JP6880436B2 - 溶接電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流アーク溶接のための溶接電源装置に関する。

交流アーク溶接においては、出力電流の極性が切り換わるときにアーク切れが起こりやすい。アーク切れを抑制するために、出力電流の極性が切り換わるタイミングで高電圧（再点弧電圧）を印加する溶接電源装置が知られている。このような溶接電源装置の一例が、特許文献１に開示されている。

図８は、従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図８に示す溶接システムは、溶接トーチＢと、溶接トーチＢに電力を供給する溶接電源装置Ａ１００とを備えている。溶接電源装置Ａ１００は、商用電源Ｄから入力される交流電力を整流平滑回路１で直流電力に変換し、インバータ回路２で高周波電力に変換する。そして、トランス３で変圧して、整流回路４で直流電力に変換し、インバータ回路７で交流電力に変換して出力する。再点弧回路６は、インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに、再点弧電圧を印加する。再点弧回路６は、インバータ回路２が出力する高周波電力の一部をトランス３の補助巻線３ｃから供給されて、充電回路６３によって、再点弧コンデンサ６２に充電する。そして、放電回路６４によって、再点弧コンデンサ６２に充電された電力を放電する。制御回路８００は、インバータ回路２およびインバータ回路７のスイッチングを制御する。また、制御回路８００は、充電回路６３および放電回路６４を制御することで、再点弧電圧の充電および放電のタイミングを制御する。溶接電源装置Ａ１００においては、インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに再点弧電圧が印加されるので、アーク切れの発生が抑制される。

また、溶接電源装置Ａ１００は、過電流検出回路８８を備えている。過電流検出回路８８は、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の過電流を検出する回路である。過電流検出回路８８は、電流センサ９１が検出した電流が過電流になった場合に、過電流検出信号を制御回路８００に出力する。制御回路８００は、過電流検出信号を入力された場合に、インバータ回路２に出力する駆動信号のパルス幅を小さくして、デューティ比を小さくすることで、インバータ回路７に供給する電圧を低下させて、インバータ回路７の出力電力を抑制する。

特開平０７−９６３６７号公報

溶接電源装置Ａ１００において、過電流が検出された場合、インバータ回路２の出力電圧波形のデューティ比が小さくなるので、再点弧回路６に供給され整流平滑された電圧は低くなる。この場合、再点弧コンデンサ６２を所定の電圧に充電するためにかかる時間が長くなる（充電速度が遅くなる）。充電速度が小さくなると、再点弧コンデンサ６２の充電が十分に行われる前に放電されてしまう場合がある。充電が不十分な状態で放電されると、インバータ回路７の出力に印加される電圧が低くなり、再点弧のためのエネルギーが不足して、アーク切れが発生してしまう。

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、アーク切れの発生をより抑制できる溶接電源装置を提供することを目的としている。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、出力を制御するための第１のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を出力する制御回路とを備えており、前記再点弧回路は、前記第１のインバータ回路の出力電力の一部を、前記再点弧電圧を印加するために充電しており、前記制御回路は、前記出力制御駆動信号のデューティ比が小さくなったことで前記再点弧回路の充電量が不足すると判断される場合に、前記出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで周波数を高くすることを特徴とする。この構成によると、制御回路は、出力制御駆動信号のデューティ比が小さくなったことで再点弧回路の充電量が不足する場合に、出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで周波数を高くする。これにより、第１のインバータ回路が出力する高周波電圧の波形も出力制御駆動信号と同様に変化し、再点弧回路に供給されて整流平滑された電圧は高くなる。よって、再点弧コンデンサの充電速度が速くなる。これにより、再点弧回路の充電量が不足しないように充電することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記再点弧回路は、前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、前記再点弧コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサとを備えており、前記制御回路は、前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるタイミングに基づく所定のタイミングに、前記端子間電圧が閾値電圧より小さい場合に、充電量が不足すると判断する。この構成によると、充電量が不足することを適切に判断できるので、充電量が不足しないように対応することができる。よって、アーク切れの発生をより抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるタイミングに基づく所定のタイミングに、前記デューティ比が所定値以下の場合に、充電量が不足すると判断する。この構成によると、充電量が不足することを適切に判断できるので、充電量が不足しないように対応することができる。よって、アーク切れの発生をより抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記出力制御駆動信号の周波数を高くした後、前記再点弧電圧が目標電圧まで充電できたときに、前記出力制御駆動信号の周波数を元に戻す。この構成によると、出力制御駆動信号の周波数を高くする期間は限定されるので、周波数を高くしたことによる影響は限定される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第２のインバータ回路の出力電流の過電流を検出する過電流検出回路をさらに備えており、前記制御回路は、前記過電流検出回路が過電流を検出した場合に、前記出力制御駆動信号のパルス幅を小さくする。この構成によると、過電流検出により出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなった場合でも、出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで周波数を高くするので、アーク切れの発生をより抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、目標電流として、第１の目標電流と前記第１の目標電流より小さい第２の目標電流とを交互に設定する目標電流設定部と、前記目標電流と前記第２のインバータ回路の出力電流の検出値とに基づいて、前記出力制御駆動信号を生成する電流制御部とを備えており、目標電流が前記第１の目標電流から前記第２の目標電流に切り替ったときに、前記出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなる。この構成によると、目標電流が切り替ったときに出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなった場合でも、アーク切れの発生をより抑制することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記出力制御駆動信号のパルス幅の減少割合に応じた割合で、前記周波数を増加させる。この構成によると、出力制御駆動信号の周波数を適切な周波数にすることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるタイミングまでの残り時間をＴ、前記パルス幅の減少割合をＷ、所定の係数をαとした場合、前記周波数を増加させる割合Ｆを、
Ｆ＝α／（Ｗ・Ｔ）
として算出する。この構成によると、出力制御駆動信号の周波数をより適切な周波数にすることができる。

本発明によると、制御回路は、出力制御駆動信号のデューティ比が小さくなったことで再点弧回路の充電量が不足する場合に、出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで周波数を高くする。これにより、第１のインバータ回路が出力する高周波電圧の波形も出力制御駆動信号と同様に変化し、再点弧回路に供給されて整流平滑された電圧は高くなる。よって、再点弧コンデンサの充電速度が大きくなる。これにより、再点弧回路の充電量が不足しないように充電することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。

第１実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路および放電回路を示す回路図である。 再点弧回路の制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 過電流抑制制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 第１実施形態に係る電流制御部が行う電流制御切替処理を示すフローチャートである。 第２実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第３ないし第５実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 従来の溶接電源装置の一例を示すブロック図である。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１〜図５は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。図１は、溶接電源装置Ａ１を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図２は、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３および放電回路６４の一例を示す回路図である。図３は、再点弧回路６の制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。図４は、過電流抑制制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。図５は、電流制御部８１が行う電流制御切替処理を示すフローチャートである。

図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備えている。当該溶接システムは、交流アーク溶接を行う、例えばＴＩＧ溶接システムである。溶接電源装置Ａ１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を変換して、出力端子ａ，ｂから出力する。一方の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続されている。他方の出力端子ｂは、ケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続されている。溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークを発生させて、電力を供給する。当該アークの熱によって、溶接が行われる。溶接トーチＢ、被加工物Ｗおよび発生したアークを合わせたものが、溶接電源装置Ａ１の負荷なので、これらを合わせたものを示す場合は、「溶接負荷」と記載する。

溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、インバータ回路２、トランス３、整流回路４、直流リアクトル５、再点弧回路６、インバータ回路７、制御回路８、過電流検出回路８８、電流センサ９１、および電圧センサ９２を備えている。

整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して出力する。整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。

インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路２は、制御回路８から入力される出力制御駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を高周波電力に変換して出力する。なお、インバータ回路２は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路２が本発明の「第１のインバータ回路」に相当する。

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流回路４に出力する。トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備えている。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続されている。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流回路４の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧されて、整流回路４に入力される。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、充電回路６３に入力される。二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃは一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄから入力される電流が二次側の回路および充電回路６３に流れることを防止することができる。

整流回路４は、例えば全波整流回路であり、トランス３より入力される高周波電力を整流して、インバータ回路７に出力する。なお、整流回路４は、高周波電力を整流するものであればよく、例えば半波整流回路であってもよい。直流リアクトル５は、整流回路４がインバータ回路７に出力する直流電流を平滑化する。

インバータ回路７は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流回路４から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。なお、インバータ回路７は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。インバータ回路７が本発明の「第２のインバータ回路」に相当する。

再点弧回路６は、整流回路４とインバータ回路７との間に配置されており、インバータ回路７の出力電流の極性が切り換わるときに、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に高電圧を印加する。当該高電圧は、極性切り換え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では「再点弧電圧」と記載する場合がある。再点弧回路６は、ダイオード６１、再点弧コンデンサ６２、充電回路６３および放電回路６４を備えている。

再点弧コンデンサ６２は、所定の静電容量以上のコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に印加するための再点弧電圧を充電される。再点弧コンデンサ６２は、整流回路４に対して並列に接続されている。再点弧コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。

充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路であり、再点弧コンデンサ６２に並列に接続されている。図２（ａ）は、充電回路６３の一例を示す図である。図２（ａ）に示すように、本実施形態では、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび絶縁型フォワードコンバータ６３ｄを備えている。整流平滑回路６３ｃは、交流電圧を全波整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備え、トランス３の補助巻線３ｃから入力される高周波電圧を直流電圧に変換する。なお、整流平滑回路６３ｃの回路構成は限定されない。絶縁型フォワードコンバータ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。絶縁型フォワードコンバータ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備えている。駆動回路６３ａは、後述する充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、再点弧コンデンサ６２が充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間、パルス信号の出力を行わない。よって、再点弧コンデンサ６２の充電は停止される。すなわち、充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を充電する状態と充電しない状態とで切り替える。なお、駆動回路６３ａを設けずに、充電制御部８６が充電回路駆動信号としてパルス信号をスイッチング素子６３ｂに直接入力するようにしてもよい。また、充電回路６３の構成は限定されない。充電回路６３は、絶縁型フォワードコンバータ６３ｄに代えて、昇圧チョッパ回路などを備えるようにしてもよい。

放電回路６４は、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、再点弧コンデンサ６２に直列に接続されている。図２（ｂ）は、放電回路６４の一例を示す図である。図２（ｂ）に示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび限流抵抗６４ｂを備えている。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）である。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などであってもよい。スイッチング素子６４ａと限流抵抗６４ｂとは直列接続されて、再点弧コンデンサ６２に直列接続されている。スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は整流回路４の正極側の端子に接続され、スイッチング素子６４ａのコレクタ端子は限流抵抗６４ｂの一方の端子に接続されている。なお、限流抵抗６４ｂをスイッチング素子６４ａのエミッタ端子側に接続するようにしてもよい。また、スイッチング素子６４ａのゲート端子には、後述する放電制御部８５から、放電回路駆動信号が入力される。スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間オン状態になる。これにより、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧は、限流抵抗６４ｂを介して、放電される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間オフ状態になる。これにより、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とで切り換える。なお、放電回路６４の構成は限定されない。

ダイオード６１は、放電回路６４に並列接続されており、アノード端子がインバータ回路７の入力の正極側の端子に接続され、カソード端子が再点弧コンデンサ６２に接続されている。ダイオード６１は、インバータ回路７の入力電圧の過渡電圧を、再点弧コンデンサ６２に吸収させる。

電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出するものであり、本実施形態では、インバータ回路７の一方の出力端子と出力端子ａとを接続する接続線に配置されている。電流センサ９１は、出力電流の瞬時値を検出して制御回路８および過電流検出回路８８に入力する。本実施形態では、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正としており、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。なお、電流センサ９１の配置位置は限定されない。

電圧センサ９２は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を検出するものである。電圧センサ９２は、端子間電圧の瞬時値を検出して制御回路８に入力する。

過電流検出回路８８は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の過電流を検出する回路である。過電流検出回路８８は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値から実効値を算出し、当該実効値が所定の電流閾値より大きくなった場合に、過電流であると判断する。過電流検出回路８８は、過電流を検出した場合、過電流検出信号を制御回路８に出力する。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、電流センサ９１から出力電流の瞬時値を入力され、電圧センサ９２から再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値を入力される。そして、制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、目標電流設定部８２、極性切換制御部８３、波形目標設定部８４、放電制御部８５、充電制御部８６、およびタイミング検出部８７を備えている。

電流制御部８１は、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値から実効値を算出し、当該実効値と目標電流設定部８２から入力される目標電流（実効値）とに基づいて、ＰＷＭ制御により、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するための出力制御駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。また、電流制御部８１は、過電流検出回路８８から過電流検出信号を入力された場合に、ＰＷＭ制御を停止して、過電流を抑制するための過電流抑制制御を行う。過電流が解消されて、過電流検出回路８８から過電流検出信号が入力されなくなった場合、電流制御部８１は、過電流抑制制御を停止して、ＰＷＭ制御を再開する。過電流抑制制御の詳細については後述する。

極性切換制御部８３は、インバータ回路７を制御する。極性切換制御部８３は、電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と波形目標設定部８４から入力される電流波形目標値とに基づいて、インバータ回路７のスイッチング素子を制御するためのスイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。

放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、極性切換制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号に基づいて、放電回路６４を制御するための放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。放電回路駆動信号は、充電制御部８６にも入力される。

図３に示すように、溶接電源装置Ａ１の出力電流（図３（ｂ）参照）は、スイッチング駆動信号（図３（ａ）参照）に応じて変化する。図３（ａ）に示すスイッチング駆動信号は、オンのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を正、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を負とし、オフのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を負、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を正とする。溶接電源装置Ａ１の出力電流は、スイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わった時（図３における時刻ｔ１）から減少し、ゼロを過ぎて（図３における時刻ｔ２）極性が変わった後に最小電流値になる（図３における時刻ｔ３）。また、溶接電源装置Ａ１の出力電流は、スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わった時（図３における時刻ｔ５）から増加し、ゼロを過ぎて（図３における時刻ｔ６）極性が変わった後に最大電流値になる（図３における時刻ｔ７）。放電制御部８５は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときにオンとなるように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号が切り換わったとき（図３における時刻ｔ１、ｔ５）にオンに切り換わり、オンに切り換わった後、放電時間が経過したときにオフに切り換わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する（図３（ｃ）参照）。放電時間は、放電状態を継続する時間であり、出力電流の極性が変わるまでの時間より長い所定時間が設定されている。本実施形態では、所定時間を、出力電流の瞬時値が最大電流値または最小電流値になるまでの時間で設定しているので、図３（ｃ）に示す放電回路駆動信号は、時刻ｔ３、ｔ７でオフに切り換わっている。実際には、出力電流の瞬時値が最大電流値または最小電流値になるタイミングと、放電回路駆動信号がオフに切り換わるタイミングとが一致するとは限らない。

なお、放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、これに限定されない。溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときに再点弧電圧を印加できればよいので、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになればよい。例えば、電流センサ９１から出力電流の瞬時値を入力され、出力電流の瞬時値がゼロになって所定の時間が経過したときに、放電回路駆動信号をオフに切り換えるようにしてもよい。また、出力電流の瞬時値が最大電流値または最小電流値になったときに切り換えるようにしてもよい。なお、実際には、電流センサ９１から入力される電流瞬時値は微小変動するので、電流瞬時値が所定の第１閾値以上になった場合に最大電流値になったと判断し、電流瞬時値が所定の第２閾値以下になった場合に最小電流値になったと判断すればよい。また、放電制御部８５が、極性切換制御部８３からスイッチング駆動信号を入力される代わりに、波形目標設定部８４から電流波形目標値を入力され、電流波形目標値が切り換わったときに、放電回路駆動信号をオンに切り換えるようにしてもよい。この場合も、放電回路駆動信号の波形は、スイッチング駆動信号に基づいて切り換える場合と同様となる。また、出力電流の瞬時値が最大電流値から低下したとき、または、最小電流値から上昇したときに、放電回路駆動信号をオンに切り換えるようにしてもよい。この場合も、放電回路駆動信号の波形は、スイッチング駆動信号に基づいて切り換える場合と同様となる。また、最大電流値より小さくゼロより大きい第１閾値と、最小電流値より大きくゼロより小さい第２閾値とを設定し、放電回路駆動信号を、出力電流の瞬時値が第１閾値と第２閾値との間の範囲に入ったときにオンに切り換え、当該範囲から外れたときにオフに切り換えるようにしてもよい。この場合でも、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになる。

充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、放電制御部８５から入力される放電回路駆動信号と、電圧センサ９２から入力される再点弧コンデンサ６２の端子間電圧の瞬時値とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。

図３に示すように、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧（図３（ｅ）参照）は、放電回路駆動信号（図３（ｃ）参照）がオンになって（図３における時刻ｔ１）、出力電流（図３（ｂ）参照）の極性が変わったとき（図３における時刻ｔ２）に、再点弧コンデンサ６２の放電により低下する。次の放電のタイミング（図３における時刻ｔ６）までに、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。また、再点弧コンデンサ６２が目標電圧まで充電された場合は、それ以上の充電を行う必要がない。充電制御部８６は、再点弧コンデンサ６２の放電後から、再点弧コンデンサ６２が目標電圧になるまでオンとなるように、充電回路駆動信号を生成する。具体的には、充電制御部８６は、放電制御部８５より入力される放電回路駆動信号がオンからオフに切り換わったとき（図３における時刻ｔ３、ｔ７）にオンに切り換わり、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になったとき（図３における時刻ｔ４、ｔ８）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号として出力する（図３（ｄ）参照）。

タイミング検出部８７は、後述する過電流抑制制御において、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を閾値電圧Ｖ₀と比較するタイミングを検出する。具体的には、タイミング検出部８７は、極性切換制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号に基づいて、次にスイッチング駆動信号が切り替るタイミングの所定時間Ｔだけ前の比較タイミングを検出する。スイッチング駆動信号は周期的に切り換わるので、前回の切り替りのタイミングからの時間を計時することで、比較タイミングを検出することができる。厳密には、スイッチング駆動信号が切り替るタイミングと出力電流の極性が切り換わるタイミングとでは時間差がある（図３における時刻ｔ１と時刻ｔ２）が、当該時間差は所定時間Ｔと比べて十分小さいので、比較タイミングは、極性が切り換わるタイミングの所定時間Ｔだけ前のタイミングということができる。なお、タイミング検出部８７は、極性切換制御部８３が出力するスイッチング駆動信号の代わりに、波形目標設定部８４が出力する電流波形目標値に基づいて比較タイミングを検出するようにしてもよい。また、タイミング検出部８７は、他の方法で比較タイミングを検出するようにしてもよい。タイミング検出部８７は、比較タイミングを検出したときに、タイミング信号を電流制御部８１に出力する。

次に、電流制御部８１が行う過電流抑制制御について説明する。

過電流抑制制御は、過電流検出回路８８から過電流検出信号を入力されている間、電流制御部８１が、ＰＷＭ制御を停止して行う制御である。電流制御部８１は、通常時はＰＷＭ制御を行って、溶接電源装置Ａ１の出力電流の実効値を、目標電流設定部８２から入力される目標電流に一致させるように、フィードバック制御を行っている。しかし、過電流検出回路８８から過電流検出信号を入力された場合、電流制御部８１は、ＰＷＭ制御を停止して、過電流を抑制するための過電流抑制制御を行う。過電流抑制制御では、電流制御部８１は、過電流を抑制するために、直前のＰＷＭ制御での出力制御駆動信号のパルス幅を所定の割合（例えば半分）で小さくして固定し、デューティ比を減少させた出力制御駆動信号を生成して出力する。これにより、インバータ回路２の出力電圧波形はデューティ比が小さくなったものとなり、インバータ回路７に供給される直流電圧は低減する。よって、インバータ回路７の出力電力は抑制されて、過電流が抑制される。

図４は、過電流抑制制御を説明するためのタイムチャートである。図４（ａ）は、インバータ回路２の出力電圧波形を示している。図４（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の実効値の波形を示している。図４（ｃ）は、充電回路６３の整流平滑回路６３ｃの出力電圧の波形を示している。図４（ｄ）は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃの波形を示している。

時刻ｔ１１において、溶接電源装置Ａ１の出力電流が急激に大きくなって、破線で示す電流閾値より大きくなっている（図４（ｂ）参照）。これにより、過電流検出回路８８が過電流を検出して、過電流検出信号を制御回路８に出力する。制御回路８は、過電流検出信号を入力されたことで、時刻ｔ１２において、ＰＷＭ制御を停止して、過電流抑制制御を開始している。過電流抑制制御では、インバータ回路２に出力する出力制御駆動信号のパルス幅を、直前のＰＷＭ制御でのパルス幅の半分に固定している。したがって、インバータ回路２の出力電圧波形のパルス幅も、それまでの半分になっている（図４（ａ）参照）。これにより、インバータ回路２の出力電圧を整流平滑してインバータ回路７に入力される直流電圧は低下する。なお、インバータ回路７に入力される直流電圧の波形は、図４（ｃ）の波形と同様になる。インバータ回路７に入力される直流電圧が低下することにより、インバータ回路７の出力電流（溶接電源装置Ａ１の出力電流）は低下して（図４（ｂ）参照）、過電流が抑制されている。

しかし、整流平滑回路６３ｃの出力電圧も低下することで（図４（ｃ）参照）、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃの充電速度が低下している（図４（ｄ）参照）。時刻ｔ１２以降の端子間電圧Ｖｃの傾きが、時刻ｔ１２以前の傾きと比べて小さくなっている。この充電速度のままでは、再点弧電圧の放電時（時刻ｔ１６）に、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足する可能性がある。

本実施形態における過電流抑制制御では、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足しないかを判断し、充電量が不足する場合には、出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで、周波数を高くして出力する。具体的には、電流制御部８１は、過電流抑制制御において、タイミング検出部８７からタイミング信号を入力されたときに、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃを閾値電圧Ｖ₀と比較し、端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀より小さい場合、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足すると判断する。この場合、電流制御部８１は、パルス幅はそのままで、周波数を高くした（例えば１．５倍）出力制御駆動信号を生成して出力する。これにより、インバータ回路２が出力する高周波電圧の波形も出力制御駆動信号と同様に変化し、充電回路６３の整流平滑回路６３ｃの出力電圧が高くなる。よって、再点弧コンデンサ６２の充電速度が大きくなる。これにより、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足しないように充電することができる。

図４に示すタイムチャートでは、極性が切り換わるタイミングである時刻ｔ１６より所定時間Ｔだけ前の時刻ｔ１３において、タイミング検出部８７からタイミング信号を入力され、このときの端子間電圧Ｖｃと閾値電圧Ｖ₀とが比較されている。そして、端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀より小さいので、時刻ｔ１４において、出力制御駆動信号のパルス幅をそのままで、周波数を１．５倍にしている。したがって、インバータ回路２の出力電圧波形も同様に、パルス幅はそのままで周波数が１．５倍になっている（図４（ａ）参照）。これにより、整流平滑回路６３ｃの出力電圧が高くなって（図４（ｃ）参照）、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃの充電速度が大きくなっている（図４（ｄ）参照）。時刻ｔ１４以降の端子間電圧Ｖｃの傾きが、時刻ｔ１４以前の傾きと比べて大きくなっている。その後、時刻ｔ１５で、端子間電圧Ｖｃが目標電圧になって充電が停止されて、時刻ｔ１６で放電されている（図４（ｄ）参照）。

閾値電圧Ｖ₀および所定時間Ｔは、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足することを適切に判断できるように、出力制御駆動信号のパルス幅の減少割合や周波数の増加割合に基づいて、あらかじめ設定される。所定時間Ｔを長くするのであれば、閾値電圧Ｖ₀を比較的小さい値とすることができる。一方、所定時間Ｔを短くするのであれば、閾値電圧Ｖ₀を比較的大きな値とする必要がある。また、周波数の増加割合Ｆは、パルス幅の減少割合Ｗと所定時間Ｔとから、下記（１）式により算出するようにしてもよい。なお、αは所定の係数である。例えば、α＝７．５×１０^-5、Ｔ＝０．１ｍｓ、Ｗ＝０．５（半分）の場合、Ｆ＝１．５になる。なお、より単純化して、所定時間Ｔを考慮せず、周波数の増加割合Ｆをパルス幅の減少割合Ｗの逆数（例えば、パルス幅を半分にした場合は、周波数を２倍）としてもよい。
Ｆ＝α／（Ｗ・Ｔ） ・・・・ （１）

端子間電圧Ｖｃが目標電圧になって充電が停止されたときに、出力制御駆動信号の周波数は元に戻される。そして、次の比較タイミング（タイミング検出部８７からタイミング信号を入力されるとき）までは、出力制御駆動信号は元の周波数で生成される。すなわち、比較タイミングが到来する度に、充電量が不足するか否かが判断され、不足すると判断された場合にのみ、充電完了までの間だけ、出力制御駆動信号の周波数が高くされる。なお、出力制御駆動信号の周波数を元に戻すタイミングは、充電が停止されたときに限定されず、極性が切り替わったときや、放電が行われたときとしてもよい。出力制御駆動信号の周波数を高くする期間は限定されるので、過電流の抑制に与える影響は限定される。

図５は、電流制御部８１が行う、電流制御をＰＷＭ制御と過電流抑制制御とで切り替える処理（以下では、「電流制御切替処理」とする）を示すフローチャートである。当該処理は、溶接電源装置Ａ１が溶接のための電力を溶接トーチＢに供給している間、実行される。電流制御部８１は、通常時、ＰＷＭ制御を行っており、ＰＷＭ制御により生成した出力制御駆動信号をインバータ回路２に出力する。

まず、過電流が検出されたか否かが判別される（Ｓ１）。具体的には、過電流検出回路８８から過電流検出信号が入力されたか否かが判別される。過電流が検出されていない場合（Ｓ１：ＮＯ）、ステップＳ１に戻って、過電流が検出されるまで待つ。過電流が検出された場合（Ｓ１：ＹＥＳ）、出力制御駆動信号のパルス幅が減少される（Ｓ２）。具体的には、直前のＰＷＭ制御での出力制御駆動信号のパルス幅を所定の割合（例えば半分）で小さくして固定し、デューティ比を減少させた出力制御駆動信号を生成して出力する。これにより、ＰＷＭ制御から過電流抑制制御に切り替る。

次に、比較タイミングになったか否かが判別される（Ｓ３）。具体的には、タイミング検出部８７からタイミング信号が入力されたか否かが判別される。比較タイミングでない場合（Ｓ３：ＮＯ）、ステップＳ３に戻って、比較タイミングになるまで待つ。比較タイミングになった場合（Ｓ３：ＹＥＳ）、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃが検出される（Ｓ４）。具体的には、電圧センサ９２から入力される端子間電圧Ｖｃを取得する。次に、端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀より小さいか否かが判別される（Ｓ５）。端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀より小さい場合（Ｓ５：ＹＥＳ）、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足すると判断されて、出力制御駆動信号の周波数が増加されて（Ｓ６）、ステップＳ７に進む。具体的には、直前の出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで、周波数を大きくした出力制御駆動信号を生成して出力する。一方、端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀以上の場合（Ｓ５：ＮＯ）、このままでも再点弧コンデンサ６２の充電量が不足しないと判断されて、出力制御駆動信号の周波数は変更せずに、ステップＳ７に進む。

次に、再点弧コンデンサ６２の充電が完了したか否かが判別される（Ｓ７）。具体的には、電圧センサ９２から入力される端子間電圧Ｖｃを取得し、端子間電圧Ｖｃが目標電圧になったか否かが判別される。充電が完了していない場合（Ｓ７：ＮＯ）、ステップＳ７に戻って、充電が完了するまで待つ。充電が完了した場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、出力制御駆動信号の周波数が元に戻される（Ｓ８）。なお、ステップＳ７で、充電が完了したか否かを判別する代わりに、極性が切り替わったか否かや、放電が行われたか否かを判別するようにしてもよい。

次に、過電流が検出されてからの経過時間が、設定時間を経過したか否かが判別される（Ｓ９）。設定時間を経過していない場合（Ｓ９：ＮＯ）、過電流が解消したか否かが判別される（Ｓ１０）。具体的には、過電流検出回路８８から過電流検出信号が入力されなくなったか否かが判別される。過電流が解消していない場合（Ｓ１０：ＮＯ）、ステップＳ３に戻って、ステップＳ３〜Ｓ１０が繰り返される。ステップＳ９において、設定時間を経過した場合（Ｓ９：ＹＥＳ）、過電流による悪影響を防ぐために、出力制御駆動信号の生成が停止されて、電流制御切替処理が終了される。出力制御駆動信号の生成が停止されることで、インバータ回路２が停止し、溶接電源装置Ａ１の出力が停止する。また、ステップＳ１０において、過電流が解消した場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、ＰＷＭ制御に戻されて（Ｓ１１）、ステップＳ１に戻る。具体的には、ＰＷＭ制御により生成した出力制御駆動信号をインバータ回路２に出力する。

なお、図５のフローチャートに示す電流制御切替処理は一例であって、上述したものに限定されない。

次に、本実施形態に係る溶接電源装置Ａ１の作用および効果について説明する。

本実施形態によると、電流制御部８１は、通常時にはＰＷＭ制御を行うが、過電流検出回路８８から過電流検出信号を入力された場合に、ＰＷＭ制御を停止して、過電流抑制制御を行う。過電流抑制制御では、電流制御部８１は、直前のＰＷＭ制御での出力制御駆動信号のパルス幅を所定の割合（例えば半分）で小さくして固定し、デューティ比を減少させた出力制御駆動信号を生成して出力する。電流制御部８１は、タイミング検出部８７からタイミング信号を入力されたときに、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧Ｖｃを閾値電圧Ｖ₀と比較する。そして、電流制御部８１は、端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀より小さい場合、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足すると判断して、パルス幅はそのままで、周波数を高くした（例えば１．５倍）出力制御駆動信号を生成して出力する。これにより、インバータ回路２が出力する高周波電圧の波形も出力制御駆動信号と同様に変化し、充電回路６３の整流平滑回路６３ｃの出力電圧が高くなる。よって、再点弧コンデンサ６２の充電速度が大きくなる。これにより、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足しないように充電することができるので、アーク切れの発生をより抑制することができる。

本実施形態によると、放電回路６４は、放電制御部８５より入力される放電回路駆動信号に基づいて、放電を制御する。放電回路駆動信号（図３（ｃ）参照）は、スイッチング駆動信号（図３（ａ）参照）が切り換わったときにオンに切り換わり、オンに切り換わった後、出力電流の極性が変わるまでの時間より長い放電時間が経過したときにオフに切り換わる。したがって、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときには、放電回路駆動信号は必ずオンとなっているので、放電回路６４は再点弧電圧を適切に印加することができる。

なお、本実施形態においては、比較タイミングで端子間電圧Ｖｃが閾値電圧Ｖ₀より小さい場合に、再点弧コンデンサ６２の充電量が不足すると判断しているが、充電量の不足を判断する手法はこれに限られない。例えば、比較タイミングでデューティ比が所定値より小さい場合に充電量が不足すると判断するようにしてもよい。また、比較タイミングに関係なく、デューティ比が所定値より小さい場合に充電量が不足すると判断するようにしてもよい。また、過電流検出によりパルス幅が小さくなった場合に、無条件で（デューティ比に関係なく）、充電量が不足すると判断するようにしてもよい。

本実施形態においては、出力電流の波形が略矩形波である場合（図３（ｂ）参照）について説明したが、これに限られない。出力電流の波形が正弦波であってもよい。波形目標設定部８４が電流波形目標値として正弦波信号を出力し、極性切換制御部８３が電流センサ９１から入力される出力電流の瞬時値と波形目標設定部８４から入力される電流波形目標値とに基づいてスイッチング駆動信号を生成するようにすれば、出力電流の波形を正弦波とすることができる。出力電流の波形を正弦波とすると、発生するアークが幅広になるので、溶接痕を幅広のものとすることができる。また、溶接電源装置Ａ１からの発生音を抑制することができる。

本実施形態においては、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときに再点弧電圧を印加する場合について説明したが、これに限られない。一般的に、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が正で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が負である正極性から、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が負で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が正である逆極性に切り換わるときに、アーク切れが発生しやすいことが知られている。したがって、正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を印加させ、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を印加させないようにしてもよい。この場合、タイミング検出部８７は、極性が切り換わるタイミングのうち、正極性から逆極性に切り換わるタイミングに基づいて、比較タイミングを検出すればよい。当該変形例では、よりアーク切れが発生しやすい、正極性から逆極性に切り換わるときに再点弧電圧を印加するので、アーク切れの発生を抑制することができる。また、比較的にアーク切れが発生しにくい、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を印加させないので、逆極性から正極性に切り換わるときにも再点弧電圧を印加する場合と比べて、限流抵抗６４ｂでの損失を低減することができる。また、再点弧電圧を放電してから次に放電するまでの時間が長くなるので、極性切換周波数がより高くなった場合でも対応することができる。

上記変形例のように正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を印加する場合は、再点弧回路６をインバータ回路７の出力側に配置するようにしてもよい。この場合を、第２実施形態として、以下に説明する。

図６は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図６において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、図６においては、制御回路８を簡略化して記載している。図６に示すように、溶接電源装置Ａ２は、再点弧回路６をインバータ回路７の出力側に配置している点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

溶接電源装置Ａ２において、再点弧回路６は、インバータ回路７の出力側に配置されており、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）の電位を高くするように、出力端子ａ，ｂ間に再点弧電圧を印加する構成になっている。放電回路６４は、スイッチング駆動信号（図３（ａ）参照）がオンからオフに切り換わったとき（図３における時刻ｔ１）に導通しており、出力電流（図３（ｂ）参照）の極性が変わったとき（図３における時刻ｔ２）に、再点弧コンデンサ６２が放電し、再点弧電圧が出力端子ａ，ｂ間に印加される。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

図７は、充電回路６３への電力の供給元を変更した実施形態を示している。図７（ａ）は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を示すブロック図である。図７（ａ）において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。なお、図７（ａ）においては、再点弧回路６より下流側の構成および制御回路８の記載を省略している（図７（ｂ）および（ｃ）も同様）。図７（ａ）に示すように、溶接電源装置Ａ３は、充電回路６３の各入力端子がトランス３の二次側巻線３ｂの各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第３実施形態によると、トランス３に補助巻線３ｃを設ける必要がない。よって、より簡易な構成とすることができる。

図７（ｂ）は、第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を示すブロック図である。図７（ｂ）において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図７（ｂ）に示すように、溶接電源装置Ａ４は、充電回路６３に代えて充電回路６３’を備え、充電回路６３’の各入力端子が整流回路４の各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

充電回路６３’は、充電回路６３（図２（ａ）参照）の整流平滑回路６３ｃから整流回路を省略したものである。充電回路６３’は、整流回路４の出力電圧を入力されるので、整流回路を必要としない。第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第４実施形態によると、充電回路６３’を充電回路６３より簡易な構成とすることができる。

図７（ｃ）は、第５実施形態に係る溶接電源装置Ａ５を示すブロック図である。図７（ｃ）において、第１実施形態に係る溶接システム（図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。図７（ｃ）に示すように、溶接電源装置Ａ５は、充電回路６３の各入力端子がインバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続されている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。第５実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第５実施形態によると、トランス３に補助巻線３ｃを設ける必要がない。よって、より簡易な構成とすることができる。

なお、上記第１ないし第５実施形態では、過電流対策として出力制御駆動信号のパルス幅を小さくした場合について説明したが、これに限られない。本発明は、他の理由で出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなった場合にも、適用することができる。例えば、パルス電流出力を行う場合、目標電流設定部８２は、目標電流として、第１の目標電流と第１の目標電流より小さい第２の目標電流とを交互に設定する。この場合、目標電流が第１の目標電流から第２の目標電流に切り替えられたときに、出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなる。また、目標電流設定部８２が設定する目標電流が小さい場合も、出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなる。これらの場合でも、本発明を適用することで、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

また、上記第１ないし第５実施形態では、溶接電源装置Ａ１ないしＡ５をＴＩＧ溶接システムに用いた場合について説明したが、これに限られない。本発明に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本発明に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができるし、被覆アーク溶接システムにも用いることができる。また、本発明は、交流出力専用の溶接電源装置だけでなく、交直両用の溶接電源装置にも適用することができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５：溶接電源装置
１ ：整流平滑回路
２ ：インバータ回路（第１のインバータ回路）
３ ：トランス
３ａ ：一次側巻線
３ｂ ：二次側巻線
３ｃ ：補助巻線
４ ：整流回路
５ ：直流リアクトル
６ ：再点弧回路
６１ ：ダイオード
６２ ：再点弧コンデンサ
６３，６３’：充電回路
６３ａ ：駆動回路
６３ｂ ：スイッチング素子
６３ｃ ：整流平滑回路
６３ｄ ：絶縁型フォワードコンバータ
６４ ：放電回路
６４ａ ：スイッチング素子
６４ｂ ：限流抵抗
７ ：インバータ回路（第２のインバータ回路）
８ ：制御回路
８１ ：電流制御部
８２ ：目標電流設定部
８３ ：極性切換制御部
８４ ：波形目標設定部
８５ ：放電制御部
８６ ：充電制御部
８７ ：タイミング検出部
８８ ：過電流検出回路
９１ ：電流センサ
９２ ：電圧センサ
ａ，ｂ ：出力端子
Ｂ ：溶接トーチ
Ｄ ：商用電源
Ｗ ：被加工物

Claims (8)

1. 出力を制御するための第１のインバータ回路と、
   前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、
   前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、
   前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、
   前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を出力する制御回路と、
   を備えており、
   前記再点弧回路は、前記第１のインバータ回路の出力電力の一部を、前記再点弧電圧を印加するために充電しており、
   前記制御回路は、前記出力制御駆動信号のデューティ比が小さくなったことで前記再点弧回路の充電量が不足すると判断される場合に、前記出力制御駆動信号のパルス幅はそのままで周波数を高くする、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記再点弧回路は、
   前記再点弧電圧を充電される再点弧コンデンサと、
   前記再点弧コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサと、
   を備えており、
   前記制御回路は、前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるタイミングに基づく所定のタイミングに、前記端子間電圧が閾値電圧より小さい場合に、充電量が不足すると判断する、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記制御回路は、前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるタイミングに基づく所定のタイミングに、前記デューティ比が所定値以下の場合に、充電量が不足すると判断する、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
4. 前記制御回路は、前記出力制御駆動信号の周波数を高くした後、前記再点弧電圧が目標電圧まで充電できたときに、前記出力制御駆動信号の周波数を元に戻す、
   請求項１ないし３のいずれかに記載の溶接電源装置。
5. 前記第２のインバータ回路の出力電流の過電流を検出する過電流検出回路をさらに備えており、
   前記制御回路は、前記過電流検出回路が過電流を検出した場合に、前記出力制御駆動信号のパルス幅を小さくする、
   請求項１ないし４のいずれかに記載の溶接電源装置。
6. 前記制御回路は、
   目標電流として、第１の目標電流と前記第１の目標電流より小さい第２の目標電流とを交互に設定する目標電流設定部と、
   前記目標電流と前記第２のインバータ回路の出力電流の検出値とに基づいて、前記出力制御駆動信号を生成する電流制御部と、
   を備えており、
   前記目標電流が前記第１の目標電流から前記第２の目標電流に切り替ったときに、前記出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなる、
   請求項１ないし５のいずれかに記載の溶接電源装置。
7. 前記制御回路は、前記出力制御駆動信号のパルス幅の減少割合に応じた割合で、前記周波数を増加させる、
   請求項５または６に記載の溶接電源装置。
8. 前記制御回路は、
   前記第２のインバータ回路の出力電流の極性が切り換わるタイミングまでの残り時間をＴ、前記パルス幅の減少割合をＷ、所定の係数をαとした場合、前記周波数を増加させる割合Ｆを、
   Ｆ＝α／（Ｗ・Ｔ）
   として算出する、
   請求項５または６に記載の溶接電源装置。

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