KR102132036B1 - 전원 장치 및 아크 가공용 전원 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 과제는, 위상 시프트 제어(PSM 제어)에 있어서, 특히 쌍의 제어 펄스 신호의 위상차가 커서 쌍의 스위칭 소자의 온 기간의 어긋남이 커지는 저출력 요구 시의 동작 개선을 도모할 수 있는 전원 장치(아크 용접용 전원 장치)를 제공하는 것이다. 전원 장치(11)의 제어 회로(20)는 소정 출력 요구보다 고출력측에 있어서, 전력 전달에 있어서 쌍을 이루는 스위칭 소자(TR1, TR2)의 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이 및 스위칭 소자(TR3, TR4)의 제어 펄스 신호(S3, S4) 사이의 위상차(α)를 조정하는 PSM 제어를 행하고, 소정 출력 요구보다도 저출력측이 되면, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 온 펄스의 밀도를 조정하는 PDM 제어로 절환한다.

Description

전원 장치 및 아크 가공용 전원 장치{POWER SUPPLY DEIVCE AND POWER SUPPLY DEIVCE FOR ARC MACHINING}
본 발명은 전원 장치의 출력 전력의 생성 과정에 있어서, 직류 전력으로부터 고주파 교류 전력으로의 전력 변환을 행하는 인버터 회로를 구비하는 전원 장치 및 아크 가공용 전원 장치에 관한 것이다.
인버터 회로를 구비하는 전원 장치로서, 예를 들어 특허문헌 1에 개시된 아크 가공용 전원 장치가 알려져 있다. 특허문헌 1의 전원 장치는, 입력되는 상용 교류 전력을 정류 회로에서 직류 전력으로 변환하고, 변환한 직류 전력을 하프 브리지형 인버터 회로의 스위칭 동작에 의해 고주파 교류 전력으로 변환하고, 변환한 고주파 교류 전력을 트랜스를 통해 2차측에 공급하고, 상기 2차측에 있어서 아크 용접 등의 아크 가공에 적합한 직류 출력 전력으로 변환하는 구성으로 되어 있다. 출력 전력을 조정하기 위해서는, 인버터 회로의 스위칭 동작을 제어함으로써 행해진다.
인버터 회로의 스위칭 제어의 하나로, 예를 들어 특허문헌 2에 개시되어 있는 위상 시프트 제어(PSM 제어)가 있다. 또한, 특허문헌 2의 인버터 회로는, 풀브릿지형의 것이 사용되고 있다. 그리고, 그때마다에 있어서 출력 전력을 크게 하는 경우에는, 인버터 회로의 쌍을 이루는 스위칭 소자의 동시 온 기간을 길게 하는 것이 행해지고, 스위칭 소자에 출력하는 제어 펄스 신호의 위상차(위상 시프트 각)가 작게 설정된다. 이에 대해, 출력 전력을 작게 하는 경우에는, 인버터 회로의 쌍을 이루는 스위칭 소자의 동시 온 기간을 짧게 하는 것이 행해지고, 스위칭 소자에 출력하는 제어 펄스 신호의 위상차(위상 시프트 각)가 크게 설정된다. PSM 제어에 있어서는, 인버터 회로의 스위칭 소자에 출력하는 제어 펄스 신호의 온 펄스 폭을 충분히 광폭(예를 들어, 최대폭)으로 설정할 수 있으므로, 스위칭 소자가 잘못 온 하는 것을 방지할 수 있어, 출력 불안정, 트랜스 편자(偏磁) 등의 발생 방지를 도모할 수 있다.
그런데, 특허문헌 1의 하프 브리지형 인버터 회로에 있어서는, 상부 아암 및 하부 아암의 각 스위칭 소자(제1, 제2 스위칭 소자)의 각각에 직렬 접속되고 전력 전달에 있어서 쌍으로 동작하는 스위칭 소자(제1, 제2 전력 개폐용 스위칭 소자)가 구비되어 있다. 그로 인해, 전력 전달에 있어서 쌍으로 동작하는 스위칭 소자에 대해 특허문헌 2와 같은 PSM 제어를 행하면, 하프 브리지형 인버터 회로를 사용하는 전원 장치이면서도, PSM 제어에 의한 출력 조정을 행하는 것이 가능하다.
일본 특허 공개 제2005-279774호 공보 일본 특허 공개 제2006-280120호 공보
그러나, 저출력 요구 시의 쌍의 제어 펄스 신호의 위상차가 더욱 커서, 쌍의 스위칭 소자의 온 기간의 어긋남이 더욱 커지는 조건에서는, 전력 전달에 기여하지 않는 순환 전류가 크고, 그 손실도 커진다. 또한, PSM 제어는, 쌍의 스위칭 소자의 온 기간을 어긋나게 하는 제어인 점에서, 위상차를 크게 하였을 때에 중성점 전위가 불안정해지기 때문에 트랜스 전류가 한쪽의 극성에 치우쳐 트랜스가 편자를 일으키는 경우가 있다. 특히 트랜스의 편자나 순환 전류의 증대 등의 문제는, 위상차가 클수록 현저해진다.
본 발명은 상기 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 그 목적은, 위상 시프트 제어(PSM 제어)에 있어서, 특히 쌍의 제어 펄스 신호의 위상차가 커서 쌍의 스위칭 소자의 온 기간의 어긋남이 커지는 저출력 요구 시의 동작 개선을 도모할 수 있는 전원 장치 및 아크 가공용 전원 장치를 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하는 전원 장치는, 전원 장치의 출력 전력의 생성 과정에 있어서 직류 전력으로부터 고주파 교류 전력으로의 전력 변환을 행하는 인버터 회로를 구비하는 전원 장치에 있어서, 상부 아암 및 하부 아암에 스위칭 소자를 구비함과 함께, 각 아암의 스위칭 소자의 각각에 직렬 접속되고 전력 전달에 있어서 쌍으로 동작하는 스위칭 소자를 더 구비하여 이루어지는 하프 브리지형 인버터 회로와, 상기 인버터 회로의 각 스위칭 소자에 제어 펄스 신호를 출력하여 각 스위칭 소자의 온 오프 동작을 제어하고, 전원 장치의 출력 전력을 제어하는 제어 회로를 구비한 전원 장치로서, 상기 제어 회로는, 전력 전달에 있어서 쌍을 이루는 상기 스위칭 소자의 제어 펄스 신호의 위상차를 조정하는 PSM 제어와, 상기 제어 펄스 신호의 온 펄스의 밀도를 조정하는 PDM 제어가 실시 가능하게 구성되고, 상기 제어 회로의 제어에 있어서, 소정 출력 요구보다 고출력측에서는 상기 PSM 제어를 행하게 하고, 소정 출력 요구보다도 저출력측에서는 상기 PDM 제어로 절환하는 제어 절환부를 구비하였다.
이 구성에 의하면, 소정 출력 요구보다 고출력측에서는, 전력 전달에 있어서 쌍을 이루는 스위칭 소자의 제어 펄스 신호의 위상차를 조정하는 PSM 제어가 행해지고, 소정 출력 요구보다도 저출력측이 되면, 제어 펄스 신호의 온 펄스의 밀도를 조정하는 PDM 제어로 절환된다. 즉, 저출력 요구 시에 PSM 제어를 실시하면, 쌍의 제어 펄스 신호의 위상차가 커서 쌍의 스위칭 소자의 온 기간의 어긋남이 커지고, 회로 내에 발생하는 순환 전류가 증대한다고 하는 문제나, 인버터 회로의 후단에 트랜스를 구비하는 구성의 경우에서는 트랜스의 편자의 문제의 발생이 우려되기 때문에, 이 저출력 요구 시에 있어서는 제어 펄스 신호의 온 펄스를 적절히 씨닝(thinning)하여 스위칭 소자(인버터 회로)의 동작을 정지하는 PDM 제어로 절환함으로써, 앞선 문제를 해소하면서 저출력 요구에 따르는 것이 가능하게 된다.
또한, 상기 전원 장치에 있어서, 상기 제어 절환부는, 상기 제어 펄스 신호의 위상차가 제로로부터 소정값으로 될 때까지 상기 PSM 제어를 행하게 하고, 그 이하의 저출력 요구 시에는 상기 제어 펄스 신호의 위상차를 상기 소정값에서 고정으로 하면서 온 펄스의 밀도를 조정하는 상기 PDM 제어로 절환하도록 하는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, PSM 제어와 PDM 제어의 절환 시에 제어 펄스 신호의 위상차가 소정값으로서 계승되도록 한 것에 의해, 제어의 절환 시의 출력 과도 변화를 작게 할 수 있어, 출력 안정화에 기여할 수 있다.
또한, 상기 전원 장치에 있어서, 상기 PDM 제어는, 상기 제어 펄스 신호의 일정 주기분을 PDM 제어 주기로 하고, 그 PDM 제어 주기 중 어느 하나의 온 펄스를 씨닝하여 온 펄스의 밀도를 조정하도록 하는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, PDM 제어에 있어서, 제어 펄스 신호의 일정 주기분이 PDM 제어 주기로 되고, 그 PDM 제어 주기 중 어느 하나의 온 펄스가 씨닝되어 온 펄스의 밀도의 조정이 행해진다. 즉, 이 PDM 제어는, PDM 제어 주기가 항상 제어 펄스 신호의 일정 주기분에서 행해지므로, 제어의 간략화에 기여할 수 있다.
또한, 상기 전원 장치에 있어서, 상기 PDM 제어는, 상기 PDM 제어 주기의 후단측으로부터 온 펄스를 순서대로 씨닝하여 온 펄스의 밀도를 조정하도록 하는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, PDM 제어에 있어서, PDM 제어 주기의 후단측으로부터 온 펄스가 순서대로 씨닝되어 온 펄스의 밀도가 조정된다. 즉, PDM 제어 주기의 후단측으로부터 단순하게 온 펄스가 씨닝되기 때문에, 이 점에서도 제어의 간략화에 기여할 수 있다.
또한, 상기 전원 장치를, 아크 가공용의 직류 출력 전력을 생성하는 아크 가공용 전원 장치에 적용하는 것이 바람직하다.
이 구성에 의하면, 아크 가공용 전원 장치에 있어서, PSM 제어의 실시시에 특히 쌍의 제어 펄스 신호의 위상차가 커서 쌍의 스위칭 소자의 온 기간의 어긋남이 커지는 저출력 요구 시의 동작 개선을 도모하는 것이 가능하게 된다.
본 발명의 전원 장치 및 아크 가공용 전원 장치에 의하면, 위상 시프트 제어(PSM 제어)에 있어서, 특히 쌍의 제어 펄스 신호의 위상차가 커서 쌍의 스위칭 소자의 온 기간의 어긋남이 커지는 저출력 요구 시의 동작 개선을 도모할 수 있다.
도 1은 일 실시 형태에 있어서의 아크 용접용 전원 장치를 도시하는 회로도.
도 2는 고출력 요구 시의 PSM 제어에 따른 전원 장치 각 부분의 파형도.
도 3은 중출력 요구 시에 있어서의 PSM-PDM 임계시의 전원 장치 각 부분의 파형도.
도 4는 저출력 요구 시의 PDM 제어에 따른 전원 장치 각 부분의 파형도.
이하, 전원 장치로서의 아크 용접용 전원 장치의 일 실시 형태에 대해 설명한다.
도 1에 도시한 바와 같이, 아크 용접기(10)는 이것에 사용하는 아크 용접용 전원 장치(11)의 플러스측의 출력 단자(o1)에 용접 토치(TH)의 전극(WE)을 접속하고, 마이너스측의 출력 단자(o2)에 용접 대상(모재)(M)을 접속하여, 전원 장치(11)에서 생성한 직류 출력 전력에 기초하여 전극(WE)의 선단에서 아크를 발생시키고, 용접 대상(M)의 아크 용접을 행하는 것이다. 아크 용접기(10)는, 예를 들어 소모 전극식의 아크 용접기이며, 전극(WE)으로서 사용하는 와이어 전극이 아크에 의해 소모되므로, 상기 전극(WE)을 그 소모에 따라 송급(送給)하는 송급 장치(도시 생략)를 사용한다.
아크 용접용 전원 장치(11)는 입력 변환 회로(12), 인버터 회로(13), 트랜스(INT) 및 출력 변환 회로(14)를 구비하고, 입력되는 상용 교류 전력으로부터 아크 용접에 적합한 직류 출력 전력을 생성한다.
입력 변환 회로(12)는 다이오드 브리지 회로로 이루어지는 1차측 정류 회로(DRa)와, 상기 정류 회로(DRa)의 출력 단자간에 직렬 접속되는 평활 캐패시터(C1, C2)를 구비하고, 3상의 상용 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 직류 입력 전력은, 후단의 인버터 회로(13)에 공급된다.
인버터 회로(13)는 IGBT 등의 반도체 스위칭 소자로 이루어지는 제1∼제4 스위칭 소자(TR1∼TR4)와, 각 스위칭 소자(TR1∼TR4)에 부수되는 다이오드(DR1∼DR4)와, 이들과는 별도로 클램프 다이오드(Dc1, Dc2)와 스너버 캐패시터(Cs1, Cs2)를 구비하고 있다.
인버터 회로(13)는 하프 브리지형 인버터로 구성되는 것이며, 한쪽의 상부 아암에 제2 스위칭 소자(TR2)가 구비되고, 하부 아암에 제3 스위칭 소자(TR3)가 구비되어 있다. 제2 및 제3 스위칭 소자(TR2, TR3)에는 각각 다이오드(DR2, DR3)가 역접속되어 있다. 또한, 제2 및 제3 스위칭 소자(TR2, TR3)와는 병렬을 이루는 다른 한쪽의 상부 아암에는 다이오드(Dc1)가 구비되고, 하부 아암에는 다이오드(Dc2)가 구비되어 있다. 이 직렬 접속의 다이오드(Dc1, Dc2)[스위칭 소자(TR2, TR3)]에는 또한 캐패시터(Cs1, Cs2)가 각각 병렬 접속되어 있다.
제2 스위칭 소자(TR2)와 정류 회로(DRa)의 플러스측 출력 단자와의 사이에는 제1 스위칭 소자(TR1)가 구비되고, 상기 스위칭 소자(TR1)는 제2 스위칭 소자(TR2)와 쌍으로 동작한다. 또한, 제3 스위칭 소자(TR3)와 정류 회로(DRa)의 마이너스측 출력 단자와의 사이에는 제4 스위칭 소자(TR4)가 구비되고, 상기 스위칭 소자(TR4)는 제3 스위칭 소자(TR3)와 쌍으로 동작한다. 제1 및 제4 스위칭 소자(TR1, TR4)에는 각각 다이오드(DR1, DR4)가 역접속되어 있다. 이와 관련하여, 캐패시터(Cs1, Cs2)는, 스위칭 소자(TR1, TR4)의 온 오프시의 전위차를 해소하기 위해 충방전 동작하고, 스위칭 소자(TR1, TR4)를 제로 전압에서 스위칭 동작시키는 소위 소프트 스위칭 동작을 행하게 하기 위해 설치되어 있다.
제2 및 제3 스위칭 소자(TR2, TR3) 사이는 인버터 회로(13)의 출력 단자(a)이며, 다이오드(Dc1, Dc2) 사이는 인버터 회로(13)의 출력 단자(b)이다. 출력 단자(a)는 트랜스(INT)의 1차측 코일(L1)의 일단부측과 접속되고, 출력 단자(b)는 트랜스(INT)의 1차측 코일(L1)의 일단부측과 접속됨과 함께 평활 캐패시터(C1, C2) 사이와도 접속되어 있다.
그리고, 인버터 회로(13)는 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)와, 제3 및 제4 스위칭 소자(TR3, TR4)가 교대로 스위칭 동작함으로써, 평활 캐패시터(C1, C2)의 충전 전력을 교대로 사용하여 고주파 교류 전력을 생성하고, 트랜스(INT)의 1차측 코일(L1)에 공급한다. 이들 스위칭 소자(TR1∼TR4)의 스위칭 동작은, 제어 회로(20)로부터 입력되는 제어 펄스 신호(S1∼S4)에 기초하여 행해진다.
트랜스(INT)의 2차측에서는, 인버터 회로(13)에서 생성된 고주파 교류 전력이 소정 전압으로 변환되고, 2차측 코일(L2)로부터 출력된다. 2차측 코일(L2)에는, 출력 변환 회로(14)가 접속된다.
출력 변환 회로(14)는 2차측 정류 회로(DRb)와, 직류 리액터(DCL)를 구비하고 있다. 2차측 정류 회로(DRb)는, 한 쌍의 다이오드(Ds1, Ds2)를 사용한 전파 정류 회로로 이루어지고, 각 다이오드(Ds1, Ds2)의 애노드가 2차측 코일(L2)의 양측 단자에 각각 접속되고, 각 다이오드(Ds1, Ds2)의 캐소드는 모두 직류 리액터(DCL)의 일단부에 접속되어 있다. 직류 리액터(DCL)의 타단부는, 전원 장치(11)의 플러스측의 출력 단자(o1)에 접속되어 있다. 전원 장치(11)의 마이너스측의 출력 단자(o2)는, 2차측 코일(L2)의 중간 단자와 접속되어 있다. 이와 같은 출력 변환 회로(14)는 트랜스(INT)의 2차측 코일(L2)로부터의 고주파 교류 전력을 아크 용접용의 직류 출력 전력으로 변환하고, 출력 단자(o1, o2)로부터 출력한다.
전원 장치(11)에는, CPU 등을 포함하는 제어 회로(20)가 구비되어 있다. 제어 회로(20)에는, 전원 장치(11)의 출력측 전원선 상에 설치한 전류 검출기(21)로부터 출력 전류(Io)에 대응하는 검출 신호(Id)와, 사용자 등에 의해 조작 가능한 출력 전류 설정기(22)로부터 출력 전류 목표값에 대응하는 설정 신호(Ir)가 각각 입력되어 있다. 제어 회로(20)는 입력된 검출 신호(Id) 및 설정 신호(Ir)로부터 얻어지는 출력 전류(Io)의 실제값 및 그 목표값 등을 포함하는 각종 파라미터에 기초하여, 그때마다 적절한 출력을 행하기 위한 내부 연산을 행하고 있다. 그리고, 제어 회로(20)는 그 내부 연산에 기초하여 인버터 회로(13)의 스위칭 소자(TR1∼TR4)에 대해 스위칭 제어를 실시한다.
본 실시 형태의 스위칭 제어로서는, 고∼중출력 요구 시에 있어서는 위상 시프트 제어(PSM 제어)가 사용되고, 저출력 요구 시에 있어서는 펄스 밀도 변조 제어(PDM 제어)가 사용되고, PSM 제어와 PDM 제어가 적절히 절환된다. 제어의 절환에 대해 본 실시 형태에서는, 우선 제어 회로(20)의 위상차 설정부(20a)에서, 출력 전류(Io)의 실제값 및 목표값 등에 기초하여 그때마다 적절한 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이[제어 펄스 신호(S3, S4) 사이]의 위상차(α)(도 3 등 참조)가 산출되고, 계속해서 그 위상차(α)의 산출값에 기초하여 제어 절환부(20b)에서 PSM 제어나 PDM 제어의 절환이 행해진다.
이어서, 도 2∼도 4를 사용하여 본 실시 형태의 동작(작용)을 설명한다.
[고∼중출력 요구 시:PSM 제어]
인버터 회로(13)[스위칭 소자(TR1∼TR4)]에 출력하는 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이[제어 펄스 신호(S3, S4) 사이]의 위상차(α)의 산출에 기초하여, 그 산출값이 도 2에 나타내는 제로로부터 도 3에 나타내는 본 실시 형태에서의 최대값(임계값)까지의 사이에 있는 경우, 산출값이 그대로 위상차(α)로서 설정된다. 즉, 이 고∼중출력 요구 시에 있어서는, 위상차(α)가 도 2의 제로로부터 도 3의 임계값까지의 사이에서 조정되는 PSM 제어에 의해 전원 장치(11)의 출력이 조정된다.
즉, 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)는, 캐패시터(C1)의 충전 전력을 트랜스(INT)측에 전달하는 것이며, 제어 펄스 신호(S1, S2)의 위상차(α)가 작아 스위칭 소자(TR1, TR2)의 온 기간의 어긋남이 작을수록, 동시 온 기간(전력 전달 기간)이 커서, 트랜스(INT)측으로의 전력 전달은 크다. 한편, 제어 펄스 신호(S1, S2)의 위상차(α)가 커서 스위칭 소자(TR1, TR2)의 온 기간의 어긋남이 커질수록, 동시 온 기간(전력 전달 기간)이 작아져, 트랜스(INT)측으로의 전력 전달은 작아진다.
제3 및 제4 스위칭 소자(TR3, TR4)에 대해서도 제1 및 제2 스위칭 소자(TR1, TR2)와 마찬가지이다. 제3 및 제4 스위칭 소자(TR3, TR4)는, 캐패시터(C2)의 충전 전력을 트랜스(INT)측에 전달하는 것이며, 제어 펄스 신호(S3, S4)의 위상차(α)가 작아 스위칭 소자(TR3, TR4)의 온 기간의 어긋남이 작을수록, 동시 온 기간이 커서, 트랜스(INT)측으로의 전력 전달은 크다. 한편, 제어 펄스 신호(S3, S4)의 위상차(α)가 커서 스위칭 소자(TR3, TR4)의 온 기간의 어긋남이 커질수록, 동시 온 기간이 작아져, 트랜스(INT)측으로의 전력 전달은 작아진다.
본 실시 형태에서는, 제1 및 제4 스위칭 소자(TR1, TR4)의 제어 펄스 신호(S1, S4)가 기준상(고정상)으로 되어 있고, 180°보다 약간 작은 온 펄스 폭을 가짐과 함께, 서로가 180°의 위상차를 갖고 있다. 이에 대해, 제2 및 제3 스위칭 소자(TR2, TR3)의 제어 펄스 신호(S2, S3)가 제어상이지만, 제1 및 제4 스위칭 소자(TR1, TR4)의 제어 펄스 신호(S1, S4)와 동일 폭의 온 펄스 폭으로 설정되어 있다. 그리고, 위상차(α)가 설정되면, 제어상인 제어 펄스 신호(S2, S3)는 제어 펄스 신호(S1, S4)보다도 그 위상차(α)분만큼 지연측으로 위상 시프트되어, 제2 및 제3 스위칭 소자(TR2, TR3)의 온 기간이 제1 및 제4 스위칭 소자(TR1, TR4)의 온 기간보다도 지연측으로 어긋나게 된다.
도 2 및 도 3(후술하는 도 4도 동일함)에 있어서, 인버터 회로(13)의 출력 단자(a, b)간 전압을 Vab, 스위칭 소자(TR1∼TR4)를 흐르는 전류를 ITR1∼ITR4, 스위칭 소자(TR1∼TR4)에 인가되는 전압을 VTR1∼VTR4로 한다. 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이 및 제어 펄스 신호(S3, S4) 사이의 위상차(α)에 따라 인버터 회로(13)의 출력 전압(Vab)이 변화됨으로써, 트랜스(INT)의 2차측에서 생성되는 전원 장치(11)의 출력 전력의 조정이 이루어진다.
그런데, 제어 펄스 신호(S1, S2) 및 제어 펄스 신호(S3, S4)의 위상차(α)의 임계값은, 도 3에 나타내는 바와 같이, 본 실시 형태에서는, 예를 들어 90°(온 펄스 폭의 약 절반)로 설정되어 있다. 즉, 제1 스위칭 소자(TR1)에 대한 제2 스위칭 소자(TR2)의 온 기간의 어긋남, 제4 스위칭 소자(TR4)에 대한 제3 스위칭 소자(TR3)의 온 기간의 어긋남에 수반하여 트랜스(INT)의 1차측 회로에서 발생하는 순환 전류가 더 이상 증대하지 않도록 하고 있다. 그로 인해, 출력 요구에 따른 위상차(α)의 산출이 임계값보다 커진 경우, 위상차(α)를 임계값에 고정한 상태에서 온 펄스의 밀도를 조정(온 펄스를 씨닝)하는 PDM 제어로 이행한다. 환언하면, 상기한 PSM 제어에서는 매주기에서 온 기회가 부여되고, 온 펄스의 밀도(PDM 듀티 사이클)로서는 100％, 최대이다.
[저출력 요구 시:PDM 제어]
위상차(α)의 산출값이 임계값보다 큰 값으로 된 경우에는, 위상차(α)는 임계값에서 고정하고, 그 온 펄스의 밀도가 작게 설정된다. 즉, 이 저출력 요구 시에 있어서는, 온 펄스수가 조정되는 PDM 제어에 의해 전원 장치(11)의 출력이 조정된다.
구체적으로는, 본 실시 형태에서는 도 4에 나타내는 바와 같이, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 온 펄스가, 예를 들어 10개, 즉 상기한 PSM 제어시의 제어 주기의 10주기분이 PDM 제어 주기(TD)의 1주기로 되고, 각 제어 주기(TD)마다 위상차(α)의 산출값에 따라 씨닝하는 수가 결정된다. 위상차(α)의 산출값이 커질수록 씨닝하는 수가 많아진다. 또한, 불필요하게 된 온 펄스는, PDM 제어 주기(TD)의 후단으로부터 순서대로 씨닝되어, 온 펄스의 밀도가 작게 된다. 또한, 제어 펄스 신호(S1, S4) 및 이것에 부수하는 제어 펄스 신호(S2, S3)는 마찬가지로 씨닝된다. 이와 관련하여, 도 4는 PDM 듀티 사이클이 50％, PDM 제어의 1주기의 내에서 전반 5개의 온 펄스는 그대로 설정되고[위상차(α)는 고정], 후반 5개의 온 펄스는 씨닝되어 소실된다.
여기서, 본 실시 형태의 PDM 제어에서는, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 온 펄스의 씨닝은 제어 회로(20)에서 행하므로, 스위칭 소자(TR1∼TR4)를 온 시키지 않는 것은 의도하여 행하고 있다. 즉, 상부 아암측의 스위칭 소자(TR1, TR2)와 하부 아암측의 스위칭 소자(TR3, TR4)와의 스위칭 동작(온 오프)의 밸런스는, 트랜스(INT)에서 발생할 수 있는 편자의 억제 등을 고려하여 행해진다.
이와 같이 하여, 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이 및 제어 펄스 신호(S3, S4) 사이의 위상차(α)의 산출값이 PSM-PDM 제어의 임계값보다도 큰 값으로 되는 저출력 요구가 있었던 경우에서는, 온 펄스 자체를 적절히 씨닝하여 온 펄스의 밀도를 작게 함으로써, 전원 장치(11)로서는 최저 출력까지 출력 요구에 따르는 것이 가능하다.
이와 관련하여 도 4에 나타내는 바와 같이, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 개개의 온 펄스에 대한 인버터 회로(13)의 출력 전압(Vab)은, PSM-PDM 제어 임계시의 도 3과 마찬가지이지만, 거기서 온 펄스를 씨닝한 만큼, 출력 전압(Vab)의 평균 전압은 저하된다. 그로 인해, 트랜스(INT)의 2차측에서 생성되는 전원 장치(11)의 출력 전력도 저출력으로 된다.
이어서, 본 실시 형태의 특징적인 효과를 기재한다.
(1) 소정 출력 요구보다 고출력측에서는, 전력 전달에 있어서 쌍을 이루는 스위칭 소자(TR1, TR2)의 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이 및 스위칭 소자(TR3, TR4)의 제어 펄스 신호(S3, S4) 사이의 위상차(α)를 조정하는 PSM 제어가 행해지고, 소정 출력 요구보다도 저출력측으로 되면, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 온 펄스의 밀도를 조정하는 PDM 제어로 절환된다. 즉, 저출력 요구 시에 PSM 제어를 실시하면, 쌍의 제어 펄스 신호(S1, S2) 사이 및 제어 펄스 신호(S3, S4) 사이의 위상차(α)가 커서 쌍의 스위칭 소자(TR1, TR2) 사이 및 스위칭 소자(TR3, TR4) 사이의 온 기간의 어긋남이 커지고, 트랜스(INT)의 1차측 회로 내에 발생하는 순환 전류가 증대한다고 하는 문제나, 인버터 회로(13)의 후단에 트랜스(INT)를 구비하는 본 실시 형태의 경우에서는 트랜스(INT)의 편자의 문제의 발생이 우려되기 때문에, 이 저출력 요구 시에 있어서 본 실시 형태에서는, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 온 펄스를 적절히 씨닝하여 스위칭 소자(TR1∼TR4)[인버터 회로(13)]의 동작을 정지하는 PDM 제어로 절환함으로써, 앞선 문제를 해소하면서 저출력 요구에 따를 수 있다.
(2) PSM 제어와 PDM 제어의 절환 시에 제어 펄스 신호(S1, S2) 및 제어 펄스 신호(S3, S4)의 위상차(α)가 임계값(본 실시 형태의 최대값)으로서 계승되도록 한 것에 의해, 제어 절환 시의 출력 과도 변화가 작아 출력 안정화에 기여할 수 있다.
(3) PDM 제어에 있어서, 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 일정 주기분(예를 들어, 10주기분)이 PDM 제어 주기(TD)로 되고, 그 PDM 제어 주기(TD) 중 어느 하나의 온 펄스가 씨닝되어 온 펄스의 밀도의 조정이 행해진다. 즉, 이 PDM 제어는, PDM 제어 주기(TD)가 항상 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 일정 주기분에서 행해지기 때문에, 제어의 간략화에 기여할 수 있다.
(4) PDM 제어에 있어서, PDM 제어 주기(TD)의 후단측으로부터 온 펄스가 순서대로 씨닝되어 온 펄스의 밀도가 조정된다. 즉, PDM 제어 주기(TD)의 후단측으로부터 단순히 온 펄스가 씨닝되기 때문에, 이 점으로부터도 제어의 간략화에 기여할 수 있다.
또한, 상기 실시 형태는, 이하와 같이 변경해도 된다.
·PDM 제어 주기(TD)를 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 10주기에서 일정하게 설정하였지만, 주기수는 이것으로 한정되지 않고 적절히 변경해도 된다. 또한, PDM 제어 주기(TD)는 일정하지 않고, 그때마다 변경해도 된다.
·PDM 제어 주기(TD)의 후단으로부터 순서대로 온 펄스를 씨닝하였지만, 전단으로부터 순서대로 씨닝해도 되고, 적당한 개소로부터 씨닝하도록 해도 된다. 이 경우, 온 펄스간의 간격이 동일하게 되도록(온 펄스간의 간격의 차가 작아지도록) 씨닝해도 된다.
·제어 펄스 신호(S1∼S4)의 위상차(α)의 임계값을 온 펄스의 약 절반으로 하였지만, 이것으로 한정되지 않고 적절히 변경해도 된다. 또한, 이 경우, 스위칭 소자(TR1∼TR4)의 소프트 스위칭 동작이 가능한 범위 내에서 위상차(α)를 설정하는 것이 바람직하다. 또한, PSM 제어와 PDM 제어에서 위상차(α)를 계승시키지 않아도 되고, PDM 제어에 있어서 위상차 제로도 포함하여 독자적으로 위상차(α)를 설정해도 된다.
·출력 요구로서의 제어 펄스 신호(S1∼S4)의 위상차(α)의 산출값의 대소에 기초하여 제어를 절환하는 것은 아니고, 전류 검출기(21)에서 검출되는 출력 전류(Io) 등의 실제 출력값의 대소나, 출력 전류 설정기(22)에 의한 출력 전류 목표값 등의 출력 목표값의 대소에 기초하여 제어를 절환하도록 해도 된다.
·도 1에 도시하는 상기 실시 형태의 전원 장치(11)는 일례이며, 그 구성을 적절히 변경해도 된다. 예를 들어, 하프 브리지형 인버터 회로(13)의 구성은 이것으로 한정되지 않고, 적절히 변경해도 된다.
·전원 장치(11)는 아크 용접용 전원 장치이었지만, 아크 용접 이외의 아크 가공용 전원 장치나, 이 이외의 다른 전원 장치이어도 된다.
이어서, 상기 실시 형태 및 다른 예로부터 파악할 수 있는 기술적 사상을 이하에 추기한다.
(가) 전원 장치의 출력 전력의 생성 과정에 있어서, 상부 아암 및 하부 아암에 스위칭 소자를 구비함과 함께 각 아암의 스위칭 소자의 각각에 직렬 접속되고 전력 전달에 있어서 쌍으로 동작하는 스위칭 소자를 더 구비하여 직류 전력으로부터 고주파 교류 전력으로의 전력 변환을 행하는 하프 브리지형 인버터 회로에 대해 각 스위칭 소자에 제어 펄스 신호를 출력하여 각 스위칭 소자의 온 오프 동작을 제어하고, 전원 장치의 출력 전력을 제어하는 전원 장치의 제어 방법으로서,
전력 전달에 있어서 쌍을 이루는 상기 스위칭 소자의 제어 펄스 신호의 위상차를 조정하는 PSM 제어와, 상기 제어 펄스 신호의 온 펄스의 밀도를 조정하는 PDM 제어가 실시 가능하고, 소정 출력 요구보다 고출력측에서는 PSM 제어를 실시하고, 소정 출력 요구보다도 저출력측에서는 PDM 제어로 절환하여 실시하도록 한 것을 특징으로 하는 전원 장치의 제어 방법.
11 : 아크 용접용 전원 장치(전원 장치, 아크 가공용 전원 장치)
13 : 인버터 회로
20 : 제어 회로
20b : 제어 절환부
S1∼S4 : 제어 펄스 신호
TD : PDM 제어 주기
TR1∼TR4 : 스위칭 소자
α : 위상차

Claims (5)

  1. 전원 장치의 출력 전력의 생성 과정에서 직류 전력으로부터 고주파 교류 전력으로의 전력 변환을 행하는 인버터 회로를 구비하는 전원 장치에 있어서,
    상부 아암 및 하부 아암에 스위칭 소자를 구비함과 함께, 각 아암의 스위칭 소자의 각각에 직렬 접속되고 전력 전달에 있어서 쌍으로 동작하는 스위칭 소자를 더 구비하여 이루어지는 하프 브리지형 인버터 회로와,
    상기 인버터 회로의 각 스위칭 소자에 제어 펄스 신호를 출력하여 각 스위칭 소자의 온 오프 동작을 제어하여, 전원 장치의 출력 전력을 제어하는 제어 회로
    를 구비한 전원 장치로서,
    상기 제어 회로는, 전력 전달에 있어서 쌍을 이루는 상기 스위칭 소자의 제어 펄스 신호의 위상차를 조정하는 PSM 제어와, 상기 제어 펄스 신호의 온 펄스의 밀도를 조정하는 PDM 제어가 실시 가능하게 구성되고,
    상기 제어 회로의 제어에 있어서, 소정 출력 요구보다 고출력측에서는 상기 PSM 제어를 행하게 하고, 소정 출력 요구보다도 저출력측에서는 상기 PDM 제어로 절환하는 제어 절환부를 구비한 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어 절환부는, 상기 제어 펄스 신호의 위상차가 제로로부터 소정값으로 될 때까지 상기 PSM 제어를 행하게 하고, 그 이하의 저출력 요구 시에는 상기 제어 펄스 신호의 위상차를 상기 소정값으로 고정하면서 온 펄스의 밀도를 조정하는 상기 PDM 제어로 절환하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 PDM 제어는, 상기 제어 펄스 신호의 일정 주기분을 PDM 제어 주기로 하고, 그 PDM 제어 주기 중 어느 하나의 온 펄스를 씨닝(thinning)하여 온 펄스의 밀도를 조정하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 PDM 제어는, 상기 PDM 제어 주기의 후단측으로부터 온 펄스를 순서대로 씨닝하여 온 펄스의 밀도를 조정하는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  5. 제1항 또는 제2항에 기재된 전원 장치는, 아크 가공용의 직류 출력 전력을 생성하도록 구성된 것을 특징으로 하는 아크 가공용 전원 장치.
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