. (See Vc). This time is not particularly problematic when the polarity switching frequency by the converter circuit 7 is, for example, 200 Hz. However, problems arise when the polarity switching frequency is 500 Hz, for example. When the polarity switching frequency is 500 Hz, the polarity switching cycle is 2 ms. However, when the polarity switching frequency is temporarily increased to increase the output, the cycle becomes shorter.
  • FIG. 5B in the case of the welding power source device A1, switching is not performed at the start of charging, and switching is started when the voltage Vc reaches about 225V.
  • the time required for the voltage Vc to rise from 0 V to about 225 V is about 0.25 ms (in the comparative example, the time required for the voltage Vc to rise from 0 V to about 225 V is about 0.4 ms) .
  • the time required for the voltage Vc to reach a predetermined voltage (300 V) from 0 V is about 0.55 ms, which is about 0.15 ms shorter than about 0.7 ms in the comparative example (FIG. 5A). This difference corresponds to a time difference (0.4 ⁇ 0.25 [ms]) required for the voltage Vc to rise from 0V to about 225V.
  • the charging circuit 63 stops charging when the voltage between the terminals of the capacitor 62 (FIG. 3E) reaches a predetermined voltage. Thereby, the charging circuit 63 can suppress charging the capacitor 62 more than necessary.
  • the discharge circuit 64 controls the discharge based on the discharge circuit drive signal input from the discharge control unit 85.
  • the discharge circuit drive signal (FIG. 3C) is turned on when the switching drive signal (FIG. 3A) is switched (t1, t6), and the output current (FIG. 3B) is minimized.
  • the switch When the current value or the maximum current value is reached (t3, t8), the switch is turned off. Therefore, when the polarity of the output current of the welding power source device A1 changes, the discharge circuit drive signal is always on, so the discharge circuit 64 can discharge a desired re-ignition voltage at an appropriate timing.
  • the transformer 3 since the secondary side winding 3b and the auxiliary winding 3c are insulated from the primary side winding 3a, the current from the commercial power source D is supplied to the secondary side circuit. It can be prevented from flowing. Further, in the transformer 3, the secondary winding 3b and the auxiliary winding 3c are insulated. Therefore, the risk of electric shock can be reduced.
  • the charging control unit 86 is configured to turn on the charging circuit drive signal when the charging current becomes equal to or lower than a predetermined current value after the discharge is completed. Instead, when the voltage between the terminals of the capacitor 62 detected by the voltage sensor 92 becomes equal to or higher than a predetermined voltage based on the output voltage of the rectifying / smoothing circuit 63c (for example, a voltage slightly lower than the output voltage of the rectifying / smoothing circuit 63c). The charging circuit driving signal may be turned on. In this case, the charging control unit 86 can generate a charging circuit drive signal based only on the voltage across the terminals of the capacitor 62 detected by the voltage sensor 92.
  • the waveform of the output current is a substantially rectangular wave (see (b))
  • the waveform of the output current may be, for example, a sine wave.
  • the waveform target setting unit 84 outputs a sine wave signal as the current waveform target value
  • the polarity switching control unit 83 outputs the instantaneous value of the output current input from the current sensor 91 and the current waveform target value input from the waveform target setting unit 84. If the switching drive signal is generated based on the above, the waveform of the output current can be a sine wave.
  • the discharge circuit drive signal may be generated based on the instantaneous value of the output current detected by the current sensor 91. For example, a first threshold value that is smaller than the maximum current value and larger than zero and a second threshold value that is larger than the minimum current value and smaller than zero are set, and the discharge circuit drive signal is set as the instantaneous value of the output current as the first threshold value and the second threshold value. It may be switched on when entering the range between and off when switching out of the range. If the waveform of the output current is a sine wave, the generated arc becomes wider, so that the welding mark can be made wider. Moreover, the sound generated from welding power supply device A1 can be suppressed.
  • the re-ignition voltage is superimposed whenever the polarity of the output current of the welding power source device A1 changes.
  • arc breakage is from positive polarity (output terminal a or workpiece W is positive and output terminal b or welding torch B is negative) to reverse polarity (output terminal a or workpiece W is negative and output terminal is negative. It is known that it is likely to occur when b or the welding torch B is switched to positive).
  • the re-ignition voltage is superimposed only when switching from positive polarity to reverse polarity, and the re-ignition voltage is not superimposed when switching from reverse polarity to positive polarity.
  • the method of generating the discharge circuit drive signal by the discharge control unit 85 is different from the above-described embodiment.
  • FIG. 6 is a time chart showing the waveform of each signal in the modified example.
  • FIG. 6A shows a switching drive signal generated by the polarity switching control unit 83, which is the same as that shown in FIG.
  • FIG. 6 (b) shows the output current of the welding power source device A1, which is the same as that shown in FIG. 3 (b).
  • FIG. 6C shows a discharge circuit drive signal generated by the discharge control unit 85.
  • FIG. 6D shows a charging circuit driving signal generated by the charging control unit 86.
  • FIG. 6E shows the voltage between the terminals of the capacitor 62.
  • the discharge control unit 85 generates a discharge circuit drive signal that is turned on when the polarity of the output current of the welding power supply device A1 changes from positive polarity to reverse polarity. Specifically, the discharge control unit 85 is switched on when the switching drive signal (FIG. 6A) is switched from on to off (time t1), and the output current of the welding power source device A1 (FIG. 6 ( When a minimum current value (see b)) is reached (time t3), a pulse signal that is turned off is generated and output as a discharge circuit drive signal (FIG. 6C). When the switching drive signal is switched from OFF to ON (time t6) and when the output current of the welding power source device A1 reaches the maximum current value (time t8), the discharge controller 85 drives the discharge circuit. Do not switch signals.
  • the discharge circuit drive signal (FIG. 6C) generated by the discharge controller 85 is different from the discharge drive signal shown in FIG. 3C, the charge circuit drive signal generated by the charge controller 86 (FIG. 6D). ) And the inter-terminal voltage of the capacitor 62 (FIG. 6E) have waveforms different from those shown in FIGS. 3D and 3E, respectively.
  • a re-ignition voltage is superimposed to suppress the occurrence of arc interruption when switching from the positive polarity where arc interruption is likely to occur to the reverse polarity.
  • the re-ignition voltage is not superimposed at the time when switching from reverse polarity to positive polarity is unlikely to occur.
  • the loss at the resistor 64b can be reduced as compared with the case where the re-ignition voltage is superimposed.
  • the time from discharge of the re-ignition voltage to the next discharge becomes longer, it is possible to appropriately cope with the case where the polarity switching frequency becomes higher. For example, even if the polarity switching frequency is double that shown in FIG. 6, the battery can be charged at a predetermined voltage before discharging.
  • the voltage superimposing circuit 6 may be arranged on the output side of the inverter circuit 7.
  • the welding power supply device A2 shown in FIG. 7 has such a configuration.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the welding power source device A2.
  • the same or similar elements as those in the first embodiment (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals.
  • the voltage superimposing circuit 6 is disposed on the output side of the inverter circuit 7, and the re-ignition voltage at which the potential of the output terminal b (welding torch B) is higher than the output terminal a is applied to the two output terminals. It is configured to apply between them.
  • the discharge circuit 64 is conductive when the switching drive signal (FIG. 6A) is switched from ON to OFF (time t1), and the polarity of the output current (FIG. 6B) changes ( At time t2), the capacitor 62 is discharged, and the re-ignition voltage is superimposed between the output terminals a and b.
  • FIG. 8A to 8C show an embodiment relating to the configuration of the power supply source to the charging circuit 63.
  • FIG. In these drawings, the same or similar elements as those of the welding system according to the first embodiment (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals. In these drawings, the configuration on the downstream side of the voltage superimposing circuit 6 and the description of the control circuit 8 are omitted.
  • FIG. 8A is a block diagram showing a welding power source device A3 according to the third embodiment.
  • Welding power supply device A3 differs from welding power supply device A1 according to the first embodiment in that each input terminal of charging circuit 63 is connected to each output terminal of secondary winding 3b of transformer 3.
  • each input terminal of the charging circuit 63 may be connected to each input terminal of the rectifying and smoothing circuit 1 so that AC power input from the commercial power supply D is directly input to the charging circuit 63.
  • FIG. 8B is a block diagram showing a welding power source device A4 according to the fourth embodiment.
  • the welding power source device A4 includes a charging circuit 63 ′ instead of the charging circuit 63, and each input terminal of the charging circuit 63 ′ is connected to each output terminal of the rectifier circuit 4 according to the first embodiment. Different from welding power supply device A1.
  • the charging circuit 63 ' corresponds to a circuit obtained by removing the rectifying circuit from the charging circuit 63 in FIG. 2A (having a smoothing circuit). Since the output voltage from the rectifier circuit 4 is input to the charging circuit 63 ′, the rectifier circuit may be omitted.
  • the charging circuit 63 ′ can be configured more simply than the charging circuit 63 (FIG. 2A).
  • FIG. 8C is a block diagram showing a welding power source device A5 according to the fifth embodiment.
  • the welding power supply device A5 includes a charging circuit 63 ′′ instead of the charging circuit 63, and the input terminal of the charging circuit 63 ′′ is connected to the output terminals of the rectifying / smoothing circuit 1, respectively. It is different from the welding power supply device A1.
  • the charging circuit 63 ′′ corresponds to a circuit obtained by removing the rectifying and smoothing circuit 63c from the charging circuit 63 (FIG. 2A). Since the output voltage from the rectifying and smoothing circuit 1 is input to the charging circuit 63 ′′, the rectifying and smoothing is separately performed. It is not necessary to provide a circuit.
  • the time required for charging can be shortened, so that the occurrence of arc interruption can be appropriately suppressed.
  • the charging circuit 63 ′′ can be configured more simply than the charging circuit 63.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing the charging circuit 66 of the welding power source apparatus A6 according to the sixth embodiment.
  • the welding power supply A6 is different from the welding power supply A1 according to the first embodiment in the configuration of the charging circuit 66.
  • the same or similar elements as those of the charging circuit 63 (see FIG. 2A) according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals. Since welding power supply A6 has the same configuration as welding power supply A1 according to the first embodiment except for charging circuit 66, description and explanation regarding these configurations are omitted.
  • the charging circuit 66 includes a rectifying / smoothing circuit 63c, a step-up / step-down chopper circuit 66d, and an open / close switch 66e.
  • the rectifying / smoothing circuit 63c may be the same as the rectifying / smoothing circuit 63c according to the first embodiment.
  • the step-up / step-down chopper circuit 66 d boosts the DC voltage input from the rectifying and smoothing circuit 63 c and outputs the boosted voltage to the capacitor 62.
  • the step-up / down chopper circuit 66d has a switching element (MOSFET) 63b and a diode connected in series between an input terminal and an output terminal. Specifically, the source terminal of the switching element 63b and the cathode terminal of the diode are connected, the switching element 63b is arranged on the input terminal side, and the diode is arranged on the output terminal side.
  • MOSFET switching element
  • the circuit configuration of the step-up / step-down chopper circuit 66d is not limited to the illustrated example.
  • the switching element 63b is a MOSFET, but it may be a bipolar transistor such as an IGBT.
  • the drive circuit 63a outputs a pulse signal according to the charge circuit drive signal input from the charge control unit 86.
  • the open / close switch 66e is arranged to bridge the input terminal and the output terminal of the step-up / down chopper circuit 66d. When the switch is closed (a closed circuit is configured), the input terminal and the output terminal are electrically connected. On the other hand, when the switch is opened (open circuit is configured), the input terminal and the output terminal are electrically disconnected.
  • the open / close switch 66e may be a semiconductor switch or a mechanical switch. The open / close switch 66e opens and closes in response to a charging circuit drive signal input from the charging control unit 86.
  • the open / close switch 66e is closed while the charging circuit driving signal is off (for example, a low level signal), and is opened while the charging circuit driving signal is on (for example, a high level signal).
  • the open / close switch 66e is closed, the DC voltage from the rectifying / smoothing circuit 63c bypasses the step-up / step-down chopper circuit 66d and is applied to the capacitor 62.
  • the open / close switch 66e is opened, the step-up / step-down chopper circuit 66d is interposed between the rectifying / smoothing circuit 63c and the capacitor 62.
  • the charging circuit 66 switches between a state in which the DC voltage from the rectifying / smoothing circuit 63c is applied to the capacitor 62 as it is (without being transformed) and a state in which the voltage is boosted based on the charging circuit drive signal. It is configured.
  • the time required for charging can be shortened, so that the occurrence of arc interruption can be appropriately suppressed.
  • another booster circuit may be provided in the charging circuit 66.
  • the welding power supply devices A1 to A6 described above can be used in a TIG welding system, but the present disclosure is not limited to this.
  • the welding power supply apparatus according to the present disclosure can also be used for other semi-automatic welding systems.
  • the welding power supply apparatus which concerns on this indication can be used also for the fully automatic welding system by a robot, and can also be used for a covering arc welding system.
  • the welding power supply device is not limited to the above-described embodiment.
  • the specific configuration of each part of the welding power source apparatus according to the present disclosure can be varied in design in various ways.

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Abstract

溶接電源装置は、直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を重畳する電圧重畳回路と、を備える。前記電圧重畳回路は、前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、前記再点弧コンデンサに前記再点弧電圧を充電する充電回路と、前記再点弧コンデンサに充電された前記再点弧電圧を放電する放電回路と、を備える。前記充電回路は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧手段と、を備えてる。前記充電回路は、前記直流電源の直流電圧をそのまま前記再点弧コンデンサに印加する第１の状態と、前記第１の状態の後に、前記昇圧手段によって昇圧された直流電圧を前記再点弧コンデンサに印加する第２の状態とで、前記再点弧コンデンサに充電を行う。

Description

溶接電源装置
　本開示は、溶接システムに用いられる電源装置に関する。特に本開示は、交流アーク溶接のための溶接電源装置に関する。
　従来、交流アーク溶接において、出力電流の極性が切り換わるときにアーク切れが起こりやすい。アーク切れを抑制するための一手法として、出力電流の極性が切り換わるタイミングで高電圧（再点弧電圧）を印加することが知られている。そのように構成された溶接電源装置の一例が特許文献１に開示されている。
特開平０６－９１３６９号公報
　再点弧電圧印加によるアーク切れ抑制法は、出力電流の極性切換周波数が低い場合には、有効である。しかしながら、極性切換周波数が高くなると、例えば充電時間の不足から、再点弧に必要な所望の電圧が得られないことがある。このような場合、再点弧のためのエネルギーが不足して、アーク切れが発生する。
　本開示は、上記した事情に鑑みて提出されている。本開示は、出力電流の極性切換周波数が高くなった場合でも、従来よりも適切にアーク切れの抑制を達成しうる技術を提供することを一の課題とする。
　本開示の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を重畳する電圧重畳回路とを備える。前記電圧重畳回路は、前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、前記再点弧コンデンサに前記再点弧電圧を充電する充電回路と、前記再点弧コンデンサに充電された前記再点弧電圧を放電する放電回路とを備える。前記充電回路は、直流電圧を出力する直流電源と、前記直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧手段とを備える。前記充電回路は、前記直流電源の直流電圧をそのまま前記再点弧コンデンサに印加する第１の状態と、前記第１の状態の後に、前記昇圧手段によって昇圧された直流電圧を前記再点弧コンデンサに印加する第２の状態とで、前記再点弧コンデンサを充電する。
　上記構成によると、充電回路は、第１の状態において、直流電源の直流電圧をそのまま印加することで、再点弧コンデンサを急速に充電しうる。その後、充電回路は、第２の状態において、昇圧手段によって昇圧された直流電圧を印加することで、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電する。これにより、初めから昇圧手段で昇圧した電圧で充電する場合よりも短い時間で、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電することができる。つまり、従来よりも、再点弧コンデンサを所定の電圧まで充電するために必要な時間を短縮することができる。したがって、極性切換周波数が高くなった場合でも、従来のものより適切にアーク切れを抑制することができる。
第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路を説明する回路図である。 第１実施形態に係る放電回路を説明する回路図である。 第１実施形態に係る各信号の波形を示すタイムチャートである。 第１実施形態に係る電圧重畳回路の動作をシミュレーションした結果を示す図である。 比較例の溶接電源装置における再点弧コンデンサの充電時間を説明する図である。 第１実施形態に係る溶接電源装置における再点弧コンデンサの充電時間を説明する図である。 第１実施形態の変形例に係る各信号の波形を示すタイムチャートである。 第２実施形態に係る溶接電源装置を説明するブロック図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を説明するブロック図である。 第４実施形態に係る溶接電源装置を説明するブロック図である。 第５実施形態に係る溶接電源装置を説明するブロック図である。 第６実施形態に係る充電回路を説明する回路図である。 比較例（溶接電源装置）を説明するブロック図である。
　以下、本開示の実施形態につき、添付図面を参照して具体的に説明する。
　図１～図３は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図である。具体的には、図１は、溶接電源装置Ａ１を含む溶接システムの全体構成を示す。図２Ａおよび図２Ｂは、それぞれ、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３および放電回路６４を示す回路図である。図３は、溶接電源装置Ａ１で使用される複数種の信号の波形を示すタイムチャートである。
　図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備えている。当該溶接システムは、例えばＴＩＧ溶接システムであり、交流アーク溶接を行う構成である。溶接電源装置Ａ１は、大略、商用電源Ｄからの交流電力を溶接に適した電力に変換し、これを出力端子ａ，ｂから出力する。第１の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続されている。第２の出力端子ｂは、別のケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続されている。溶接電源装置Ａ１から供給される電力により、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークが発生し、その熱によって溶接が行われる。本実施形態では、溶接トーチＢ、被加工物Ｗおよびアークを合わせたものを「溶接負荷」と称する。なお、この３つの要素のうちの１つあるいは２つを除いたものを「溶接負荷」と称することもありうる。より一般に、本開示において「溶接負荷」とは、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂに接続されて電流路を構成し、且つ実質的に電力を消費する要素の一組を言う。これに関し、単なる接続要素（例えば出力端子ａと被加工物Ｗとをつなぐケーブル）等は、消費電力が相対的に少ないので「溶接負荷」には含めないが、本開示がこれに限定されるわけではない。
　図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、第１のインバータ回路２、トランス３、整流回路４、直流リアクトル５、電圧重畳回路６、第２のインバータ回路７、制御回路８、第１の電流センサ９１、電圧センサ９２、および第２の電流センサ９３（図２Ａ参照）を備えている。なお、本開示において「第１」、「第２」等の語は、単に同種の要素を区別するためだけに用いられているものであって、要素間の重要度（例えば機能的な重要度）などの実質的な意味合いを持つものではない。
　整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換し且つこの直流電力を出力する。整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、整流後の電流を平滑化する平滑回路（平滑コンデンサ）とを備えている。
　インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路２は、制御回路８から入力される駆動信号によって各スイッチング素子をスイッチング（オン／オフ駆動）させることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を交流電力（例えば所定の高周波電力）に変換しかつこの交流電力を出力する。インバータ回路２は、単相フルブリッジ型に限らず、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。
　トランス３は、インバータ回路２から入力される交流電力の電圧を変圧し、且つこの変圧後の交流電力を出力する。具体的には、トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備えている。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続されている。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流回路４の各入力端子にそれぞれ接続されている。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２からの出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧され、変圧後の交流電力が整流回路４に出力される。また、インバータ回路２からの出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、変圧後の交流電力が充電回路６３に出力される。
　整流回路４は、例えば全波整流回路である。整流回路４は、トランス３より入力される交流電力を整流し、かつこの整流後の電力（直流電力）をインバータ回路７に出力する。整流回路４は、全波整流回路に限らず、例えば半波整流回路であってもよい。本実施形態では、整流回路４の一の出力端に直流リアクトル５が接続されている。直流リアクトル５は、整流回路４が出力する直流電流を平滑化する。
　インバータ回路７は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によって各スイッチング素子をスイッチングさせることで、整流回路４から入力される直流電力を交流電力に変換し、且つ変換後の交流電力を出力する。インバータ回路７は、単相フルブリッジ型に限らず、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。
　電圧重畳回路６は、整流回路４と第２のインバータ回路７との間に配置されている。インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに、電圧重畳回路６により、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に所定の電圧（例えば所定の高電圧）が印加される（例えば、既に出力されている電圧に別の電圧が重畳される）。当該高電圧は、極性切り換え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では適宜「再点弧電圧」と称する。電圧重畳回路６は、ダイオード６１、コンデンサ（「再点弧コンデンサ」）６２、充電回路６３および放電回路６４を備えている。
　コンデンサ６２は、所定の基準値よりも大きな静電容量を有するコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に重畳するための高電圧（「再点弧電圧」）が充電される。コンデンサ６２は、整流回路４に対して並列に接続されている。コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。
　充電回路６３は、コンデンサ６２に並列に接続されており、コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路である。図２Ａに示すように、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび昇圧チョッパ６３ｄを備えている。整流平滑回路６３ｃは、交流電流を全波整流する整流回路と、平滑コンデンサとを備える。整流平滑回路６３ｃは、トランス３の補助巻線３ｃから入力される交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を出力する。すなわち充電回路６３内において、整流平滑回路６３ｃは、「（直流）電源」として機能する。整流平滑回路６３ｃの回路構成は、図示の例に限定されない。
　昇圧チョッパ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、コンデンサ６２に出力する。昇圧チョッパ６３ｄは、入力端子と出力端子との間にコイルとダイオードとを直列に接続（コイルの一方の端子とダイオードのアノード端子とを接続し、入力端子側にコイル、出力端子側にダイオードを配置）し、その接続点にスイッチング素子６３ｂを並列に接続し、ダイオードのカソード端子にコンデンサを並列に接続した構成となっている。なお、昇圧チョッパ６３ｄの回路構成は、図示の例に限定されない。
　本実施形態では、スイッチング素子６３ｂは、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）である。これに代えて、スイッチング素子６３ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのバイポーラトランジスタであってもよい。
　昇圧チョッパ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備えている。駆動回路６３ａは、充電制御部８６（後述）から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフの間（例えば相対的にローレベルの状態）、パルス信号の出力を行わない。この間、スイッチング素子６３ｂはオフ状態が継続する。したがって、整流平滑回路６３ｃからの直流電圧がそのまま、コンデンサ６２に印加され、コンデンサ６２が充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオンの間（例えば相対的にハイレベルの状態）、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、昇圧チョッパ６３ｄが駆動し、整流平滑回路６３ｃからの直流電圧が昇圧される。昇圧された直流電圧は、コンデンサ６２に印加され、コンデンサ６２が充電される。
　このように、本実施形態の充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、コンデンサ６２に対する電圧印加を２つの状態間で切り換えるように構成されている。すなわち、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃからの電圧を、そのまま（変圧せずに）コンデンサ６２に印加する状態と、昇圧した電圧をコンデンサ６２に印加する状態とで切り換える。
　図２Ａに示す構成に代えて、駆動回路６３ａを設けない構成としてもよい。この場合、例えば、スイッチング素子６３ｂに対し、充電制御部８６から直接的にパルス信号（充電回路駆動信号）を入力することが考えらえる。
　放電回路６４は、コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、コンデンサ６２に直列に接続されている。図２Ｂに示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび抵抗（限流抵抗）６４ｂを備えている。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴである。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタや、ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。スイッチング素子６４ａのコレクタ端子が、抵抗６４ｂの一端に接続され、抵抗６４ｂの他端が、コンデンサ６２に接続されている。また、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は、整流回路４の正極側の端子に接続されている。スイッチング素子６４ａのゲート端子には、放電制御部８５（後述）から、放電回路駆動信号が入力される。なお、抵抗６４ｂをスイッチング素子６４ａのエミッタ端子に接続してもよい。
　スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン状態の間（例えば相対的にハイレベルの状態）、オン状態になる。これにより、コンデンサ６２に充電された再点弧電圧が放電され、抵抗６４ｂを介して整流回路４の出力電圧に重畳される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ状態の間（例えば相対的にローレベルの状態）、オフ状態となり、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とを切り換える。なお、放電回路６４の構成は、図示の例に限定されない。
　ダイオード６１は、放電回路６４に並列接続されており、アノード端子がインバータ回路７の入力の正極側の端子に接続され、カソード端子がコンデンサ６２に接続されている。ダイオード６１は、インバータ回路７への電圧入力時に生じうる過渡電圧をコンデンサ６２に吸収させるためのものである。
　電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出する。本実施形態では、インバータ回路７の一の出力端子と溶接電源装置Ａ１の出力端子ａとをつなぐ接続線に配置されているが、他の位置に配置することも可能である。電流センサ９１は、出力電流の瞬時値を検出して検出結果を制御回路８に出力する。電流の正負は、例えば、インバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正とし、出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負とするが、これに限定されるわけではない。
　電圧センサ９２は、コンデンサ６２の端子間電圧を検出する。電圧センサ９２は、端子間電圧の瞬時値を検出して検出結果を制御回路８に出力する。
　電流センサ９３は、充電回路６３の充電電流を検出する。本実施形態では、整流平滑回路６３ｃの負極側の出力端子と、昇圧チョッパ６３ｄの負極側の入力端子とをつなぐ接続線に配置されているが、他の位置に配置することも可能である。電流センサ９３は、充電電流の瞬時値を検出して検出結果を制御回路８に出力する。
　制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現される。制御回路８には、電流センサ９１からの出力電流の瞬時値、電圧センサ９２からのコンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値、および、電流センサ９３からの充電電流の瞬時値がそれぞれ入力される。制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、電流目標設定部８２、極性切換制御部８３、波形目標設定部８４、放電制御部８５および充電制御部８６を備えている。
　電流制御部８１は、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値から実効値を算出する。電流制御部８１は、算出された前記実効値と電流目標設定部８２から入力される実効値目標値とに基づいて、駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。この駆動信号に基づき、インバータ回路２のスイッチング素子が制御される。
　極性切換制御部８３は、インバータ回路７を制御する。極性切換制御部８３は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と波形目標設定部８４から入力される電流波形目標値とに基づいて、スイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。このスイッチング駆動信号に基づき、インバータ回路７のスイッチング素子が制御される。
　放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と、極性切換制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号とに基づいて、放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。この放電回路駆動信号に基づき、放電回路６４が制御される。放電回路駆動信号は、充電制御部８６にも出力される。
　図３に示すように、溶接電源装置Ａ１の出力電流（（ｂ）参照）は、スイッチング駆動信号（（ａ）参照）に応じて変化する。スイッチング駆動信号がオンのときには、出力端子ａ（被加工物Ｗ）は正、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）は負となる。スイッチング駆動信号がオフのときには、出力端子ａ（被加工物Ｗ）は負、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）は正となる。溶接電源装置Ａ１の出力電流は、スイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わる時（時刻ｔ１）に減少し始め、そのまま減少し続けて時刻ｔ２でゼロとなる。その後も、溶接電源装置Ａ１の出力電流は減少し（極性が逆になり）、時刻ｔ３において最小値となる。この最小値は、時刻ｔ３からｔ６まで維持される。
　スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わると（時刻ｔ６）、溶接電源装置Ａ１の出力電流は上記の最小値から増加し始め、時刻ｔ７でゼロとなり（且つその後極性が逆になり）、時刻ｔ８で最大電流値になる。
　放電制御部８５は、放電回路駆動信号（図３の（ｃ））を生成および出力する。本実施形態では、放電回路駆動信号は、少なくとも極性変化時点（溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わる時点、例えばｔ２，ｔ７等）でオンであるパルス信号である。具体的には、放電制御部８５が生成する放電回路駆動信号は、スイッチング駆動信号のオン・オフが切り換わる時点で（時刻ｔ１、ｔ６）にオンに切り換わり、その後出力電流の瞬時値が最小電流値または最大電流値になる時点で（時刻ｔ３、ｔ８）オフに切り換わるパルス信号である。なお、実際には電流センサ９１から入力される電流瞬時値は微小変動するので、放電制御部８５は、電流瞬時値が所定の閾値（第１閾値）以上になった場合に最大電流値になったと判断し、電流瞬時値が所定の閾値（第１閾値よりも低い第２閾値）以下になった場合に最小電流値になったと判断する。
　放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、上記の方法に限定されない。要点は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わる時点で再点弧電圧を出力することである。よって、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、かつ極性が変わった後にオフになってもよい。例えば、出力電流の瞬時値がゼロになって所定時間が経過したときに、放電回路駆動信号をオフに切り換えるようにしてもよい。また、放電制御部８５が、極性切換制御部８３からスイッチング駆動信号を入力される代わりに、波形目標設定部８４から電流波形目標値を入力され、電流波形目標値が切り換わったときに、放電回路駆動信号をオンに切り換えるようにしてもよい。この場合も、放電回路駆動信号の波形は、スイッチング駆動信号に基づいて切り換える場合と同様となる。さらに、放電制御部８５が、電流センサ９１から出力電流の瞬時値だけを入力され、出力電流の瞬時値が最大電流値から低下したとき、または、最小電流値から上昇したときに、放電回路駆動信号をオンに切り換えるようにしてもよい。この場合も、放電回路駆動信号の波形は、スイッチング駆動信号に基づいて切り換える場合と同様となる。また、第１閾値を最大電流値より小さくゼロより大きい値に、第２閾値を最小電流値より大きくゼロより小さい値にそれぞれ設定し、放電回路駆動信号を、出力電流の瞬時値が第１閾値と第２閾値との間の範囲に入ったときにオンに切り換える一方、当該範囲から外れたときにオフに切り換えるようにしてもよい。この場合でも、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになる。
　充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、電流センサ９３から入力される充電電流の瞬時値と、電圧センサ９２から入力されるコンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値と、放電制御部８５から入力される放電回路駆動信号とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。
　図３に示すように、コンデンサ６２の端子間電圧（ｅ）は、放電回路駆動信号（ｃ）がオンになり（時刻ｔ１）、出力電流（ｂ）の極性が変わる時点（時刻ｔ２）で、放電により低下する。次の放電のタイミング（時刻ｔ７）までに、コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。よって、例えばコンデンサ６２の放電が終了した時点（時刻ｔ３）から、コンデンサ６２の充電を開始する構成としてもよい。なお本実施形態では、放電中にも充電が行われるので、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間においてコンデンサ６２の端子間電圧は少し上昇している。コンデンサ６２の充電の初めの期間では、充電制御部８６は、充電回路駆動信号（ｄ）をオフのままとする。このとき、整流平滑回路６３ｃから出力される直流電圧がそのままコンデンサ６２に印加され、コンデンサ６２の充電が急速に行われる（図３（ｅ）の時刻ｔ３～ｔ４における直線の傾きを参照）。
　コンデンサ６２の端子間電圧が、整流平滑回路６３ｃの出力電圧になったとき（時刻ｔ４）、充電制御部８６は、充電回路駆動信号をオンにする。充電制御部８６は、放電が終了した後、電流センサ９３（図２Ａ）が検出した充電電流が所定の電流値以下になったときに、コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧になったと判断し、充電回路駆動信号をオンにする。このとき、整流平滑回路６３ｃから出力される直流電圧が昇圧されてコンデンサ６２に印加され、コンデンサ６２は所定の電圧まで充電される（図３（ｅ）の時刻ｔ５）。コンデンサ６２が所定の電圧まで充電されると、それ以上の充電を行う必要がないので、充電制御部８６は、充電回路駆動信号をオフにする。つまり、充電制御部８６は、放電制御部８５より入力される放電駆動信号がオンからオフに切り換わった後、電流センサ９３が検出した充電電流が所定の電流値以下になったとき（ｔ４、ｔ９）にオンに切り換わり、コンデンサ６２の端子間電圧が所定の電圧になったとき（ｔ５、ｔ１０）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号（ｄ）として出力する。
　図４は、図１に示す溶接電源装置Ａ１において、電圧重畳回路６の動作をシミュレーションした結果を示している。Ｖｃは、電圧センサ９２が検出した、コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値の波形を示している。Ｉｃは、電流センサ９３が検出した、充電回路６３の充電電流の瞬時値の波形を示している。Ｖｓは、スイッチング素子６３ｂのドレイン‐ソース間電圧の瞬時値の波形を示している。
　放電回路駆動信号がオンとなり、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わると放電期間が始まる。図４に示すように、放電期間の開始とともに、放電回路６４によってコンデンサ６２の放電が行われるので、電圧Ｖｃが減少する。一方、放電期間中でも、コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃが整流平滑回路６３ｃの出力電圧を下回ると、充電電流Ｉｃが流れ、コンデンサ６２の充電が行われる。このため、放電期間の後半では、電圧Ｖｃが上昇している。
　放電回路駆動信号がオフとなり、放電期間が終了した後は、充電期間が開始され、整流平滑回路６３ｃの出力電圧によってコンデンサ６２が急速に充電される。この際には、図４に示すように電圧Ｖｃが急上昇する。一方、充電電流Ｉｃは、上昇から下降に転じて、低下していく。本実施形態では、充電電流Ｉｃが所定の電流値以下になったときに、コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧（本シミュレーションでは２４０Ｖ）になったと判断し、充電回路駆動信号をオンにする。これにより、昇圧チョッパ６３ｄ（スイッチング素子６３ｂ）のスイッチングが行われるスイッチング期間が開始される。スイッチング期間では、整流平滑回路６３ｃから出力される直流電圧が昇圧されてコンデンサ６２に出力され、コンデンサ６２がさらに充電される。図４に示すように、スイッチングに応じて、電圧Ｖｓおよび充電電流Ｉｃが変化している。
　電圧Ｖｃが所定の電圧（本シミュレーションでは３００Ｖ）になったときに充電回路駆動信号がオフになり、スイッチング期間（および充電期間）が終了する。次の放電期間が開始されるまでは、充電電流Ｉｃは「０」となり、電圧Ｖｓは略一定の電圧となり、電圧Ｖｃが所定の電圧を継続している。
　次に、本実施形態に係る溶接電源装置の作用および効果について説明する。
　本実施形態によると、充電回路６３は、充電開始時には、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧をそのままコンデンサ６２に印加して、コンデンサ６２を急速に充電する。そして、充電回路６３は、コンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧になったときからは、スイッチング素子６３ｂのスイッチングを行って、昇圧チョッパ６３ｄを駆動させる。これにより、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧してコンデンサ６２に印加し、コンデンサ６２を所定の電圧まで充電する。
　上記の構成によれば、充電開始時からスイッチングを行って昇圧する必要がある場合に比べて、より短い時間でコンデンサ６２を所定の電圧まで充電することができる。溶接電極の極性切換周波数が高くなって、充電開始から放電までの時間が短くなった場合でも、充電時間の短縮により、コンデンサ６２を所定の電圧まで充電できる。これにより、アーク切れの発生をより抑制することができる。
　図５Ａおよび図５Ｂは、比較例（図１０に示す溶接電源装置Ａ１００）と溶接電源装置Ａ１とにおいて、コンデンサ６２を所定の電圧に充電するのに要する時間を比較するためのシミュレーション結果である。図５Ａが溶接電源装置Ａ１００（比較例）のものであり、図５Ｂが溶接電源装置Ａ１のものである。どちらも、コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃの波形と、充電回路６３（６３０）のスイッチング信号Ｓｗの波形を示している。
　図１０を参照しつつ、比較例としての溶接電源装置Ａ１００について簡単に説明する。溶接電源装置Ａ１００は、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３等を備えている。商用電源Ｄからの交流電力は、これらの回路を介して直流電力に変換された後、インバータ回路７に入力される。インバータ回路７は、入力された直流電力を交流電力に変換して出力する。電圧重畳回路６００は、インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに、コンデンサ６２に充電された電圧を放電して、インバータ回路７の出力に重畳する。充電回路６３０は、商用電源Ｄにつながれており、商用電源Ｄから供給される交流電圧を所定の直流電圧に変換し、この変換後の電圧でコンデンサ６２を充電する。充電回路６３０および放電回路６４は、制御回路８００によって制御される。充電回路６３０としては、例えば、商用電源Ｄの交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をフォワードコンバータによって変圧する構成のものである。
　比較例に係る充電回路６３０では、コンデンサ６２を充電するための時間が長くなる。具体的には、図５Ａに示すように、溶接電源装置Ａ１００の場合、充電開始時からスイッチングを行う必要があり（Ｓｗ参照）、コンデンサ６２を３００Ｖまで充電するのに、約０．７ｍｓの時間を要する（Ｖｃ参照）。この時間は、コンバータ回路７による極性切換周波数が例えば２００Ｈｚの場合、特に問題にならない。しかしながら、極性切換周波数が例えば５００Ｈｚになると問題が生じる。極性切換周波数が５００Ｈｚの場合、極性切換の周期は２ｍｓである。しかし、出力を上げるために一時的に極性切換周波数を上昇させる場合、周期がより短くなる。また、極性切換のデューティ比が５０％から変化した場合は、周期は２ｍｓのままでも、一方の極性の期間が短くなる。これらの場合、コンデンサ６２の充電が十分に行われる前に放電されてしまう。その結果、インバータ回路７の出力に重畳される電圧が低くなり、再点弧のためのエネルギーが不足して、アーク切れが発生する。
　一方、図５Ｂに示すように、溶接電源装置Ａ１の場合、充電開始時にはスイッチングを行わず、電圧Ｖｃが約２２５Ｖに達したときから、スイッチングを開始している。電圧Ｖｃが０Ｖから約２２５Ｖまで上昇するのに要する時間は、約０．２５ｍｓである（比較例では、電圧Ｖｃが０Ｖから約２２５Ｖまで上昇するのに要する時間は、約０．４ｍｓである）。また、電圧Ｖｃが０Ｖから所定の電圧（３００Ｖ）に達するまでの時間は、約０．５５ｍｓであり、比較例（図５Ａ）の約０．７ｍｓに対して約０．１５ｍｓ短くなっている。この差は、電圧Ｖｃが０Ｖから約２２５Ｖまで上昇するのに要する時間の差（０．４－０．２５[ｍｓ]）に相当する。
　本実施形態によると、充電回路６３は、コンデンサ６２の端子間電圧（図３（ｅ））が所定の電圧になったときに充電を停止する。これにより、充電回路６３は、コンデンサ６２を必要以上に充電することを抑制することができる。
　本実施形態によると、放電回路６４は、放電制御部８５より入力される放電回路駆動信号に基づいて、放電を制御する。放電回路駆動信号（図３（ｃ））は、スイッチング駆動信号（図３（ａ））が切り換わったとき（ｔ１、ｔ６）にオンに切り換わり、出力電流（図３（ｂ））が最小電流値または最大電流値になったとき（ｔ３、ｔ８）にオフに切り換わる。したがって、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときには、放電回路駆動信号は必ずオンとなっているので、放電回路６４は所望の再点弧電圧を適切なタイミングで放電させることができる。
　本実施形態によると、トランス３において、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃが一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄからの電流が、二次側の回路に流れることを防止することができる。また、トランス３において、二次側巻線３ｂと補助巻線３ｃとが絶縁されている。これらのことから、感電の危険性を低減することができる。
　上述の実施形態においては、充電制御部８６は、放電が終了した後、充電電流が所定の電流値以下になったときに充電回路駆動信号をオンにする構成である。これ代えて、電圧センサ９２が検出したコンデンサ６２の端子間電圧が整流平滑回路６３ｃの出力電圧に基づく所定の電圧（例えば、整流平滑回路６３ｃの出力電圧より少し低い電圧）以上になったときに、充電回路駆動信号をオンにするようにしてもよい。この場合は、充電制御部８６は、電圧センサ９２が検出したコンデンサ６２の端子間電圧のみに基づいて、充電回路駆動信号を生成することができる。
　上述の実施形態においては、出力電流の波形が略矩形波である場合（（ｂ）参照）について説明したが、出力電流の波形は、例えば正弦波であってもよい。波形目標設定部８４が電流波形目標値として正弦波信号を出力し、極性切換制御部８３が電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と波形目標設定部８４から入力される電流波形目標値とに基づいてスイッチング駆動信号を生成するようにすれば、出力電流の波形を正弦波とすることができる。出力電流の波形が正弦波の場合、電流センサ９１が検出する出力電流の瞬時値に基づいて、放電回路駆動信号を生成すればよい。例えば、最大電流値より小さくゼロより大きい第１閾値と、最小電流値より大きくゼロより小さい第２閾値とを設定し、放電回路駆動信号を、出力電流の瞬時値が第１閾値と第２閾値との間の範囲に入ったときにオンに切り換え、当該範囲から外れたときにオフに切り換えるようにすればよい。出力電流の波形を正弦波とすると、発生するアークが幅広になるので、溶接痕を幅広のものとすることができる。また、溶接電源装置Ａ１から発生する音を抑制することができる。
　次に、図６を参照して、再点弧電圧の重畳態様に関する変形例について説明する。上述の実施形態においては、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときは常に再点弧電圧を重畳する構成であった。一般に、アーク切れは、正極性（出力端子ａまたは被加工物Ｗが正で、出力端子ｂまたは溶接トーチＢが負）から、逆極性（出力端子ａまたは被加工物Ｗが負で、出力端子ｂまたは溶接トーチＢが正）に切り換わるときに発生しやすいことが知られている。図６の変形例では、正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を重畳させ、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を重畳させないようにしている。当該変形例においては、放電制御部８５による放電回路駆動信号の生成方法が、上述した実施形態と異なっている。
　図６は、変形例における各信号の波形を示すタイムチャートである。図６（ａ）は、極性切換制御部８３が生成するスイッチング駆動信号を示しており、図３（ａ）に示すものと同じである。図６（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の出力電流を示しており、図３（ｂ）に示すものと同じである。図６（ｃ）は、放電制御部８５が生成する放電回路駆動信号を示している。図６（ｄ）は、充電制御部８６が生成する充電回路駆動信号を示している。図６（ｅ）は、コンデンサ６２の端子間電圧を示している。
　変形例に係る放電制御部８５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が、正極性から逆極性に変わるときにオンとなっている放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号（図６（ａ））がオンからオフに切り換わるとき（時刻ｔ１）にオンに切り換わり、溶接電源装置Ａ１の出力電流（図６（ｂ）参照）が最小電流値になったとき（時刻ｔ３）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する（図６（ｃ））。放電制御部８５は、スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わったとき（時刻ｔ６）、および、溶接電源装置Ａ１の出力電流が最大電流値になったとき（時刻ｔ８）には、放電回路駆動信号の切り換えを行わない。
　放電制御部８５が生成する放電回路駆動信号（図６（ｃ））が図３（ｃ）に示す放電駆動信号と異なるので、充電制御部８６が生成する充電回路駆動信号（図６（ｄ））、および、コンデンサ６２の端子間電圧（図６（ｅ））は、それぞれ、図３（ｄ）および図３（ｅ）に示すものと異なる波形になっている。
　上記の変形例においては、アーク切れが発生しやすい正極性から逆極性に切り換わるときに再点弧電圧を重畳し、アーク切れの発生を抑制している。一方、アーク切れが発生しにくい、逆極性から正極性に切り換わる時点では再点弧電圧を重畳させない。これにより、逆極性から正極性に切り換わるときにも再点弧電圧を重畳する場合と比べて、抵抗６４ｂでの損失を低減することができる。また、再点弧電圧を放電してから次に放電するまでの時間が長くなるので、極性切換周波数がより高くなった場合でも適切に対応することができる。例えば、極性切換周波数が図６に示す場合の２倍になったとしても、放電までに、所定電圧の充電を行うことができる。
　次に、図７を参照して、本開示の第２実施形態について説明する。上記の変形例のように正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を重畳する場合は、電圧重畳回路６をインバータ回路７の出力側に配置するようにしてもよい。図７に示す溶接電源装置Ａ２は、そのような構成を有している。
　図７は、溶接電源装置Ａ２を示すブロック図である。図７において、第１実施形態（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。
　溶接電源装置Ａ２において、電圧重畳回路６は、インバータ回路７の出力側に配置されており、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）の電位が出力端子ａよりも高い再点弧電圧を２つの出力端子間に印加する構成になっている。放電回路６４は、スイッチング駆動信号（図６（ａ））がオンからオフに切り換わったとき（時刻ｔ１）に導通しており、出力電流（図６（ｂ））の極性が変わったとき（時刻ｔ２）に、コンデンサ６２が放電し、再点弧電圧が出力端子ａ，ｂ間に重畳される。
　第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生を適切に抑制することができる。
　図８Ａ～図８Ｃは、充電回路６３への電力の供給元の構成に係る実施形態を示している。これらの図において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。また、これらの図において、電圧重畳回路６より下流側の構成および制御回路８の記載を省略している。
　図８Ａは、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を示すブロック図である。溶接電源装置Ａ３は、充電回路６３の各入力端子がトランス３の二次側巻線３ｂの各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。
　第３実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生を適切に抑制することができる。また、第３実施形態によると、トランス３に第３の補助巻線３ｃを設ける必要がないので、簡易な構成とすることができる。充電回路６３の各入力端子を整流平滑回路１の各入力端子にそれぞれ接続して、商用電源Ｄから入力される交流電力を充電回路６３に直接入力するようにしてもよい。
　図８Ｂは、第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を示すブロック図である。溶接電源装置Ａ４は、充電回路６３に代えて充電回路６３’を備え、充電回路６３’の各入力端子が整流回路４の各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。
　充電回路６３’は、図２Ａの充電回路６３から整流回路を除いたもの（平滑回路は有する）に相当する。充電回路６３’には、整流回路４からの出力電圧が入力されるので、整流回路は無くてもよい。
　第４実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生を適切に抑制することができる。また、第４実施形態によると、充電回路６３’を充電回路６３（図２Ａ）より簡易な構成とすることができる。
　図８Ｃは、第５実施形態に係る溶接電源装置Ａ５を示すブロック図である。溶接電源装置Ａ５は、充電回路６３に代えて充電回路６３”を備え、充電回路６３”の各入力端子が整流平滑回路１の各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。
　充電回路６３”は、充電回路６３（図２Ａ）から整流平滑回路６３ｃを除いたものに相当する。充電回路６３”には、整流平滑回路１からの出力電圧が入力されるので、別途整流平滑回路を設け無くてもよい。
　第５実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生を適切に抑制することができる。また、第５実施形態によると、充電回路６３”を充電回路６３より簡易な構成とすることができる。
　図９は、第６実施形態に係る溶接電源装置Ａ６の充電回路６６を示す回路図である。図９に示すように、溶接電源装置Ａ６は、充電回路６６の構成が第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。図９において、第１実施形態に係る充電回路６３（図２Ａ参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、溶接電源装置Ａ６は、充電回路６６以外の構成は第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と同様なので、これらの構成に関する記載および説明は省略する。
　図９に示すように、充電回路６６は、整流平滑回路６３ｃ、昇降圧チョッパ回路６６ｄおよび開閉スイッチ６６ｅを備えている。整流平滑回路６３ｃは、第１実施形態に係る整流平滑回路６３ｃと同様のものであってよい。
　昇降圧チョッパ回路６６ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、コンデンサ６２に出力する。昇降圧チョッパ回路６６ｄは、入力端子と出力端子との間にスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）６３ｂとダイオードとを直列に接続している。具体的には、スイッチング素子６３ｂのソース端子とダイオードのカソード端子とを接続し、入力端子側にスイッチング素子６３ｂ、出力端子側にダイオードを配置している。また、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）６３ｂとダイオードとの接続点にコイルの一端を接続し、ダイオードのアノード端子にコンデンサの一端を接続している。昇降圧チョッパ回路６６ｄの回路構成は、図示の例に限定されない。本実施形態では、スイッチング素子６３ｂをＭＯＳＦＥＴとしているが、ＩＧＢＴなどのバイポーラトランジスタとしてもよい。駆動回路６３ａは、第１実施形態に係る駆動回路６３ａと同様に、充電制御部８６より入力される充電回路駆動信号に応じてパルス信号を出力する。
　開閉スイッチ６６ｅは、昇降圧チョッパ回路６６ｄの入力端子と出力端子とを架橋する配置とされている。スイッチが閉じる（閉路が構成される）と、入力端子と出力端子とが電気的に接続された状態となる。一方、スイッチが開く（開路が構成される）と、入力端子と出力端子とが電気的に非接続状態となる。開閉スイッチ６６ｅは、半導体スイッチであってもよいし、機械的なスイッチであってもよい。開閉スイッチ６６ｅは、充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に応じて開閉する。具体的には、開閉スイッチ６６ｅは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間は閉じられ、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間は開かれる。開閉スイッチ６６ｅが閉じると、整流平滑回路６３ｃからの直流電圧が昇降圧チョッパ回路６６ｄを迂回して、コンデンサ６２に印加される。一方、開閉スイッチ６６ｅが開くと、整流平滑回路６３ｃとコンデンサ６２との間に、昇降圧チョッパ回路６６ｄが介在する状態になる。この状態で、昇降圧チョッパ回路６６ｄが駆動することにより、整流平滑回路６３ｃからの直流電圧が昇圧されて、コンデンサ６２に印加され、コンデンサ６２が充電される。このように、充電回路６６は、充電回路駆動信号に基づいて、整流平滑回路６３ｃからの直流電圧をそのまま（変圧せずに）コンデンサ６２に印加する状態と、昇圧して印加する状態とを切り換える構成とされている。
　第６実施形態においても、第１実施形態と同様に、充電に必要な時間を短縮することができるので、アーク切れの発生を適切に抑制することができる。図９に示す昇降圧チョッパ回路６６ｄに代えて、その他の昇圧回路を充電回路６６に設けてもよい。
　上述した溶接電源装置Ａ１～Ａ６は、ＴＩＧ溶接システムに用いることが可能であるが、本開示がこれに限定されるわけではない。本開示に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本開示に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができ、また被覆アーク溶接システムにも用いることができる。
　本開示に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本開示に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Claims (7)

  1. 　直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を重畳する電圧重畳回路と、
    を備えており、
    　前記電圧重畳回路は、
    　前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、
    　前記再点弧コンデンサに前記再点弧電圧を充電する充電回路と、
    　前記再点弧コンデンサに充電された前記再点弧電圧を放電する放電回路と、
    を備えており、
    　前記充電回路は、
    　直流電圧を出力する直流電源と、
    　前記直流電源の直流電圧を昇圧する昇圧手段と、
    を備えており、
    　前記充電回路は、前記直流電源の直流電圧をそのまま前記再点弧コンデンサに印加する第１の状態と、前記第１の状態の後に、前記昇圧手段によって昇圧された直流電圧を前記再点弧コンデンサに印加する第２の状態とで、前記再点弧コンデンサを充電する、溶接電源装置。
  2. 　前記昇圧手段は昇圧チョッパであり、
    　前記充電回路は、前記昇圧チョッパのスイッチングを停止することで前記第１の状態となり、前記昇圧チョッパのスイッチングを行うことで前記第２の状態となる、請求項１に記載の溶接電源装置。
  3. 　前記充電回路に入力される電流を検出する電流センサをさらに備えており、
    　前記充電回路は、前記電流センサが検出した電流値に基づいて、前記第１の状態から前記第２の状態に切り換える、請求項２に記載の溶接電源装置。
  4. 　前記充電回路は、前記昇圧手段を迂回する線路と、前記線路の閉路と開路とを切り換える開閉手段と、をさらに備えており、
    　前記線路を閉路することで前記第１の状態となり、前記線路を開路して前記昇圧手段を動作させることで前記第２の状態となる、請求項１に記載の溶接電源装置。
  5. 　前記再点弧コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサをさらに備えており、
    　前記充電回路は、前記電圧センサが検出した電圧値に基づいて、前記第１の状態から前記第２の状態に切り換える、請求項１、２または４のいずれか１つに記載の溶接電源装置。
  6. 　前記電圧重畳回路は、前記溶接負荷の被加工物に出力する電流が正から負に切り換わるときにのみ、前記再点弧電圧を重畳する、請求項１ないし５のいずれか１つに記載の溶接電源装置。
  7. 　商用電源と前記インバータ回路とを絶縁するためのトランスをさらに備えており、
    　前記直流電源は、前記トランスの補助巻線が出力する交流電圧を直流電圧に変換して出力する、請求項１ないし６のいずれかに記載の溶接電源装置。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113618198B (zh) * 2021-08-11 2023-07-11 焊中(山东)焊接技术有限公司 一种耐热钢材专用逐步熄弧和引弧的手工电弧焊机
CN113977040B (zh) * 2021-11-16 2023-08-25 昆山华恒焊接股份有限公司 高频脉冲电流叠加电路、焊接电路及焊接设备

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01152965A (ja) * 1987-12-09 1989-06-15 Fuji Elelctrochem Co Ltd 電源装置
JPH0378469A (ja) * 1989-08-17 1991-04-03 Fujitsu Ltd 電源装置
JPH03180276A (ja) * 1989-12-07 1991-08-06 Daihen Corp 交流アーク溶接機
JPH03234365A (ja) * 1990-02-07 1991-10-18 Nippon Steel Corp アーク溶接用交流矩形波溶接電源供給装置
JPH0691369A (ja) 1992-09-11 1994-04-05 Sansha Electric Mfg Co Ltd アーク溶接機
JP2004096934A (ja) * 2002-09-03 2004-03-25 Sansha Electric Mfg Co Ltd 電源装置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4876433A (en) * 1988-06-29 1989-10-24 Hitachi Seiko, Ltd. Inverter controlled-type power source for arc welding
JP3180276B2 (ja) * 1992-07-02 2001-06-25 ホシザキ電機株式会社 冷蔵庫
JP3300240B2 (ja) * 1996-12-18 2002-07-08 株式会社三社電機製作所 直流アークスタート回路
JP2001259837A (ja) * 2000-03-22 2001-09-25 Hitachi Ltd 高周波パルス溶接方法及び装置
CN100459399C (zh) * 2003-11-26 2009-02-04 株式会社三社电机制作所 电源装置
JP4597626B2 (ja) * 2004-03-01 2010-12-15 株式会社ダイヘン アーク加工用電源装置及びインバータ電源装置
US7034245B2 (en) * 2004-06-29 2006-04-25 The Esab Group, Inc. Systems and methods for controlling pilot arc current in an arc cutting or welding machine
CN2806025Y (zh) * 2005-07-15 2006-08-16 南通三九焊接机器制造有限公司 高频高压引弧装置
JP5124349B2 (ja) * 2008-06-02 2013-01-23 株式会社ダイヘン 電源装置及びアーク加工用電源装置
WO2010101596A1 (en) * 2008-12-17 2010-09-10 Nelson Stud Welding, Inc Capacitor charge and discharge circuit for fastener welding
JP2010198785A (ja) * 2009-02-23 2010-09-09 Panasonic Electric Works Co Ltd 高圧放電灯点灯装置、照明器具、及び照明システム
US9950384B2 (en) * 2010-03-11 2018-04-24 Illinois Tool Works Inc. Welding power supply with regulated background power supply
AT514357B1 (de) * 2013-05-23 2015-03-15 Fronius Int Gmbh Verfahren zum Steuern eines akkubetriebenen Schweißgeräts
EP3071360B1 (en) * 2013-11-22 2018-10-03 Illinois Tool Works Inc. Welding wire feeder with a bus control system and method of operating a welding wire feeder having a bus control system
CN104143934A (zh) * 2014-08-19 2014-11-12 武汉华工激光工程有限责任公司 一种激光焊接脉冲电源及其控制方法
US10369649B2 (en) * 2015-02-05 2019-08-06 Lincoln Global, Inc. Circuits for improved welding performance
US10449615B2 (en) * 2016-10-31 2019-10-22 Illinois Tool Works Inc. Hybrid welding modules
US10338147B2 (en) * 2016-10-31 2019-07-02 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and apparatus for determining a relative state of charge of a battery

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01152965A (ja) * 1987-12-09 1989-06-15 Fuji Elelctrochem Co Ltd 電源装置
JPH0378469A (ja) * 1989-08-17 1991-04-03 Fujitsu Ltd 電源装置
JPH03180276A (ja) * 1989-12-07 1991-08-06 Daihen Corp 交流アーク溶接機
JPH03234365A (ja) * 1990-02-07 1991-10-18 Nippon Steel Corp アーク溶接用交流矩形波溶接電源供給装置
JPH0691369A (ja) 1992-09-11 1994-04-05 Sansha Electric Mfg Co Ltd アーク溶接機
JP2004096934A (ja) * 2002-09-03 2004-03-25 Sansha Electric Mfg Co Ltd 電源装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
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