JP2017135882A - 電源装置および溶接用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 低出力ときに発生する主変圧器の偏磁を抑制し、出力が安定する溶接用電源装置を提供することにある。
【解決手段】 商用交流電圧を直流電圧に変換する直流変換回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、前記高周波交流電圧を所定の電圧に変換して出力する主変圧器と、前記インバータ回路を所定のスイッチング周波数でパルス制御する出力制御信号を出力する出力制御回路と、を備えた電源装置において、
前記出力制御回路は、出力電流値が所定電流値以下且つ前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング周波数を定常値よりも低い周波数に切り替えて出力制御する、ことを特徴とする電源装置である。
【選択図】 図１

Description

本発明は、小電流領域で安定した制御をすることができる電源装置または溶接用電源装置に関するものである。

従来の非消耗電極の溶接用電源装置は、商用電源（三相交流電源）を整流回路にて整流し平滑コンデンサにて平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、複数のスイッチング素子でブリッジを構成するインバータ回路とを備えている。このインバータ回路は、所定の組み合わせのスイッチング素子が同期してオンオフ制御（ＰＷＭ制御）され、直流変換回路からの直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換する。そして、高周波交流電圧がアーク溶接やアーク切断に適した直流電圧に変換されて負荷に供給する。

しかし、非消耗電極の溶接用電源装置において、例えば、電流の出力範囲が、５００Ａ〜５Ａという広い範囲を要求される機種があるが、５Ａ近傍の低電流領域では、インバータ回路の出力制御信号のパルス幅が狭くなり出力が不安定になる。
特許文献１では、出力電力に応じてインバータ回路のスイッチング周波数を変化することが記載されている。

特開平１１−５３０４２号公報

従来の非消耗電極の溶接用電源装置では、出力電流が５Ａ近傍の低出力では図４（Ｃ）及び図４（Ｄ）示すようにインバータ回路を駆動するスイッチング駆動信号のパルス幅が狭くなり、負荷に応じてスイッチング駆動信号が間欠して各スイッチング動作が導通しなくなるという不具合が生じ、主変圧器の偏磁を招いてしまう。

主変圧器の偏磁を防止するには、低出力のときにインバータ回路のスイッチング周波数を低くし、スイッチング駆動信号のパルス幅が所定幅以下にならないように抑制して、スイッチング駆動信号の間欠を防止することが考えられる。
しかし、インバータ回路のスイッチング周波数を単純に低くするだけでは、デッドタイムが長くなりリアクトルに充電している電力が放電され、電力不足が生じてアークが切れが生じる。

本発明は、上記課題を解決するものであって、低出力時に主変圧器の偏磁が発生しにくく、出力が安定する溶接用電源装置を提供することにある。

上述した課題を解決するために、第１の発明は、商用交流電圧を直流電圧に変換する直流変換回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、前記高周波交流電圧を所定の電圧に変換して出力する主変圧器と、前記インバータ回路を所定のスイッチング周波数でパルス制御する出力制御信号を出力する出力制御回路と、を備えた電源装置において、前記出力制御回路は、出力電流値が所定電流値以下且つ前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング周波数を定常値よりも低い周波数に切り替えて出力制御する、ことを特徴とする電源装置である。

出力電流値が所定電流値以下及び出力制御信号のパルス幅が所定幅以下になると、偏磁の発生率が高くなる。第１の構成によれば、出力制御回路がインバータ回路のスイッチング周波数を定常周波数より低くなるように制御して、出力制御信号のパルス幅が狭くなるのを抑制する。このように構成することにより、インバータ回路の間欠動作が防止でき主変圧器の偏磁発生を減少させることができる。

第２の発明は、前記出力制御回路は、前記出力電流値が所定電流値以下且つ前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング周波数を２／３倍以上、１／２倍以下にする、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置である。

第２の構成によれば、出力制御回路が、インバータ回路のスイッチング周波数を定常周波数の２／３から１／２にするに設定することによって、主変圧器の偏磁発生の減少に加えてリアクトルに充電している電力の放電が抑制される。この結果、電力不足までに至らないので出力を安定させることができる。

第３の発明は、前記主変圧器の出力側に主巻線、鉄芯及び補助巻線から形成される可飽和リアクトルと、スイッチング素子を介して前記補助巻線に所定の電流を供給する補助電源と、を設け、
前記出力制御回路は、前記スイッチング素子を導通させ、前記出力電流値が前記所定電流値以下及び前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング素子を遮断させて前記可飽和リアクトルのインダクタンス値を増加させる、ことを特徴とする請求項１〜２のいずれか１項に記載の電源装置である。

第３の構成によれば、出力電流が小さくなると飽和リアクトルのインダクタンス値を大きくなるように制御する。この制御により、インバータ回路のスイッチング周波数を定常周波数から、例えば、１／２から１／３程度に低くしても、リアクトルに充電している電力が放電しきれず充分残っているので、主変圧器の偏磁発生が更に減少すると共に出力の安定が更に改善される。

第４の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置は、アーク溶接加工用の溶接電源装置であることを特徴とする電源装置である。

第４の構成によれば、主変圧器の偏磁発生が減少し、低電流でもアークが切れにくいという溶接用電源装置が実現できる。

本発明によると、出力電流値が所定電流値以下及び出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、インバータ回路のスイッチング周波数を定常時の周波数より低くするようにしたことによって、出力制御信号のパルス幅がインバータ回路の間欠動作を招くパルス幅にならないよう抑制するので、主変圧器の偏磁発生の防止効果に繋がる。

本発明の実施形態１及び２の溶接用電源装置の電気接続図である。 主電源回路の詳細図である。 実施形態１及び２の動作を説明する第１の波形図である。 実施形態１の動作を説明する第２の波形図である 実施形態２の可飽和リアクトルの特性図である。 実施形態２の可飽和リアクトルの構成図である。 実施形態３の溶接用電源装置の電気接続図である。

図１〜図３を参照して本発明の実施形態１について説明する。
図１は、実施形態１の溶接用電源装置の電気接続図である。同図において、主電源回路ＰＳは、商用交流電源を入力としてアーク負荷に適した電圧に変換して出力する。出力電流検出回路ＩＤは、主電源回路ＰＳの出力電流を検出し出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。図示省略の電流設定回路ＩＳは、予め定めた出力電流値を設定して電流設定信号Ｉｓとして出力する。

実施形態１の出力制御回路ＳＣは、電流誤差増幅回路ＥＩ、三角波発生回路ＯＳＣ、パルス幅変調制御回路ＰＷＭ、比較回路ＣＰ、パルス幅判別回路ＰＤ及び基準電流設定回路ＩＲによって形成される。電流誤差増幅回路ＥＩは、フィードバック信号である出力電流検出信号Ｉｄと、目標値である電流制御設定信号Ｉｓとの誤差を増幅して電流誤差増幅信号Ｅｉとして出力する。三角波発生回路ＯＳＣは、予め定めた周波数の三角波を出力する。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、電流誤差増幅信号Ｅｉと三角波発生回路ＯＳＣからの三角波発生信号Ｏｓｃとを比較し、出力制御信号Ｓｃを生成して出力する。

図１に示す、比較回路ＣＰは、基準電流設定値Ｉｒと出力電流検出値Ｉｄとを比較し、出力電流検出値Ｉｄが基準電流設定値Ｉｒより小さいとき、比較信号ＣｐをＬｏｗレベルにし、大きいとき比較信号ＣｐをＨｉｇｈレベルにして出力する。パルス幅判別回路ＰＤは、比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベルのとき、パルス幅判別信号ＰｄをＨｉｇｈレベルにし、比較信号ＣｐがＬｏｗレベルのとき、出力制御信号Ｓｃのパルス幅と基準幅とを比較し、パルス幅が基準幅（例えば、０，５μｓｅｃ）以下のとき、パルス幅判別信号ＰｄをＬｏｗレベルにする。そして、比較信号ＣｐがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになるまで、パルス幅判別信号ＰｄのＬｏｗレベルを維持する。

三角波発生回路ＯＳＣは、比較信号Ｃｐ、パルス幅判別信号Ｐｄの両方又はどちらか一方がＨｉｇｈレベルのとき、三角波形の周波数を定常周波数（例えば、５０ＫＨｚ）とし、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルのとき、三角波形の定常周波数を１／２（例えば、５０ＫＨｚから２５ＫＨｚ）に低くする。

図２に示す主電源回路ＰＳの詳細図は、ダイオードを用いてブリッジ回路を形成し三相交流電源を全波整流する一次側整流回路ＤＲ１と、一次側整流回路ＤＲ１の出力側の第１及び第２の電源線Ｌ１，Ｌ２間に直列に接続され整流回路ＤＲ１の出力電圧を平滑化する平滑コンデンサＣ１とで直流変換回路を形成し直流電圧をインバータ回路に供給する。

図２に示すインバータ回路は、第１スイッチング素子ＴＲ１〜第４スイッチング素子ＴＲ４で形成されるフルブリッジ形のインバータ回路を使用しているが、図示省略のハーフブリッジ形のインバータ回路を使用してもよい。インバータ駆動回路ＳＤは、出力制御回路ＳＣからの出力制御信号Ｓｃに基づいて、第１スイッチング素子駆動信号Ｔｒ１〜第４スイッチング素子駆動信号Ｔｒ４を生成し、インバータ回路の第１スイッチング素子ＴＲ１及び第４スイッチング素子ＴＲ４の組みと、第２スイッチング素子ＴＲ２及び第３スイッチング素子ＴＲ３の組みとを交互にオンオフし、直流電圧を高周波交流電圧にして、インバータ出力電圧として主変圧器ＩＮＴの一次側コイルに供給させる。

図２に示す主変圧器ＩＮＴは、一次側コイルに入力された高周波交流電圧を、アーク加工に適した高周波交流電圧に変換し出力する。主変圧器ＩＮＴの二次側には、二次整流回路ＤＲ２と、実施形態１の直流リアクトルＤＣＬが備えられる。直流リアクトルＤＣＬは、二次整流回路ＤＲで整流された高周波交流電圧を平滑してトーチＴＨに直流電力を供給する。

つぎに、図３〜図６を参照して実施形態１の動作について説明する。
図３に示す時刻ｔ＝ｔ１において、主電源回路ＰＳが動作を開始すると、比較回路ＣＰは出力電流検出信号Ｉｄの値と基準電流設定信号Ｉｒの値とを比較し、出力電流検出信号Ｉｄの値が基準電流設定信号Ｉｒの値より大きいとき、図３（Ｆ）に示す比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベルになる。三角波発生回路ＯＳＣは、図３（Ｆ）に示す比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベル又は図３（Ｄ）に示すパルス幅判別信号ＰｄがＨｉｇｈレベルのとき、図３（Ｂ）に示す三角波形の周波数を定常周波数（例えば、５０ＫＨｚ）にする。

図３に示す時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２のＴａの期間において、三角波発生回路ＯＳＣは、比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベル及びパルス幅判別信号ＰｄもＨｉｇｈレベルのため、図３（Ｂ）に示す三角波の周波数は、定常周波数（例えば、５０ＫＨｚ）を維持する。このとき、図２に示すインバータ回路は、４個のＩＧＢＴよりなる第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を用いたブリッジ回路で構成されている。そして、第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４は、出力制御回路ＳＣのＰＷＭ制御に基づいて、図４（Ａ）に示す第１及び第４のスイッチング駆動信号Ｔｒ１，Ｔｒ４の組みと図４（Ｂ）に示す第２及び第３のスイッチング駆動信号Ｔｒ２，Ｔｒ３の組みとが交互にオンオフ駆動される。これにより、直流変換回路にて生成した直流電圧が所定の高周波交流電圧に変換され、主変圧器ＩＮＴの一次側コイルに供給される。このとき、各スイッチング駆動信号のオンパルス幅は充分広くなっている。

図３に示す時刻ｔ＝ｔ２において、電流設定値Ｉｓを基準電流設定信号Ｉｒの値近傍まで低くする、比較回路ＣＰは、図３（Ｅ）に示す出力電流検出信号Ｉｄの値と基準電流設定信号Ｉｒの値とを再度比較し、出力電流検出信号Ｉｄの値が基準電流設定信号Ｉｒの値より大きいので、図３（Ｆ）に示す比較信号ＣｐのＨｉｇｈレベルを維持する。しかし、電流設定値Ｉｓの値が低く設定されているため第１から第４のスイッチング駆動信号は、図４（Ｃ）及び図４（Ｄ）に示すようにオンパルス幅がかなり狭くなる。このとき、図３に示す時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３のＴｂの期間において、負荷変動の要因で各スイッチング駆動信号が歯抜け状態になる危険性が高くなる。しかし、比較信号ＣｐがＨｉｇｈレベルのため、図３（Ｂ）に示す三角波の周波数は、定常周波数（例えば、５０ＫＨｚ）を維持する。

図３に示す時刻ｔ＝ｔ３において、電流設定値Ｉｓの値が更に低く設定すると、出力電流検出信号Ｉｄの値が基準電流設定信号Ｉｒ（例えば、１０Ａ）の値より小さくなり、比較回路ＣＰは、図３（Ｆ）に示す比較信号ＣｐをＬｏｗレベルにする。パルス幅判別回路ＰＤは、比較信号ＣｐがＬｏｗレベルになると、図３（Ｃ）に示す出力制御信号Ｓｃのパルス幅と基準幅とを比較し、パルス幅が基準幅（例えば、０，５μｓｅｃ）以下のとき、時刻ｔ＝ｔ３１のとき、図３（Ｄ）に示すパルス幅判別信号ＰｄをＬｏｗレベルにする。そして、比較信号ＣｐがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる時刻ｔ＝ｔ４まで、パルス幅判別信号ＰｄのＬｏｗレベルを維持する。

三角波発生回路ＯＳＣは、時刻ｔ＝ｔ３１のとき、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルになると、三角波発生回路ＯＳＣは、図３（Ｂ）に示す三角波の周波数を、例えば、５０ＫＨｚから２５ＫＨｚに低くする。そして、第１〜第４のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４は、出力制御回路ＳＣのＰＷＭ制御に基づいて、図４（Ｅ）に示す第１及び第４のスイッチング駆動信号Ｔｒ１，Ｔｒ４の組みと図４（Ｆ）に示す第２及び第３のスイッチング駆動信号Ｔｒ２，Ｔｒ３の組みとが交互にオンオフ駆動される。この動作によりインバータ回路のスイッチング周波数は定常周波数５０ＫＨｚから２５ＫＨｚに低くなる。

低出力のとき、インバータ回路のスイッチング周波数を定常周波数から低くすることで、時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ＝ｔ４の間の図３（Ｃ）に示す出力制御信号Ｓｃのパルス幅が広くなり、これに応じて図４（Ｅ）及び（Ｆ）に示す各スイッチング駆動信号のオンパルス幅も広くなるので、負荷変動の要因で各スイッチング駆動信号の間欠動作（歯抜け状態）が抑制され、主変圧器に偏磁発生を減少させることができる。

時刻ｔ＝ｔ４において、図３（Ｆ）に示す比較信号ＣｐがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになると、三角波発生回路ＯＳＣは、出力の三角波形の周波数を（例えば、２５ＫＨｚから５０ＫＨｚにする）定常周波数に戻す。

（実施形態２）
次に、実施形態２について、図１、図３、図５及び図６を参照して説明する。また、実施形態１と同一符号を付与した回路、信号等は同一動作を行うので説明は省略する。

図６は、実施形態２の可飽和リアクトルＤＣＬの構成図であり、主巻線Ｌ１に加えて補助巻線Ｌ２を付加した可飽和リアクトルを備えている。補助巻線Ｌ２には、補助電源ＣＣ及び第５スイッチング素子ＴＲ５が接続される。第５スイッチング素子ＴＲ５が導通し補助電源ＣＣからは可飽和リアクトルＤＣＬに所定電流の定電流Ｉｃが供給されると、図５に示すように定電流Ｉｃの値に応じてインダクタンス値が変化する。主巻線Ｌ１には溶接電流Ｉｗが導通し、補助巻線Ｌ２には定電流Ｉｃが導通する。

実施形態２の出力制御回路ＳＣには、図１に示すスイッチング素子駆動回路ＤＲが設けられ、スイッチング素子駆動回路ＤＲは、比較信号Ｃｐ、パルス幅判別信号Ｐｄの両方又はどちらか一方がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＨｉｇｈレベルにして第５スイッチング素子ＴＲ５を導通させ、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＬｏｗレベルにし、第５スイッチング素子ＴＲ５を遮断させる。

つぎに、実施形態２の動作について説明する。
図１に示す三角波発生回路ＯＳＣは、図３に示す時刻ｔ＝ｔ３１のとき、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルになると、三角波発生回路ＯＳＣは、図３（Ｂ）に示す三角波の周波数を、例えば、５０ＫＨｚから２５ＫＨｚに低くする。そして、スイッチング素子駆動回路ＤＲは、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＬｏｗレベルにして第５スイッチング素子ＴＲ５を遮断させる。

第５スイッチング素子ＴＲ５が遮断すると、補助電源ＣＣから補助巻線Ｌ２に定電流Ｉｃの供給を停止する。このとき、リアクトルＤＣＬのインダクタンス値が増加する。例えば、図５に示すように、定電流Ｉｃの２０Ａの供給を停止すると飽和リアクトルＤＣＬのインダクタンス値が、４０μＨから１２０μＨと増加する。そして、時刻ｔ＝ｔ３１〜ｔ４の期間、飽和リアクトルＤＣＬのインダクタンス値が増加する。この増加により、インバータ回路のスイッチング周波数を定常周波数の３倍程度まで長くしてもリアクトルに充電している電力が放電しきれないで充分残っているので、電力不足が解消されて出力を安定させることができる。

時刻ｔ＝ｔ４において、図３（Ｆ）に示す比較信号ＣｐがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになると、三角波発生回路ＯＳＣは、三角波形の周波数を（例えば、２５ＫＨｚから５０ＫＨｚにする）定常周波数に戻し、スイッチング素子駆動回路ＤＲも比較信号ＣｐがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになると、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＨｉｇｈレベルにし、第５スイッチング素子ＴＲ５を導通させる。このとき、定電流Ｉｃの２０Ａの供給が開始しリアクトルＤＣＬのインダクタンス値は、１２０μＨから４０μＨの減少する。

上述より、飽和リアクトルのインダクタンス値を出力電流に応じて最適な値に設定することで、インバータ回路のスイッチング周波数を低くし過ぎてもアーク切れが抑制できるので、インバータ回路のスイッチング周波数の調整幅が大きくなり、インバータ回路の間欠動作が減少し、主変圧器の偏磁が非常に発生しにくくなる。

（実施形態３）
次に、実施形態３について、図７を参照して説明する。また、実施形態１及び実施形態２と同一符号を付与した回路、信号等は同一動作を行うので説明は省略する。
実施形態３の溶接用電源装置は、可飽和リアクトルＤＣＬに変えて、第１リアクトルＤＣＬ１と第２リアクトルＤＣＬ２とを直列接続し、第２リアクトルＤＣＬ２に並列に第６スイッチング素子ＴＲ６が接続される点について、実施の形態２とは異なっている。そして、直列接続された２つのリアクトルの特性を同一特性とは限らず、特性が違ってもよい。

図７に示す、スイッチング素子駆動回路ＤＲは、比較信号Ｃｐ、パルス幅判別信号Ｐｄの両方又はどちらか一方がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＨｉｇｈレベルにして第６スイッチング素子ＴＲ６を導通し、第２リアクトルＤＣＬ２を短絡させる。また、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＬｏｗレベルにし、第６スイッチング素子ＴＲ６を遮断し、第１リアクトルＤＣＬ１と第２リアクトルＤＣＬ２とを直列接続させる。

つぎに、図３、図７を参照して実施形態３の動作について説明する。
図３に示す時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ３の期間の動作は、実施形態１と同一動作を行うので説明は省略する。

図７に示す三角波発生回路ＯＳＣは、図３に示す時刻ｔ＝ｔ３１のとき、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルになると、三角波発生回路ＯＳＣは、図３（Ｂ）に示す三角波の周波数を、例えば、５０ＫＨｚから２５ＫＨｚに低くする。そして、スイッチング素子駆動回路ＤＲは、比較信号ＣｐがＬｏｗレベル及びパルス幅判別信号ＰｄがＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子駆動信号ＤｒをＬｏｗレベルにし、第６スイッチング素子ＴＲ６を遮断させて第１リアクトルＤＣＬ１と第２リアクトルＤＣＬ２とを直列接続させる。このとき、インダクタンス値が大きくなりインバータ回路の間欠動作が減少し、主変圧器の偏磁が非常に発生しにくくなる。
上述に示すように、実施形態２の可飽和リアクトルＤＣＬの代わりに、２つのリアクトルを使用しているが、２つに限定されず３つ以上使用してもよい。

次に、本発明の特徴的な作用効果を記載する。
（１）実施形態１では、低出力の要求がなされた場合、インバータ回路のスイッチング周波数を、例えば、定常時の周波数である５０ＫＨｚから３５ＫＨｚ〜２５ＫＨｚの範囲になるように低くしている。このように、各スイッチング駆動信号のオンパルス幅が各スイッチング素子を充分に導通可能なパルス幅を確保できるので、インバータ回路の間欠動作が抑制でき、主変圧器の偏磁防止の効果につながる。
（２）実施形態２では、低出力の要求がなされた場合、可飽和リアクトルＤＣＬのインダクタンス値を増加させるので、インバータ回路のスイッチング周波数を定常周波数の３倍程度に長くしても、アーク切れが抑制でき出力をより安定させることができる。

ＷＣ 溶接電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＣＣ 補助電源
ＣＰ 比較回路
Ｃｐ 比較信号
ＤＲ スイッチング素子駆動回路
Ｄｒ スイッチング素子駆動信号
ＤＣＬ 可飽和リアクトル
ＤＣＬ１ 第１リアクトル
ＤＣＬ２ 第２リアクトル
ＤＲ１ 一次側整流回路
ＤＲ２ 二次側整流回路
ＥＩ 電流誤差増幅回路
Ｅｉ 電流誤差増幅信号
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＲ 基準電流設定回路
Ｉｒ 基準電流設定信号
ＩＳ 電流設定回路
Ｉｓ 電流設定信号
ＩＮＴ 主変圧器
ＯＳＣ 三角波発生回路
Ｏｓｃ 三角波発生信号
ＰＤ パルス幅判別回路
Ｐｄ パルス幅判別信号
ＰＳ 主電源回路
ＰＷＭ パルス幅変調制御回路
ＳＣ 出力制御回路
Ｓｃ 出力制御信号
ＳＤ インバータ駆動回路
ＴＨ トーチ
ＴＲ１ 第１スイッチング素子
ＴＲ２ 第２スイッチング素子
ＴＲ３ 第３スイッチング素子
ＴＲ４ 第４スイッチング素子
ＴＲ５ 第５スイッチング素子
ＴＲ６ 第６スイッチング素子
Ｍ 被加工物

Claims (4)

1. 商用交流電圧を直流電圧に変換する直流変換回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、前記高周波交流電圧を所定の電圧に変換して出力する主変圧器と、前記インバータ回路を所定のスイッチング周波数でパルス制御する出力制御信号を出力する出力制御回路と、を備えた電源装置において、
   前記出力制御回路は、出力電流値が所定電流値以下且つ前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング周波数を定常値よりも低い周波数に切り替えて出力制御する、ことを特徴とする電源装置。
2. 前記出力制御回路は、前記出力電流値が所定電流値以下且つ前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング周波数を２／３倍以上、１／２倍以下にする、ことを特徴とする請求項１記載の電源装置。
3. 前記主変圧器の出力側に主巻線、鉄芯及び補助巻線から形成される可飽和リアクトルと、スイッチング素子を介して前記補助巻線に所定の電流を供給する補助電源と、を設け、
   前記出力制御回路は、前記スイッチング素子を導通させ、前記出力電流値が前記所定電流値以下及び前記出力制御信号のパルス幅が所定幅以下のとき、前記スイッチング素子を遮断させて前記可飽和リアクトルのインダクタンス値を増加させる、ことを特徴とする請求項１〜２のいずれか１項に記載の電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置は、アーク溶接加工用の溶接電源装置であることを特徴とする電源装置。

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