JP2012125025A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大出力でスピーカが駆動された場合でも、出力電圧の変動を抑制することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】入力信号を増幅するアンプである負荷駆動回路２に対し、コントローラ１１によってＮＭＯＳＱ１をオンオフすることで電力を供給するＤＣ／ＤＣコンバータ１と、スピーカＳＰを駆動するアンプ出力電圧を検出するアンプ出力電圧検出機能と、検出したアンプ出力電圧の変化量とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧とを演算した誤差信号をＤＣ／ＤＣコンバータ１にフィードバックするフィードバック機能とを備えたフィードバック回路４とを具備し、コントローラ１１は、フィードバックされた誤差信号に基づいて、アンプ出力電圧が増加すると供給する電力量を増加させ、アンプ出力電圧が減少すると供給する電力量を減少させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、入力電力から所望の出力電力を生成する電力変換装置に係り、特に入力信号を増幅するアンプ（電力増幅器）に電力を供給する電力変換装置に関する。

入力信号に基づいて負荷を駆動するアンプに電力を供給する電力変換装置としてスイッチング電源が用いられている。このようなスイッチング電源においては、設定されている定格電圧に出力電圧を安定させるため、出力電圧を検出し、検出した出力電圧に基づいてスイッチング素子によるスイッチング動作をフィードバック制御することが一般的に行われている（例えば、特許文献１参照）。

図４に、スイッチング電源であるＤＣ／ＤＣコンバータ１から供給される電力を用いた従来の電力変換装置例を示す。
ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。

整流回路ＤＢの整流出力負極端子はスイッチング素子であるＮ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ１のソース端子が接続され、ＮＭＯＳＱ１のドレイン端子はトランスＴの１次側巻き線を介して整流回路ＤＢの整流出力正極端子に接続されている。また、ＮＭＯＳＱ１のゲート端子はコントローラ１１のゲート制御端子Ｇに接続され、コントローラ１１によってＮＭＯＳＱ１をオン／オフ制御することで、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑された直流電源をＮＭＯＳＱ１でスイッチングして、トランスＴの１次側巻き線に印加する。

トランスＴには、ＮＭＯＳＱ１がオンしている時に磁気エネルギーが蓄えられ、ＮＭＯＳＱ１がオフしているときに蓄えられた磁気エネルギーがトランスＴの２次側巻き線から電力として放出される。トランスＴの２次側巻き線の両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続され、トランスＴの２次側巻き線から放出された電力は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑され、直流出力電圧が後段の負荷駆動回路２に供給される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子に接続されているラインがＧＮＤラインとなる。

負荷駆動回路２は、例えばスピーカＳＰから音声を出力するオーディオアンプであり、４つのＮ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５からなるフルブリッジ回路と、当該フルブリッジ回路を制御するプロセッサ２１とを有している。ＮＭＯＳＱ２、Ｑ３のドレイン端子はそれぞれ電源ラインに接続され、ＮＭＯＳＱ４、Ｑ５のソース端子はそれぞれＧＮＤラインに接続されている。また、ＮＭＯＳＱ２のソース端子とＮＭＯＳＱ４のドレイン端子とは接続点Ｘで接続され、接続点Ｘと負荷であるスピーカＳＰの一方端とがインダクタＬ１を介して接続され、スピーカＳＰの一方端とインダクタＬ１との接続点とＧＮＤラインとの間にコンデンサＣ３が接続されている。さらに、ＮＭＯＳＱ３のソース端子とＮＭＯＳＱ５のドレイン端子とは接続点Ｙで接続され、接続点ＹとスピーカＳＰの他方端とがインダクタＬ２を介して接続され、スピーカＳＰの他方端とインダクタＬ２との接続点とＧＮＤラインとの間にコンデンサＣ４が接続されている。

プロセッサ２１には、ＮＭＯＳＱ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５のゲート電極がそれぞれ接続され、プロセッサ２１は、入力端子ｉｎから入力される入力信号に基づいて、ＮＭＯＳＱ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５をＰＷＭ制御し、入力端子ｉｎから入力される入力信号を増幅してスピーカＳＰから音声出力させる。

後段の負荷駆動回路２に供給される直流の出力電圧（平滑コンデンサＣ２の両端電圧）は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、シャントレギュレータＺ１、コンデンサＣ５、フォトカプラＰＣを構成する発光ダイオードＰＣＤおよび受光トランジスタＰＣＴＲ、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ６からなるフィードバック回路３により誤差信号としてコントローラ１１にフィードバックされる。

平滑コンデンサＣ２の両端子間、すなわち電源ラインとＧＮＤラインとの間には、抵抗Ｒ１、発光ダイオードＰＣＤ及びシャントレギュレータＺ１が直列に接続されている。抵抗Ｒ１は、発光ダイオードＰＣＤとシャントレギュレータＺ１に流れる電流を制限するためのものであり、抵抗Ｒ１の一端部は電源ラインに接続され、抵抗Ｒ１の他端部は、発光ダイオードＰＣＤのアノードに接続されている。発光ダイオードＰＣＤのカソードはシャントレギュレータＺ１のカソードに接続され、シャントレギュレータＺ１のアノードはＧＮＤラインに接続されている。また、電源ラインとＧＮＤラインとの間には、分圧用の抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３が直列に接続され、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点はシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに接続されていると共に、コンデンサＣ５を介してシャントレギュレータＺ１のカソードに接続されている。コンデンサＣ５はシャントレギュレータＺ１に対する負帰還回路である。

後段の負荷駆動回路２に供給される直流の出力電圧が抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３によって分圧された出力電圧信号がシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力され、シャントレギュレータＺ１の内部基準電圧と比較され、その誤差電圧に応じた電流Ｉ（Ｚ１）が発光ダイオードＰＣＤを流れ、電流Ｉ（Ｚ１）が誤差信号として発光ダイオードＰＣＤから受光トランジスタＰＣＴＲに出力される。

受光トランジスタＰＣＴＲのコレクタ端子は抵抗Ｒ４を介してコントローラ１１のフィードバック端子ＦＢに接続され、受光トランジスタＰＣＴＲのエミッタ端子は接地端子に接続されている。また、コントローラ１１のフィードバック端子ＦＢの接続点と受光トランジスタＰＣＴＲのエミッタ端子との間には、コンデンサＣ６が接続されている。抵抗Ｒ４およびコンデンサＣ６は、フィードバック制御における発振防止用の位相補償回路として機能する。受光トランジスタＰＣＴＲでは、発光ダイオードＰＣＤからの誤差信号が受光されると、受光された誤差信号に応じた電流Ｉ（ＦＢ）が流れ、誤差信号がコントローラ１１に伝達される。これにより、コントローラ１１は、誤差信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をＰＷＭ制御し、出力電圧を定格電圧に保つように構成される。

特開２００３−６１３５１号

しかしながら、従来技術では、出力電圧を検出し、検出した出力電圧に基づいてスイッチング素子によるスイッチング動作をフィードバック制御しているため、出力電圧がある程度変動してから、フィードバック制御によって出力電圧を定格電圧に戻すことになり、大出力で負荷が駆動された場合には、出力電圧が大きく変動してしまうという問題点があった。

図５は、図４の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、上から、（ａ）プロセッサ２１の入力信号Ｖｉｎ、（ｂ）平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２、（ｃ）シャントレギュレータＺ１を流れる電流ＩＺ１、（ｄ）受光トランジスタＰＣＴＲを流れる電流ＩＦＢ、（ｅ）コントローラ１１で生成されるＰＷＭ信号ＶＱ１、（ｆ）コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３、（ｇ）コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４を示している。

図５（ａ）に示すような、大きな出力を要求する入力信号Ｖｉｎがプロセッサ２１に入力された場合において、まず、入力信号Ｖｉｎの立ち上がり時の動作について図５に示す実線矢印に基づいて説明する。入力信号Ｖｉｎが立ち上がると、平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量、すなわち消費される電力量が増加していくため、図５（ｂ）に示すように、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が定格電圧から低下していく。このような現象は、平滑コンデンサＣ２の容量が小さいほど顕著に現れる。平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が定格電圧よりも低下すると、図５（ｃ）、（ｄ）に示すような電流Ｉ（Ｚ１）、電流Ｉ（ＦＢ）がフィードバック回路３において誤差信号として検出されてコントローラ１１にフィードバックされ、コントローラ１１は、図５（ｅ）に示すように、誤差信号に応じてパルス幅を広げたＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御して平滑コンデンサＣ２に供給される電力量を増加させる。

次に、入力信号Ｖｉｎの立ち下がり時の動作について図５に示す点線矢印に基づいて説明する。入力信号Ｖｉｎが立ち下がる過程において、平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量が減少していくと共に、平滑コンデンサＣ２に供給される電力量が増加されているため、図５（ｂ）に示すように、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が定格電圧を越えて上昇していく。平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が定格電圧よりも上昇すると、図５（ｃ）、（ｄ）に示すような電流Ｉ（Ｚ１）、電流Ｉ（ＦＢ）がフィードバック回路３において誤差信号として検出されてコントローラ１１にフィードバックされ、コントローラ１１は、図５（ｅ）に示すように、誤差信号に応じてパルス幅を狭めたＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御して平滑コンデンサＣ２へ供給される電力量を減少させる。

このように、大きな出力を要求する入力信号Ｖｉｎがプロセッサ２１に入力された場合、負荷駆動回路２の消費電力の変化を検出するタイミングが遅くなって、図５（ｂ）に示すように、出力電圧、すなわち平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が大きく変動してしまう。従って、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を定格電圧としている後段の負荷駆動回路２の出力信号は、図５（ｆ）、（ｇ）に実線で示すように、応答性が悪化、すなわち一点鎖線で示した入力信号Ｖｉｎから遅れたものになってしまい、音質が劣化してしまう。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、大出力で負荷が駆動された場合でも、出力電圧の変動を抑制することができる電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、入力信号に基づいて負荷を駆動する負荷駆動回路に電力を供給する電力変換装置であって、コントローラによってスイッチング素子をオンオフすることで前記負荷駆動回路に電力を供給するスイッチング電源と、前記負荷を駆動する負荷駆動電圧を検出する負荷駆動電圧検出手段と、該負荷駆動電圧検出手段によって検出された前記負荷駆動電圧の変化量を前記コントローラにフィードバックするフィードバック手段とを具備し、前記コントローラは、フィードバックされた前記負荷駆動電圧の変化量に基づいて、前記負荷駆動電圧が増加すると供給する電力量を増加させ、前記負荷駆動電圧が減少すると供給する電力量を減少させることを特徴とする。
また、本発明の電力変換装置においては、前記フィードバック手段は、前記負荷駆動電圧検出手段によって検出された前記負荷駆動電圧の変化量と前記スイッチング電源の出力電圧とを演算した誤差信号を前記コントローラにフィードバックさせ、前記コントローラは、フィードバックされた前記誤差信号に基づいて、前記スイッチング電源の出力電圧が増加すると供給する電力量を減少させ、前記スイッチング電源の出力電圧が減少すると供給する電力量を増加させて前記スイッチング電源の出力電圧を一定にすることを特微とする。
また、本発明の電力変換装置においては、前記負荷駆動電圧検出手段は、前記負荷の両端子からグランドを介して整流することで、前記負荷駆動電圧のグランドに対する絶対値信号を検出し、前記フィードバック手段は、前記負荷駆動電圧検出手段によって検出された前記絶対値信号を、コンデンサを介して前記スイッチング電源の出力電圧を分圧した出力電圧信号に重畳させて前記誤差信号を生成することを特微とする。
また、本発明の電力変換装置においては、前記負荷駆動回路は、入力信号に基づいて前記負荷であるスピーカから音声出力するオーディオアンプであることを特微とする。

本発明による実施形態の電力変換装置の構成を示す概略ブロック図である。 本発明による実施形態の電力変換装置の回路構成を示す回路構成図である。 図２の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。 従来技術の電力変換装置の回路構成を示す回路構成図である。 図４の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。

次に、本発明の実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。

本実施形態の電力変換装置は、図１に示すように、負荷駆動回路２に電力を供給するスイッチング電源であるＤＣ／ＤＣコンバータ１と、フィードバック回路４とからなる。負荷駆動回路２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの電力を用いて入力信号を増幅するアンプ（電力増幅器）であり、入力信号に基づいて負荷であるスピーカＳＰを駆動して音声出力する。フィードバック回路４は、スピーカＳＰを駆動する負荷駆動電圧、すなわち負荷駆動回路２から出力されるアンプ出力電圧を検出するアンプ出力電圧検出機能と、検出したアンプ出力電圧の変化量とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧とを演算してＤＣ／ＤＣコンバータ１にフィードバックするフィードバック機能とを備えている。

図２に、実施形態の電力変換装置の具体的な回路構成を示す。なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ１及び負荷駆動回路２は、図４に示す従来の電力変換装置と同一の構成であるため、同一符号を付与して説明を省略する。

フィードバック回路４は、抵抗Ｒ１、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、シャントレギュレータＺ１、コンデンサＣ７、Ｃ８、ダイオードＤ２、Ｄ３、フォトカプラＰＣを構成する発光ダイオードＰＣＤおよび受光トランジスタＰＣＴＲからなる。

平滑コンデンサＣ２の両端子間、電源ラインとＧＮＤラインとの間には抵抗Ｒ１、発光ダイオードＰＣＤ及びシャントレギュレータＺ１が直列に接続されている。抵抗Ｒ１は、発光ダイオードＰＣＤとシャントレギュレータＺ１に流れる電流を制限するためのものであり、抵抗Ｒ１の一端部は電源ラインに接続され、抵抗Ｒ１の他端部は、発光ダイオードＰＣＤのアノードに接続されている。発光ダイオードＰＣＤのカソードはシャントレギュレータＺ１のカソードに接続され、シャントレギュレータＺ１のアノードがＧＮＤラインに接続されている。また、電源ラインとＧＮＤラインとの間には、分圧用の抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ３が直列に接続され、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ３の接続点はシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに接続されていると共に、コンデンサＣ７が抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ３に対して並列に接続されている。

負荷であるスピーカＳＰの一方端には、ダイオードＤ２のアノードが接続されていると共に、スピーカＳＰの他方端には、ダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードとが接続されている。また、ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードとの接続点ＺとＧＮＤラインとの間には抵抗Ｒ７が接続されている。さらに、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ３の接続点と接続点Ｚとの間には抵抗８及びコンデンサＣ８が直列に接続されている。

スピーカＳＰを駆動する負荷駆動電圧、すなわちアンプ出力電圧は、ダイオードＤ２及びダイオードＤ３によってグランドを介して整流され、ダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードとの接続点Ｚで、グランドに対する絶対値信号として検出される。接続点Ｚで検出されたアンプ出力電圧は、コンデンサＣ８を介することで、交流成分のアンプ出力電圧信号となり、当該交流成分のアンプ出力電圧信号は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧を分圧させた出力電圧信号に重畳され、シャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力される。すなわち、検出されたアンプ出力電圧の変化量とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧とが演算、すなわち検出されたアンプ出力電圧の変化量とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧の差分が計算されてシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力されることになる。

制御端子ａに入力された電圧は、シャントレギュレータＺ１の内部基準電圧と比較され、その誤差電圧に応じた電流Ｉ（Ｚ１）が発光ダイオードＰＣＤを流れ、電流Ｉ（Ｚ１）が誤差信号として発光ダイオードＰＣＤから受光トランジスタＰＣＴＲに出力される。これにより、検出されたアンプ出力電圧の変化分とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧とが演算され、演算結果が誤差信号としてフィードバックされる。

受光トランジスタＰＣＴＲのコレクタ端子はコントローラ１１のフィードバック端子ＦＢに接続され、受光トランジスタＰＣＴＲのエミッタ端子は接地端子に接続されている。受光トランジスタＰＣＴＲでは、発光ダイオードＰＣＤからの誤差信号が受光されると、受光された誤差信号に応じた電流Ｉ（ＦＢ）が流れ、誤差信号がコントローラ１１に伝達される。これにより、コントローラ１１は、誤差信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御し、出力電圧を一定に保つように構成される。

図３は、図２の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、上から、（ａ）プロセッサ２１の入力信号Ｖｉｎ、（ｂ）平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２、（ｃ）シャントレギュレータＺ１を流れる電流ＩＺ１、（ｄ）受光トランジスタＰＣＴＲを流れる電流ＩＦＢ、（ｅ）コントローラ１１で生成されるＰＷＭ信号ＶＱ１、（ｆ）コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３、（ｇ）コンデンサＣ４の電圧ＶＣ４を示している。

図３（ａ）に示すような、大きな出力を要求する入力信号Ｖｉｎがプロセッサ２１に入力された場合において、まず、入力信号Ｖｉｎの立ち上がり時の動作について図３に示す実線矢印に基づいて説明する。入力信号Ｖｉｎが立ち上がると、平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量、消費される電力量が増加する。平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量が増加すると、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が定格電圧から低下していくことになるが、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が定格電圧から大きく低下する前に、入力信号Ｖｉｎに応じたスピーカＳＰを駆動するアンプ出力電圧の立ち上がり変化をダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードとの接続点Ｚで検出し、検出したアンプ出力電圧の変化量とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧とが演算されてシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力される。これにより、図３（ｃ）、（ｄ）に示すような電流Ｉ（Ｚ１）、電流Ｉ（ＦＢ）が誤差信号としてコントローラ１１にフィードバックされる。コントローラ１１は、図５（ｅ）に示すように、誤差信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御して平滑コンデンサＣ２へ供給される電力量を増加させる。従って、平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量が増加しても、消費量の増加分が平滑コンデンサＣ２へ供給される電力量の増加として素早く反映されることになり、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２がほとんど変化することがない。

次に、入力信号Ｖｉｎの立ち下がり時の動作について図３に示す点線矢印に基づいて説明する。入力信号Ｖｉｎが立ち下がり始めると、平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量が減少していき、入力信号Ｖｉｎに応じたスピーカＳＰを駆動するアンプ出力電圧の立ち下がり変化をダイオードＤ２のカソードとダイオードＤ３のカソードとの接続点Ｚで検出し、検出したアンプ出力電圧の変化量とＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧とが演算されてシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力される。これにより、図３（ｃ）、（ｄ）に示すような電流Ｉ（Ｚ１）、電流Ｉ（ＦＢ）が誤差信号としてフィードバック回路４で検出されてコントローラ１１にフィードバックされる。コントローラ１１は、図３（ｅ）に示すように、誤差信号に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成することで、ＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御して平滑コンデンサＣ２へ供給される電力量を減少させる。従って、平滑コンデンサＣ２に蓄積された電荷の消費量が減少しても、消費量の減少分が平滑コンデンサＣ２へ供給される電力量の減少として素早く反映されることになり、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２がほとんど変化することがない。なお、フィードバックされる誤差信号は、検出されたアンプ出力電圧の変化量と出力電圧とが演算されたものであるため、出力電圧の変動分もコントローラ１１にフィードバックされ、コントローラ１１は、フィードバックされた前記スイッチング電源の出力電圧が定格電圧よりも増加すると供給する電力量を減少させ、前記スイッチング電源の出力電圧が定格電圧よりも減少すると供給する電力量を増加させる。

このように、大きな出力を要求する入力信号Ｖｉｎがプロセッサ２１に入力された場合でも、負荷駆動回路２の消費電力の変化を素早く検出して供給する電力量を制御することができる。従って、図３（ｂ）に示すように、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２は大きく変動することなく、ほぼ一定となり安定する。平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が安定するため、後段の負荷駆動回路２の出力信号は、図５（ｆ）、（ｇ）に実線で示すように、応答性が向上、すなわち入力信号Ｖｉｎから遅れることなく、ほぼ同一タイミングの波形となり、音質を向上させることができる。

なお、本実施形態では、接続点Ｚで検出したアンプ出力電圧がコンデンサＣ８を介してシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力されるように構成されているため、アンプ出力電圧における交流の変動成分がフィードバックされることになり、アンプ出力電圧の変動、すなわち出力電力の変動に素早く対応することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧を検出するための抵抗と並列してコンデンサＣ７が設けられているため、出力電圧フィードバック制御の位相補償が行われることになり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの出力電圧を安定化させることができる。さらに、誤差信号の送信（発光ダイオードＰＣＤ）側にコンデンサＣ７を設けて位相補償を行うことで、誤差信号の受信側（受光トランジスタＰＣＴＲ）での位相補償回路を省略することも可能になる。

なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。

１・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ
２・・・負荷駆動回路
３・・・フィードバック回路（従来）
４・・・フィードバック回路（本実施形態）
１１・・・コントローラ
２１・・・プロセッサ
Ｃ１、Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８ コンデンサ
ＤＢ・・・整流回路
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３・・・ダイオード
Ｌ１、Ｌ２・・・インダクタ
ＰＣＤ・・・発光ダイオード
ＰＣＴＲ・・・受光トランジスタ
ＳＰ・・・スピーカ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８・・・抵抗
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５・・・Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ
Ｚ１・・・シャントレギュレータ

Claims (4)

1. 入力信号に基づいて負荷を駆動する負荷駆動回路に電力を供給する電力変換装置であって、
   コントローラによってスイッチング素子をオンオフすることで前記負荷駆動回路に電力を供給するスイッチング電源と、
   前記負荷を駆動する負荷駆動電圧を検出する負荷駆動電圧検出手段と、
   該負荷駆動電圧検出手段によって検出された前記負荷駆動電圧の変化量を前記コントローラにフィードバックするフィードバック手段とを具備し、
   前記コントローラは、フィードバックされた前記負荷駆動電圧の変化量に基づいて、前記負荷駆動電圧が増加すると供給する電力量を増加させ、前記負荷駆動電圧が減少すると供給する電力量を減少させることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記フィードバック手段は、前記負荷駆動電圧検出手段によって検出された前記負荷駆動電圧の変化量と前記スイッチング電源の出力電圧とを演算した誤差信号を前記コントローラにフィードバックさせ、
   前記コントローラは、フィードバックされた前記誤差信号に基づいて、前記スイッチング電源の出力電圧が増加すると供給する電力量を減少させ、前記スイッチング電源の出力電圧が減少すると供給する電力量を増加させて前記スイッチング電源の出力電圧を一定にすることを特微とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記負荷駆動電圧検出手段は、前記負荷の両端子からグランドを介して整流することで、前記負荷駆動電圧のグランドに対する絶対値信号を検出し、
   前記フィードバック手段は、前記負荷駆動電圧検出手段によって検出された前記絶対値信号を、コンデンサを介して前記スイッチング電源の出力電圧を分圧した出力電圧信号に重畳させて前記誤差信号を生成することを特微とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記負荷駆動回路は、入力信号に基づいて前記負荷であるスピーカから音声出力するオーディオアンプであることを特微とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。

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