JP5901949B2 - 電源装置及びアーク加工用電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、商用電源等の入力交流電源を直流電圧に変換しその直流電圧から所定の交流電圧に変換するインバータ回路を有し、異なる電圧値の入力電源に対応可能な電源装置及びアーク加工用電源装置に関するものである。
アーク加工機等に用いられる電源装置は、例えば特許文献１に示されるように、商用電源（三相交流電源）を整流回路にて整流し平滑コンデンサにて平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、複数のスイッチング素子（第１〜第４のスイッチング素子）のブリッジ回路で構成される交流変換用のインバータ回路とを備えている。インバータ回路は、所定の組み合わせのスイッチング素子同士が同期してオンオフ制御され、直流変換回路からの直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換している。そして、インバータ回路からの所定の高周波交流電圧がアーク溶接やアーク切断等のアーク加工に適した加工用直流電圧に更に変換される。
また、この電源装置には、入力する商用電源の電圧値が２００Ｖ系の仕様のものと４００Ｖ系の仕様のものとで内部動作を切り替える切替スイッチが備えられている。
具体的には、直流変換回路とインバータ回路との間に補助スイッチング回路が備えられ、該回路は、直流変換回路とインバータ回路前段の電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第５及び第６のスイッチング素子が各電源線上に配置され、第７及び第８のスイッチング素子が各電源線間に直列接続されている。切替スイッチは、直流変換回路の平滑コンデンサ、この場合、電源線間に直列接続される第１及び第２の平滑コンデンサ間の接続点と、第７及び第８のスイッチング素子間の接続点との間に接続され、相互間を導通・遮断に切り替えるものである。
そして、２００Ｖ系入力時には、切替スイッチが先の両接続点間を遮断状態とし、第１及び第２の平滑コンデンサの両端電圧がインバータ回路に供給される。一方、４００Ｖ系入力時には、切替スイッチが先の両接続点間を導通状態とし、第５〜第８のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動することで、第１又は第２の平滑コンデンサの各端子間電圧が交互にインバータ回路に供給される。つまり、入力電源がいずれの電圧値であっても、インバータ回路には同等の直流電圧が供給されるようになっている。
また、補助スイッチング回路では、第５〜第８のスイッチング素子の所定の素子がインバータ回路の第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立ってオフするソフトスイッチング制御が行われている。これにより、各スイッチング素子がゼロ電圧・ゼロ電流でスイッチングされ、スイッチング損失の低減が図られている。
特開２００９−１７６５６号公報
ところで、インバータ回路の制御として、一般的なパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を用いた場合、電源装置の出力を極めて小さく調整する際には、インバータ回路及びこれに連動する補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力される制御パルス信号のオンパルス幅が極めて幅狭に設定される。すると、スイッチング素子がオンできない事象が生じて、出力不安定、偏磁等の問題が生じる虞があった。そのため、ＰＷＭ制御を用いつつも、電源装置の出力を安定化することが望まれていた。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、異なる電圧値の入力電源に対応可能で、そのいずれの低出力時においても出力安定化を図ることができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、整流回路及びその出力側の一対の電源線間に直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流・平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、第１〜第４のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第１〜第４のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記直流変換回路と前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第５及び第６のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第７及び第８のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第１及び第２の平滑コンデンサ間の接続点と第７及び第８のスイッチング素子間の接続点とを導通・遮断に切り替える切替手段を備えてなり、第１の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を遮断状態として前記第１及び第２の平滑コンデンサの両端電圧を前記インバータ回路に供給する一方、第１の電圧値の倍の第２の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を導通状態として第５〜第８のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第１又は第２の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給し、更に第５〜第８のスイッチング素子の所定の素子が前記第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立ってオフして前記インバータ回路側への電圧供給を停止するソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路とを備えた電源装置であって、前記インバータ回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するとともに、これに応じて前記補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するパルス幅変調制御手段と、前記インバータ回路の同組内のスイッチング素子に出力する対をなす制御パルス信号の相互の位相差を調整する位相シフト制御手段と、出力要求が大の時には前記パルス幅変調制御手段とし、出力要求が小の時には前記位相シフト制御手段に切り替える制御切替手段とを備え、前記制御切替手段は、前記インバータ回路のスイッチング素子のオンパルス幅を監視しており、前記インバータ回路及び前記補助スイッチング回路の各スイッチング素子が十分にオン可能な所定狭パルス幅より大となる前記オンパルス幅に設定されるような出力要求時には前記パルス幅変調制御手段とし、前記オンパルス幅がその所定狭パルス幅より小となり得る出力要求時には前記オンパルス幅をその所定狭パルス幅に固定した状態での前記制御パルス信号の位相調整を行う前記位相シフト制御手段に切り替えることをその要旨とする。
この発明では、切替手段の切り替えに基づく補助スイッチング回路の動作の切り替えにて第１及び第２の電圧値の入力電源のいずれも対応可能であり、出力要求が大の時には、インバータ回路及びこれに連動する補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅の調整を行うパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）が行われる。出力要求が小になると、インバータ回路の同組内のスイッチング素子に出力する対をなす制御パルス信号の位相差を調整する位相シフト制御（ＰＳＭ制御）に切り替わる。つまり、低出力要求時にそのままＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子がオンできない事象が生じ得る。そのため、低出力要求時にはＰＳＭ制御に切り替わり、各制御パルス信号のオンパルス幅を確保した状態での位相調整により低出力化が図られる。これにより、低出力要求時においてもインバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子を確実にオンさせることが可能となるため、安定した出力が得られるようになる。
また、インバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子が十分にオン可能な所定狭パルス幅より大となるオンパルス幅に設定される出力要求期間ではＰＷＭ制御が実施され、オンパルス幅がその所定狭パルス幅より小となり得る低出力要求期間ではオンパルス幅をその所定狭パルス幅に固定した状態で各制御パルス信号の位相調整を行うＰＳＭ制御が実施される。これにより、ＰＷＭ制御から切り替わる際の所定狭パルス幅を継承してＰＳＭ制御に切り替えられることで、インバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子が確実にオンされることでの出力安定化とともに、制御が切り替わる際の出力安定化が可能となる。
請求項２に記載の発明は、整流回路及びその出力側の一対の電源線間に直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流・平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、第１〜第４のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第１〜第４のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記直流変換回路と前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第５及び第６のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第７及び第８のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第１及び第２の平滑コンデンサ間の接続点と第７及び第８のスイッチング素子間の接続点とを導通・遮断に切り替える切替手段を備えてなり、第１の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を遮断状態として前記第１及び第２の平滑コンデンサの両端電圧を前記インバータ回路に供給する一方、第１の電圧値の倍の第２の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を導通状態として第５〜第８のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第１又は第２の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給し、更に第５〜第８のスイッチング素子の所定の素子が前記第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立ってオフして前記インバータ回路側への電圧供給を停止するソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路とを備えた電源装置であって、前記インバータ回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するとともに、これに応じて前記補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するパルス幅変調制御手段と、前記インバータ回路のスイッチング素子と前記補助スイッチング回路のスイッチング素子とで対をなす制御パルス信号の相互の位相差を調整する位相シフト制御手段と、出力要求が大の時には前記パルス幅変調制御手段とし、出力要求が小の時には前記位相シフト制御手段に切り替える制御切替手段とを備えたことをその要旨とする。
この発明では、切替手段の切り替えに基づく補助スイッチング回路の動作の切り替えにて第１及び第２の電圧値の入力電源のいずれも対応可能であり、出力要求が大の時には、インバータ回路及びこれに連動する補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅の調整を行うパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）が行われる。出力要求が小になると、インバータ回路のスイッチング素子と補助スイッチング回路のスイッチング素子とで対をなす制御パルス信号の位相差を調整する位相シフト制御（ＰＳＭ制御）に切り替わる。つまり、低出力要求時にそのままＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子がオンできない事象が生じ得る。そのため、低出力要求時にはＰＳＭ制御に切り替わり、各制御パルス信号のオンパルス幅を確保した状態での位相調整により低出力化が図られる。これにより、低出力要求時においてもインバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子を確実にオンさせることが可能となるため、安定した出力が得られるようになる。
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電源装置において、前記制御切替手段は、前記インバータ回路のスイッチング素子のオンパルス幅を監視しており、前記インバータ回路及び前記補助スイッチング回路の各スイッチング素子が十分にオン可能な所定狭パルス幅より大となる前記オンパルス幅に設定されるような出力要求時には前記パルス幅変調制御手段とし、前記オンパルス幅がその所定狭パルス幅より小となり得る出力要求時には前記オンパルス幅をその所定狭パルス幅に固定した状態での前記制御パルス信号の位相調整を行う前記位相シフト制御手段に切り替えることをその要旨とする。
この発明では、インバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子が十分にオン可能な所定狭パルス幅より大となるオンパルス幅に設定される出力要求期間ではＰＷＭ制御が実施され、オンパルス幅がその所定狭パルス幅より小となり得る低出力要求期間ではオンパルス幅をその所定狭パルス幅に固定した状態で各制御パルス信号の位相調整を行うＰＳＭ制御が実施される。これにより、ＰＷＭ制御から切り替わる際の所定狭パルス幅を継承してＰＳＭ制御に切り替えられることで、インバータ回路及び補助スイッチング回路の各スイッチング素子が確実にオンされることでの出力安定化とともに、制御が切り替わる際の出力安定化が可能となる。
請求項４に記載の発明は、請求項１又は３に記載の電源装置において、前記所定狭パルス幅は、前記インバータ回路及び前記補助スイッチング回路の各スイッチング素子がオン可能な最小パルス幅に設定されたことをその要旨とする。
請求項５に記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置において、前記位相シフト制御手段は、前記インバータ回路の第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立つ前記補助スイッチング回路の第５〜第８のスイッチング素子のオフ動作が維持されるように、各制御パルス信号の位相調整を行うことをその要旨とする。
この発明では、ＰＳＭ制御時に制御パルス信号の位相調整が行われても、インバータ回路のスイッチング素子のオフに先立つ補助スイッチング回路のスイッチング素子のオフ動作が維持される。これにより、ＰＳＭ制御時においてもインバータ回路への電圧供給が停止された後に該回路のスイッチング素子がオフされるソフトスイッチング動作が維持されるため、ＰＳＭ制御時においてもスイッチング損失の低減が可能となる。
請求項６に記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置において、前記切替手段は、導通・遮断の切り替えが制御可能に構成されるものであって、前記第２の電圧値の前記入力交流電源の入力に基づいて前記切替手段を導通に切り替え、前記第１の電圧値の前記入力交流電源の入力に基づいて前記切替手段を遮断に切り替えるよう制御する切替制御手段を備えたことをその要旨とする。
この発明では、切替制御手段の制御により、第２の電圧値の交流電圧入力に基づいて切替手段が導通に切り替えられ、第１の電圧値の交流電圧入力に基づいて切替手段が遮断に切り替えられる。つまり、切替手段の切り替えが切替制御手段の制御により自動で行われ、人による操作を必要としない。
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置を用い、加工対象物のアーク加工を行うアーク加工用電圧を生成するように構成されているアーク加工用電源装置である。
この発明では、請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置が用いられて構成されるため、上記各請求項の作用効果が得られるアーク加工用電源装置を提供できる。
本発明によれば、異なる電圧値の入力電源に対応可能で、そのいずれの低出力時においても出力安定化を図ることができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することができる。
実施形態におけるアーク加工用電源装置を示す回路図である。 ４００Ｖ系入力におけるＰＷＭ動作時（出力大時）の制御パルス信号の波形図である。 同入力におけるＰＷＭ−ＰＳＭ臨界動作時（出力中〜小時）の制御パルス信号の波形図である。 同入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 ２００Ｖ系入力におけるＰＷＭ動作時（出力大時）の制御パルス信号の波形図である。 同入力におけるＰＷＭ−ＰＳＭ臨界動作時（出力中〜小時）の制御パルス信号の波形図である。 同入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 別例の４００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 同別例の２００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 別例の４００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 同別例の２００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 別例の２００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 別例の４００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 同別例の２００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。 別例の２００Ｖ系入力におけるＰＳＭ動作時（出力極小時）の制御パルス信号の波形図である。
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のアーク加工用電源装置１１を備えたアーク加工機１０を示す。アーク加工機１０は、その電源装置１１から出力される加工用直流電圧をトーチＴＨに供給し、そのトーチＴＨから加工対象物Ｍに向けてアークを発生させることで、加工対象物Ｍに対してアーク溶接やアーク切断等のアーク加工を行う装置である。このようなアーク加工機１０のアーク加工用電源装置１１は、入力された商用電源（三相交流電圧）を直流電圧に変換する直流変換回路１２と、その直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換するインバータ回路１３とを備え、そのインバータ回路１３からの高周波交流電圧を変圧器ＩＮＴ及びその二次側回路にて加工用直流電圧に更に変換して出力する。
直流変換回路１２は、６個のダイオードを用いたブリッジ回路で構成され三相の入力交流電源を全波整流する一次側整流回路ＤＲ１と、該整流回路ＤＲ１の出力側の電源線Ｌ１，Ｌ２間に直列に接続され該整流回路ＤＲ１の出力電圧を平滑化する第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とを有し、入力交流電源から直流電圧を生成する。この第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、それぞれ同容量のものが用いられる。また、直流変換回路１２には、直流電圧を検出する電圧検出回路ＩＶが電源線Ｌ１，Ｌ２間に接続されている。電圧検出回路ＩＶは、検出した直流電圧を電圧検出信号Ｉｖとして後述の出力制御回路ＳＣに出力し、電源装置１１に入力される交流電源が２００Ｖ系か４００Ｖ系かの判定等に用いられる。
インバータ回路１３は、電源線Ｌ１，Ｌ２に接続され、４個のＩＧＢＴよりなる第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を用いたブリッジ回路で構成されている。第１及び第３のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３が電源線Ｌ１，Ｌ２間に直列に接続されるとともに、第２及び第４のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ４が電源線Ｌ１，Ｌ２間に直列に接続され、スイッチング素子ＴＲ１のエミッタとスイッチング素子ＴＲ３のコレクタとの間が変圧器ＩＮＴの一次側コイルの一端に、スイッチング素子ＴＲ２のエミッタとスイッチング素子ＴＲ４のコレクタとの間がその一次側コイルの他端にそれぞれ接続されている。尚、第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆接続されている。そして、第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４の組みと、第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３の組みとが出力制御回路ＳＣの制御に基づいて交互にオンオフ駆動され、直流変換回路１２からの直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換して変圧器ＩＮＴの一次側コイルに供給する。
インバータ回路１３及び前記直流変換回路１２の間には、補助スイッチング回路１４及び補助コンデンサＣ３が備えられている。補助スイッチング回路１４は、４個のＩＧＢＴよりなる第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８を備え、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の後段の電源線Ｌ１上に第５のスイッチング素子ＴＲ５が、電源線Ｌ２上に第６のスイッチング素子ＴＲ６がそれぞれ配置されている。第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８は、第５及び第６のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６の後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間に直列に接続されている。尚、第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８には、それぞれダイオードＤ５〜Ｄ８が逆接続されている。第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８の後段の電源線Ｌ１，Ｌ２間には、補助コンデンサＣ３が接続されている。
また、第７のスイッチング素子ＴＲ７のエミッタと第８のスイッチング素子ＴＲ８のコレクタ間の接続点Ｎ２と、前記第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点Ｎ１との間には、本実施形態ではリレーよりなる切替スイッチＳ１が接続されている。そして、切替スイッチＳ１は、出力制御回路ＳＣの制御に基づき、入力交流電源が２００Ｖ系と判定された時にはオフされて両接続点Ｎ１，Ｎ２を遮断し、入力交流電源が４００Ｖ系と判定された時にはオンされて両接続点Ｎ１，Ｎ２を導通する。また、第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８は、出力制御回路ＳＣの制御に基づいてインバータ回路１３の第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のスイッチング損失を低減すべく該スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４と同期させてオンオフ駆動されるとともに、入力交流電源が２００Ｖ系と４００Ｖ系とで異なる制御が行われる。
変圧器ＩＮＴの二次側には、２個のダイオードを用いた全波整流の二次整流回路ＤＲ２及び直流リアクトルＤＣＬが備えられる。インバータ回路１３で生成された高周波交流電圧は、変圧器ＩＮＴにて電圧調整がなされ、電圧調整された高周波交流電圧は、二次整流回路ＤＲ２及び直流リアクトルＤＣＬにてアーク加工用直流電圧に変換される。直流リアクトルＤＣＬ側の出力線Ｌ３はトーチＴＨに接続されるとともに、変圧器ＩＮＴの二次側コイルの中間点から延びる出力線Ｌ４は加工対象物Ｍと接続され、そのアーク加工用電圧の供給に基づきトーチＴＨから加工対象物Ｍに向けてアークが生じるようになっている。
また、出力線Ｌ４上には、実出力電流値を検出する出力電流検出回路ＩＤが接続されている。出力電流検出回路ＩＤは、検出した出力電流値を出力電流検出信号Ｉｄとして比較演算回路ＥＲに出力し、該比較演算回路ＥＲでは、その出力電流検出信号Ｉｄと、出力電流設定器ＩＲからの出力電流設定信号Ｉｒとが比較される。因みに、出力電流設定器ＩＲでは、アーク加工を行う加工対象物Ｍに応じた出力電流値となるように人の操作等によりその出力電流値の設定がなされ、その設定に応じた出力電流設定信号Ｉｒが比較演算回路ＥＲに出力される。比較演算回路ＥＲは、出力電流検出信号Ｉｄと出力電流設定信号Ｉｒとを比較した比較演算信号Ｅｒ、即ち出力電流値と設定値との偏差を比較演算信号Ｅｒとして出力制御回路ＳＣに出力し、出力制御回路ＳＣでのフィードバック制御に用いられる。
出力制御回路ＳＣは、電圧検出回路ＩＶから電圧検出信号Ｉｖの入力に基づいて、直流変換回路１２で生成する直流電圧を検出し、この検出に基づいて入力交流電圧が２００Ｖ系か４００Ｖ系かを判定している。出力制御回路ＳＣは、４００Ｖ系入力と判定した場合には切替スイッチＳ１をオンに切り替え、２００Ｖ系入力と判定した場合には切替スイッチＳ１をオフに切り替えて、各入力に応じた図２〜４及び図５〜７のタイミング波形（制御パルス信号）に従ってインバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４を制御する。因みに、入力交流電源投入前では、切替スイッチＳ１は４００Ｖ系入力に対応可能にオン状態とされている。
また、出力制御回路ＳＣは、出力電流検出信号Ｉｄと出力電流設定信号Ｉｒとを比較した比較演算信号Ｅｒに基づいて出力電流値と設定値との偏差を算出しているが、その偏差を考慮した出力要求が大〜小の範囲となる大〜小出力要求時には、インバータ回路１３のスイッチング制御をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）とする。一方、極小出力要求時には、出力制御回路ＳＣは、インバータ回路１３のスイッチング制御をＰＷＭ制御から位相シフト制御（ＰＳＭ制御）に切り替える。尚、出力制御回路ＳＣは、補助スイッチング回路１４をインバータ回路１３と連動動作させるべく、補助スイッチング回路１４のスイッチング制御をインバータ回路１３の制御態様に合わせて実施する。
［４００Ｖ系入力の場合］
４００Ｖ系入力の場合では、切替スイッチＳ１がオン状態に切り替えられ、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点Ｎ１と第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８間の接続点Ｎ２とが導通状態とされる。この場合の制御対象としては、インバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４の第１〜第８のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８の全部であり、これらは図２〜４のタイミング波形図に示される制御パルス信号にて制御される。
＜ＰＷＭ制御＞
大〜小出力要求時には、図２及び図３に示すような制御パルス信号を用いたＰＷＭ制御が実施される。インバータ回路１３においては、第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４の組みと第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３の組みとが交互にオンオフ動作するように、同組それぞれで同時に立ち上がり、同時に立ち下がるオンパルスを有する制御パルス信号が生成される。出力要求が大の場合は、制御パルス信号のオンパルス幅Ｗｍが広くされ、出力要求が小さくなるに連れてオンパルス幅Ｗｍが次第に狭く設定される。つまり、大〜小出力要求に応じて、オンパルス幅Ｗｍが図２の最大幅Ｗｍｘから図３の最小幅Ｗｍ０の間で調整される。
補助スイッチング回路１４においては、第５及び第８のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８がインバータ回路１３の第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４と同組で、また第６及び第７のスイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７がインバータ回路１３の第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３と同組で動作するような制御パルス信号の生成が行われる。第５及び第８のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８に出力する制御パルス信号は、第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４に出力する制御パルス信号と同時に立ち上がり、立ち下がりは所定時間ｔ１前に立ち下がるオンパルスを有する。第６及び第７のスイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７についても同様に、その制御パルス信号は第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３に出力する制御パルス信号と同時に立ち上がり、立ち下がりは所定時間ｔ１前に立ち下がるオンパルスを有する。つまり、第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８は、対応する第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４と同時にオンされるが、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立って所定時間ｔ１前にオフされる。所定時間ｔ１は、後述の補助コンデンサＣ３の放電が十分に行われる時間に設定され、十分な放電後にスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４がオフするソフトスイッチング動作を行うようになっている。
第５及び第８のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８のオン期間は、第１の平滑コンデンサＣ１の端子間電圧、即ち４００Ｖ系の入力交流電圧を直流化した直流電圧の半分の電圧（２００Ｖ系入力時の直流電圧と同等の電圧）がインバータ回路１３に供給される。第５及び第８のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８がオフして暫くは、後段の補助コンデンサＣ３が放電するまでの端子間電圧がインバータ回路１３に供給される。第６及び第７のスイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７のオン期間も同様に、第２の平滑コンデンサＣ２の端子間電圧（第１の平滑コンデンサＣ１と同電圧）がインバータ回路１３に供給される。第６及び第７のスイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７がオフして暫くは、後段の補助コンデンサＣ３が放電するまでの端子間電圧がインバータ回路１３に供給される。そのため、インバータ回路１３では、第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオン期間中に主として第１の平滑コンデンサＣ１の端子間電圧が変圧器ＩＮＴの一次側コイルに印加され、第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３のオン期間中に主として第２の平滑コンデンサＣ２の端子間電圧が変圧器ＩＮＴの一次側コイルに逆方向に印加される。
また、第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに際して、対応する第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８が先にオフして直流変換回路１２からの直流電圧の供給が絶たれた上に、補助コンデンサＣ３の放電が十分に行われる所定時間ｔ１後にオフされることから、そのオフ時のスイッチング損失は低減される。また、先にオフする第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８についても、対応する前段の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と後段の補助コンデンサＣ３とが同等の端子間電圧となる状態でオフされることから、スイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のオフ時のスイッチング損失も低減される。また、第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４及び第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のオン時については、変圧器ＩＮＴの一次側コイルの漏れインダクタンス等の関係から、これらのオン時のスイッチング損失も低減される。
このようなＰＷＭ制御では、上記したように、出力要求が大から中、中から小へと変化するのに伴って、インバータ回路１３のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４及び補助スイッチング回路１４のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８に出力する各制御パルス信号のオンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓは次第に幅狭に設定されていく。そして、オンパルス幅Ｗｍが最小幅Ｗｍ０よりも幅狭に設定され得る極小出力要求時には、このＰＷＭ制御からＰＳＭ制御に移行する。
尚、オンパルス幅Ｗｓはオンパルス幅Ｗｍに追従するため、オンパルス幅Ｗｍのみの設定幅を監視すれば足りる。また後述するが、２００Ｖ系入力時のオンパルス幅Ｗｍはこの４００Ｖ系入力時と同様に変化するものの、オンパルス幅Ｗｓは大きく変化する。そういう意味でも、オンパルス幅Ｗｍの設定幅を監視することで、２００Ｖ、４００Ｖ系入力のいずれであっても、同一のパルス幅判定で制御を切り替えることが可能である。
＜ＰＳＭ制御＞
極小出力要求時には、図４に示すような制御パルス信号を用いたＰＳＭ制御が実施される。このＰＳＭ制御では、インバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４の各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８に出力する制御パルス信号のオンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓを最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０に固定した状態で、同組の制御パルス信号の位相調整が行われる。本実施形態では、インバータ回路１３の第１のスイッチング素子ＴＲ１と第３のスイッチング素子ＴＲ３とを基準相とし、第４のスイッチング素子ＴＲ４と第２のスイッチング素子ＴＲ２とがその基準相に対して遅れ側に位相をシフトする制御相に割り当てられている。補助スイッチング回路１４の第５〜第８のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８についての位相調整は行わない。
制御相の第４のスイッチング素子ＴＲ４と第２のスイッチング素子ＴＲ２の制御パルス信号は、同組の基準相の第１のスイッチング素子ＴＲ１と第３のスイッチング素子ＴＲ３の制御パルス信号に対して位相差αが設定されるが、この位相差αは、極小出力要求の中でも一層出力要求が小さくなるに連れて、その値が大きくなる。つまり、出力要求が小さくなるに連れて、第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４と第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３との同組の中でオン期間が大きくずらされて、後段の変圧器ＩＮＴの一次側コイルへの電圧印加時間が一層絞られるようになっている。このようにして、電源装置１１の出力が極めて小さくされつつも、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８が確実にオンでき、出力安定化、偏磁等の問題の解消が図られている。
また、制御相の第４のスイッチング素子ＴＲ４と第２のスイッチング素子ＴＲ２の制御パルス信号は遅れ側に位相がシフトされることから、スイッチング素子ＴＲ４，ＴＲ２のオフが補助スイッチング回路１４の対応するスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８の後にオフされることが維持されている。これにより、ＰＳＭ制御により位相が変化するスイッチング素子ＴＲ４，ＴＲ２のスイッチング損失の低減効果が維持される。
更に、このＰＳＭ制御では、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８が十分にオン可能な最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０でのオンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓにて位相シフトが行われることから、変圧器ＩＮＴの一次側での無用な還流電流の発生が低減され、電源装置１１の省電力化に寄与できるものとなっている。
［２００Ｖ系入力の場合］
２００Ｖ系入力の場合では、切替スイッチＳ１がオフ状態に切り替えられ、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点Ｎ１と第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８間の接続点Ｎ２とが遮断状態とされる。この場合の制御対象としては、インバータ回路１３の第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４、及び補助スイッチング回路１４の第５及び第６のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６であり、これらは図５〜７のタイミング波形図に示される制御パルス信号にて制御される。尚、２００Ｖ系入力の場合では、第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８はオフ状態に維持される。
＜ＰＷＭ制御＞
大〜小出力要求時には、図５及び図６に示すような制御パルス信号を用いたＰＷＭ制御が実施される。インバータ回路１３の動作については４００Ｖ系入力時と同様であり、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４に出力する制御パルス信号は同様である。
補助スイッチング回路１４においては、第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８はオフ状態に維持される。第５及び第６のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６に出力する制御パルス信号は、対応する第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の制御パルス信号の立ち下がりより所定時間ｔ１前に立ち下がることの変更はないものの、立ち上がりが変更される。第５のスイッチング素子ＴＲ５に出力する制御パルス信号の立ち上がりは、第２及び第３のスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３に出力する制御パルス信号の直前のオンパルスの立ち上がりと同時に設定され、第６のスイッチング素子ＴＲ６に出力する制御パルス信号の立ち上がりは、第１及び第４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４に出力する制御パルス信号の直前のオンパルスの立ち上がりと同時に設定される。
これにより、第５及び第６のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６がともにオンする期間に、インバータ回路１３に対して、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧、即ち直流変換回路１２からの直流電圧が供給される。つまり、この２００Ｖ系入力、若しくは先の４００Ｖ系入力のいずれであっても、インバータ回路１３には同じ直流電圧が供給されるようになっている。
尚、第５及び第６のスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６をインバータ回路１３のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４に先立ってオフとするソフトスイッチング制御を行う際、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点Ｎ１と第７及び第８のスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８間の接続点Ｎ２とが切替スイッチＳ１にて遮断状態とされるため、第１及び第２の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点Ｎ１の電圧がダイオードＤ７，Ｄ８を介してインバータ回路１３に供給されることが防止され、この２００Ｖ系入力時においてもソフトスイッチング制御によるスイッチング損失の低減効果が得られるようになっている。
そして、２００Ｖ系入力におけるＰＷＭ制御では、出力要求が大から中、中から小へと変化するのに伴って、インバータ回路１３のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４及び補助スイッチング回路１４のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８に出力する各制御パルス信号のオンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓは次第に幅狭に設定されていく。オンパルス幅Ｗｍが最小幅Ｗｍ０よりも幅狭に設定され得る極小出力要求時には、このＰＷＭ制御からＰＳＭ制御に移行する。
尚、この２００Ｖ系入力時においては、インバータ回路１３側のオンパルス幅Ｗｍが最小幅Ｗｍ０となっても、補助スイッチング回路１４側のオンパルス幅Ｗｓの最小幅Ｗｓ０は十分幅広である。
＜ＰＳＭ制御＞
極小出力要求時には、図７に示すような制御パルス信号を用いたＰＳＭ制御が実施される。２００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御は、４００Ｖ系入力時と同様な動作であり、制御相の第４のスイッチング素子ＴＲ４と第２のスイッチング素子ＴＲ２とが遅れ側に位相シフトされ、後段の変圧器ＩＮＴの一次側コイルへの電圧印加時間を一層絞るように動作する。尚、上記したが、４００Ｖ系入力時においてより幅狭に設定される補助スイッチング回路１４側のオンパルス幅Ｗｓが、この２００Ｖ系入力時においては十分幅広に設定されることから、電源装置１１の出力が極めて小さくされても、各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８のオンは確実となっている。
次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）電源装置１１は、切替スイッチＳ１の切り替えに基づく補助スイッチング回路１４の動作の切り替えにて２００Ｖ系（第１の電圧値）及び４００Ｖ系（第２の電圧値）の入力電源のいずれも対応可能である。出力要求が大の時には、インバータ回路１３及びこれに連動する補助スイッチング回路１４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８に出力する制御パルス信号のオンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓの調整を行うＰＷＭ制御が行われる。出力要求が小になると、インバータ回路１３の同組内のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４に出力する対をなす制御パルス信号の位相差αを調整するＰＳＭ制御に切り替わる。つまり、低出力要求時にそのままＰＷＭ制御を実施すると、インバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４の各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８がオンできない事象が生じ得る。そのため、低出力要求時にはＰＳＭ制御に切り替わり、各制御パルス信号のオンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓを確保した状態、本実施形態ではオン可能な最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０に固定した状態での位相調整により低出力化が図られる。これにより、２００Ｖ系及び４００Ｖ系の入力電源のいずれの低出力要求時においてもインバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４の各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８を確実にオンさせることが可能となるため、安定した出力を得ることができる。
（２）オンパルス幅Ｗｍ，Ｗｓが最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０を境にＰＷＭ制御からＰＳＭ制御に切り替えられ、ＰＳＭ制御時ではスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８が十分にオン可能なその最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０に固定した状態で各制御パルス信号の位相調整が行われる。これにより、ＰＷＭ制御から切り替わる際の最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０を継承してＰＳＭ制御に切り替えられることで、インバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４の各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８が確実にオンされることでの出力安定化とともに、制御が切り替わる際の出力安定化を図ることができる。
（３）ＰＳＭ制御時に制御パルス信号の位相調整が行われても、インバータ回路１３のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立つ補助スイッチング回路１４のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のオフ動作が維持される。これにより、ＰＳＭ制御時においてもインバータ回路１３への電圧供給が停止された後に該回路１３のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４がオフされるソフトスイッチング動作が維持されるため、ＰＳＭ制御時においてもスイッチング損失の低減を図ることができる。
（４）出力制御回路ＳＣの制御により、４００Ｖ系入力の判定に基づいて切替スイッチＳ１が導通に切り替えられ、２００Ｖ系入力の判定に基づいて切替スイッチＳ１が遮断に切り替えられる。つまり、切替スイッチＳ１の切り替えが出力制御回路ＳＣの制御により自動で行われるため、人による操作を必要としない。
（５）ＰＳＭ制御時において、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３がオフしてからスイッチング素子ＴＲ４，ＴＲ２がオフするまでの期間（スイッチング素子ＴＲ４，ＴＲ２のみがオンする期間）が長くなると、一次側で無用な還流電流が生じ得る。しかしながら本実施形態では、ＰＳＭ制御時のスイッチング素子ＴＲ４，ＴＲ２のオンパルス幅Ｗｍが最小幅Ｗｍ０に設定されることから、無用な還流電流の発生を防止でき、還流電流発生時の導通損低減による省電力化を図ることができる。また、本実施形態のようなアーク加工用電源装置１１では、低出力時に大きな出力電流が生じ得るために先の還流電流が生じる時間が長くなりがちであるが、本実施形態ではその還流電流を効果的に低減可能なため、本実施形態のようなアーク加工用電源装置１１に適用する意義は大きい。
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の内で組をなすもの同士、同じ制御パルス信号としたが、同組一方の制御パルス信号を常に最大幅Ｗｍｘとしてもよい。図８において４００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形、図９において２００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形を示すように、例えば基準相の第１及び第３のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３の制御パルス信号のオンパルス幅ＷｍをこのＰＳＭ制御時及び図示略のＰＷＭ制御時においても常に最大幅Ｗｍｘに固定する。これに対し、制御相の第４及び第２のスイッチング素子ＴＲ４，ＴＲ２の制御パルス信号については、ＰＷＭ制御時にオンパルス幅Ｗｍの変更、ＰＳＭ制御時に遅れ側（位相差α）への位相シフトを行うようにしてもよい。この場合、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立つスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のオフ動作が維持されるため、ソフトスイッチング動作は維持される。尚、位相シフトは進み側であってもよい。また、制御相と基準相のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を入れ替えてもよい。
・上記実施形態では、ＰＳＭ制御時に位相シフトする対象（制御相）をインバータ回路１３の第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の同組一方としたが、補助スイッチング回路１４のスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８、例えばスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６を位相シフトする対象としてもよい。図１０において４００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形、図１１において２００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形を示すように、例えばスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の制御パルス信号を固定とし、スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６の制御パルス信号の進み側（位相差α）への位相シフトを行うようにしてもよい。この場合も、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立つスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のオフ動作が維持されるため、ソフトスイッチング動作は維持される。尚、図１２にて２００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形のみ示すが、スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６の制御パルス信号の位相シフトは遅れ側であってもよい。また、４００Ｖ系入力時にスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８を位相シフトさせてもよく、スイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８の全てを位相シフトの対象としてもよい。
また、ＰＳＭ制御時に位相シフトする対象（制御相）をインバータ回路１３の第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の同組一方としていたものを、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の全てを位相シフトする対象としてもよい。図１３において４００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形、図１４において２００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形を示すように、例えばスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の制御パルス信号の遅れ側（位相差α）への位相シフトを行うようにしてもよい。この場合も、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立つスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のオフ動作が維持されるため、ソフトスイッチング動作は維持される。尚、図１５にて２００Ｖ系入力時のＰＳＭ制御時の波形のみ示すが、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４の制御パルス信号の位相シフトは進み側であってもよい。また、４００Ｖ系入力時にスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４と同期させてスイッチング素子ＴＲ７，ＴＲ８又はスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６のいずれかを位相シフトさせてもよい。
更に、インバータ回路１３及び補助スイッチング回路１４のＰＷＭ制御及びＰＳＭ制御の態様は上記の様々な態様を組み合わせてもよく、また仕様として制御の態様を予め決定するのみならず、制御中に制御の態様を適宜変更させてもよい。
・上記実施形態では、ＰＷＭ制御からＰＳＭ制御への切り替え判定に用いる所定狭パルス幅を最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０に設定したが、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８がオン可能な最小幅Ｗｍ０，Ｗｓ０よりも若干幅広に設定してもよい。またパルス幅以外で、例えば電源装置１１の出力実値や出力設定値に基づいて制御を切り替えるようにしてもよい。
・上記実施形態の電源装置１１の構成を適宜変更してもよい。例えば、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ８をＩＧＢＴにて構成したが、ＭＯＳトランジスタ、サイリスタ等、ＩＧＢＴ以外のスイッチング素子を用いてもよい。
また、切替スイッチＳ１をリレーにて構成したが、半導体スイッチ等、リレー以外のスイッチを用いてもよい。またこの場合、本実施形態のように自動で切り替えるスイッチとしたが、手動で切り替えるスイッチでもよい。
また、整流回路ＤＲ２、直流リアクトルＤＣＬを用いて出力変換回路を構成したが、負荷に応じて適宜変更してもよい。
また、交流電源を入力する仕様であって直流変換回路１２を用いたが、直流電源を入力する仕様であれば直流変換回路１２を省略、若しくは電圧変換回路等に置き換えてもよい。
・上記実施形態の電源装置１１はアーク加工用電源装置であったが、その他の電源装置に適用してもよい。
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。
（イ） 第１〜第４のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第１〜第４のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して一対の電源線を介して供給された直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記各電源線間に直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサと前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第５及び第６のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第７及び第８のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第１及び第２の平滑コンデンサ間の接続点と第７及び第８のスイッチング素子間の接続点とを導通・遮断に切り替える切替手段を備えてなり、第１の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を遮断状態として前記第１及び第２の平滑コンデンサの両端電圧を前記インバータ回路に供給する一方、第１の電圧値の倍の第２の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を導通状態として第５〜第８のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第１又は第２の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給し、更に第５〜第８のスイッチング素子の所定の素子が前記第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立ってオフして前記インバータ回路側への電圧供給を停止するソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路と
を備えた電源装置であって、
前記インバータ回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するとともに、これに応じて前記補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するパルス幅変調制御手段と、
前記インバータ回路の同組内のスイッチング素子に出力する対をなす制御パルス信号の相互の位相差を調整、若しくは前記インバータ回路のスイッチング素子と前記補助スイッチング回路のスイッチング素子とで対をなす制御パルス信号の相互の位相差を調整する位相シフト制御手段と、
出力要求が大の時には前記パルス幅変調制御手段とし、出力要求が小の時には前記位相シフト制御手段に切り替える制御切替手段と
を備えたことを特徴とする電源装置。
このように構成すれば、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
１１ アーク加工用電源装置（電源装置）
１２ 直流変換回路
１３ インバータ回路
１４ 補助スイッチング回路
Ｃ１，Ｃ２ 第１，第２の平滑コンデンサ
Ｃ３ 補助コンデンサ
ＤＲ１ 一次側整流回路（整流回路）
Ｌ１，Ｌ２ 電源線
Ｍ 加工対象物
Ｎ１，Ｎ２ 接続点
Ｓ１ 切替スイッチ（切替手段）
ＳＣ 出力制御回路（パルス幅変調制御手段、位相シフト制御手段、制御切替手段、切替制御手段）
ＴＲ１〜ＴＲ４ 第１〜第４のスイッチング素子（インバータ回路）
ＴＲ５〜ＴＲ８ 第５〜第８のスイッチング素子（補助スイッチング回路）
Ｗｍ，Ｗｓ オンパルス幅
Ｗｍ０，Ｗｓ０ 最小幅（所定狭パルス幅）
α 位相差

Claims (7)

  1. 整流回路及びその出力側の一対の電源線間に直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流・平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、
    第１〜第４のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第１〜第４のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記直流変換回路と前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第５及び第６のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第７及び第８のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第１及び第２の平滑コンデンサ間の接続点と第７及び第８のスイッチング素子間の接続点とを導通・遮断に切り替える切替手段を備えてなり、第１の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を遮断状態として前記第１及び第２の平滑コンデンサの両端電圧を前記インバータ回路に供給する一方、第１の電圧値の倍の第２の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を導通状態として第５〜第８のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第１又は第２の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給し、更に第５〜第８のスイッチング素子の所定の素子が前記第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立ってオフして前記インバータ回路側への電圧供給を停止するソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路と
    を備えた電源装置であって、
    前記インバータ回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するとともに、これに応じて前記補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するパルス幅変調制御手段と、
    前記インバータ回路の同組内のスイッチング素子に出力する対をなす制御パルス信号の相互の位相差を調整する位相シフト制御手段と、
    出力要求が大の時には前記パルス幅変調制御手段とし、出力要求が小の時には前記位相シフト制御手段に切り替える制御切替手段と
    を備え、
    前記制御切替手段は、前記インバータ回路のスイッチング素子のオンパルス幅を監視しており、前記インバータ回路及び前記補助スイッチング回路の各スイッチング素子が十分にオン可能な所定狭パルス幅より大となる前記オンパルス幅に設定されるような出力要求時には前記パルス幅変調制御手段とし、前記オンパルス幅がその所定狭パルス幅より小となり得る出力要求時には前記オンパルス幅をその所定狭パルス幅に固定した状態での前記制御パルス信号の位相調整を行う前記位相シフト制御手段に切り替えることを特徴とする電源装置。
  2. 整流回路及びその出力側の一対の電源線間に直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流・平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、
    第１〜第４のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第１〜第４のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記直流変換回路と前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第５及び第６のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第７及び第８のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第１及び第２の平滑コンデンサ間の接続点と第７及び第８のスイッチング素子間の接続点とを導通・遮断に切り替える切替手段を備えてなり、第１の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を遮断状態として前記第１及び第２の平滑コンデンサの両端電圧を前記インバータ回路に供給する一方、第１の電圧値の倍の第２の電圧値の前記入力交流電源の入力時には切替手段が両接続点間を導通状態として第５〜第８のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第１又は第２の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給し、更に第５〜第８のスイッチング素子の所定の素子が前記第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立ってオフして前記インバータ回路側への電圧供給を停止するソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路と
    を備えた電源装置であって、
    前記インバータ回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するとともに、これに応じて前記補助スイッチング回路のスイッチング素子に出力する制御パルス信号のオンパルス幅を調整するパルス幅変調制御手段と、
    前記インバータ回路のスイッチング素子と前記補助スイッチング回路のスイッチング素子とで対をなす制御パルス信号の相互の位相差を調整する位相シフト制御手段と、
    出力要求が大の時には前記パルス幅変調制御手段とし、出力要求が小の時には前記位相シフト制御手段に切り替える制御切替手段と
    を備えたことを特徴とする電源装置。
  3. 請求項２に記載の電源装置において、
    前記制御切替手段は、前記インバータ回路のスイッチング素子のオンパルス幅を監視しており、前記インバータ回路及び前記補助スイッチング回路の各スイッチング素子が十分にオン可能な所定狭パルス幅より大となる前記オンパルス幅に設定されるような出力要求時には前記パルス幅変調制御手段とし、前記オンパルス幅がその所定狭パルス幅より小となり得る出力要求時には前記オンパルス幅をその所定狭パルス幅に固定した状態での前記制御パルス信号の位相調整を行う前記位相シフト制御手段に切り替えることを特徴とする電源装置。
  4. 請求項１又は３に記載の電源装置において、
    前記所定狭パルス幅は、前記インバータ回路及び前記補助スイッチング回路の各スイッチング素子がオン可能な最小パルス幅に設定されたことを特徴とする電源装置。
  5. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置において、
    前記位相シフト制御手段は、前記インバータ回路の第１〜第４のスイッチング素子のオフに先立つ前記補助スイッチング回路の第５〜第８のスイッチング素子のオフ動作が維持されるように、各制御パルス信号の位相調整を行うことを特徴とする電源装置。
  6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置において、
    前記切替手段は、導通・遮断の切り替えが制御可能に構成されるものであって、
    前記第２の電圧値の前記入力交流電源の入力に基づいて前記切替手段を導通に切り替え、前記第１の電圧値の前記入力交流電源の入力に基づいて前記切替手段を遮断に切り替えるよう制御する切替制御手段を備えたことを特徴とする電源装置。
  7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載の電源装置を用い、加工対象物のアーク加工を行うアーク加工用電圧を生成するように構成されていることを特徴とするアーク加工用電源装置。
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