CN101540541B - 功率变换器的psm或pwm双模调制切换方法 - Google Patents

Abstract

功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，属于电力电子技术领域，涉及应用于功率变换电路中的开关功率管的调制技术。本发明通过DSP(或CPU)在线计算功率变换器分别在PSM或PWM调制模式下的输出功效η_PSM和η_PWM，通过比较η_PSM和η_PWM的大小，得到功率变换器在不同负载下的调制模式切换点：当η_PSM≥η_PWM时，采用PSM调制模式驱动功率变换器的主功率管工作；当η_PSM＜η_PWM时，采用PWM调制模式驱动功率变换器的主功率管工作；当η_PSM和η_PWM比较结果发生变化时，功率变换器的调制模式在PSM调制模式或PWM调制模式之间切换；从而在功率变换器全程负载范围内实现最高输出功效，保证功率变换器的低功耗运行。本发明特别适用于便携产品SoC的电源管理芯片。

Description

功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法

技术领域

功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，属于电力电子技术领域，涉及应用于功率变换电路中的开关功率管的调制技术。

背景技术

在功率变换器中常采用脉冲宽度调制模式PWM(Pulse Width Modulation)和脉冲频率调制模式PFM(Pulse Frequency Modulation)。由于轻负载下，变换器采用PWM调制模式输出功效可能只有50-70％，近几年功率变换系统的新型调制模式——脉冲跨周期调制模式PSM(Pulse Skip Modulation)越来越多地应用到开关电源中，特别是中小功率的功率集成电路中。鉴于PSM在轻负载下输出功效较高，而中、重负载下PWM调制模式依然有优势，因此PSM或PWM的双模调制模式逐渐流行。现有采用了PSM或PWM双模调制模式的功率集成电路中的PSM和PWM两种调制方法中并没有一种公认的最优切换方法。通常的切换方法是通过内部检测电路检测反馈输出电压或负载电流，将反馈电压或负载电流与设定阈值相比较，判断负载是否为轻负载(如安森美的芯片NCP1200，TI的芯片TPS54160)来切换PSM或PWM调制方式。但这些方法因为所设计的比较阈值固定，没有灵活考虑切换点随输入电压的变化，通常不能达到全域范围的最高输出功效。

正常工作状态下，开关功率变换器的损耗主要包括负载相关传导损耗，频率相关开关损耗和固定损耗。目前如何保证功率变换器具有全负载范围内的高输出功效仍是研究的重点。

发明内容

本发明提供一种功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，通过DSP(或CPU)在线计算功率变换器的输出功效得到轻重负载的切换点，兼顾了PSM和PWM调制模式的优点，能够在全程负载范围内实现最高输出功效。

本发明通过分别计算出对于同一电路采用PSM及PWM不同调制模式时的输出功效，然后通过输出功效的比较来进行不同调制模式的切换，从而实现功率变换器全负载范围内的高输出功效和低功耗。而由DSP(或CPU)实现不同输入电压Vin和负载电流Io下输出功效的实时计算，然后把计算结果通过I²C(或SPI)等数据接口传送到功率变换电路的控制电路中，实现PSM/PWM双模调制高效切换，该方法特别适用于便携产品SoC的电源管理芯片。

本发明详细技术方案为：

功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，如图1所示，包括以下步骤：

步骤1：将功率变换器电路中包括电阻、电容、电感、二极管、功率三极管在内的所有器件参数离线输入DSP(或CPU)中。

步骤2：在线检测功率变换器电路的输入电压Vin和负载电流Io，经模数转换后输入DSP(或CPU)中。

步骤3：通过DSP(或CPU)在线计算功率变换器单独采用PSM调制模式的输出功效η_PSM和单独采用PWM调制模式的输出功效η_PWM；输出功效的计算公式为 $\mathrm{\η}=\frac{P_{\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{out}}+P_{\mathrm{loss}}},$ 其中，P_out功率变换器的输出功率，P_loss为功率变换器的损耗功率。

步骤4：通过DSP(或CPU)比较η_PSM和η_PWM的大小：若η_PSM≥η_PWM，采用PSM调制模式驱动功率变换器的主功率管工作；若η_PSM＜η_PWM，采用PWM调制模式驱动功率变换器的主功率管工作；当η_PSM和η_PWM比较结果发生变化时，功率变换器的调制模式在PSM调制模式或PWM调制模式之间切换。

上述方案中：

步骤2中在线检测负载电流Io时，采用负载电流采样电路CS进行采样检测；采用模数转换器ADC实现输入电压Vin和负载电流Io的模数转换；输入电压Vin和负载电流Io经模数转换后通过数字接口电路I²C(或SPI)实现。

步骤4中比较η_PSM和η_PWM的大小时：若η_PSM≥η_PWM，DSP(或CPU)输出逻辑控制信号“0”-用于控制二选一选择器MUX2选择PSM调制信号以驱动功率变换器的主功率管工作；若η_PSM＜η_PWM，DSP(或CPU)输出逻辑控制信号“1”-用于控制二选一选择器MUX2选择PWM调制信号以驱动功率变换器的主功率管工作。且，DSP(或CPU)输出的逻辑控制信号“0”或“1”通过数字接口电路I²C(或SPI)输入二选一选择器MUX2。

本发明具有以下优点：

1、在轻负载时采用PSM调制模式，中、重负载采用PWM调制模式。

轻负载或者待机状态下，导通损耗由于负载上流过电流较小而可以忽略，开关损耗成为主要的系统功耗来源。轻载时，PSM/PWM双模调制器工作在PSM模式下，PSM调制模式控制电路启动工作，通过跳过时钟周期，使功率管的开关次数减少，从而降低开关损耗，以达到提高功率变幻棋的输出功效的目的。中、重负载下则采用PWM调制模式，继续保持变换器的高输出功效。

2、PSM/PWM双模调制切换点的最优选取。

通过直接计算功率变换器的输出功效，比较PSM、PWM两种调制模式输出功效的高低，将两者输出功效相等的点作为PSM/PWM调制切换点，实现了功率变换器全程负载范围最高的输出功效利用，从而达到低功耗的目的。

本方法特别适合于便携产品的电源管理芯片，电源管理芯片通过I²C(或SPI)等接口接收SoC中DSP(或CPU)的调压指令，同时也可以通过I²C(或SPI)等接口把PSM/PWM的切换指令传递到电源管理芯片中。

附图说明

图1为本发明提供的功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法流程示意图。

图2为本发明提供的功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法的一种具体实施方式示意图。其中，Vin为输入电压，Vout为输出电压，C为电容，D为二极管，L为储能电感，R1、R2为输出电压分压电阻，PowerMOS为功率MOS管，PSM为PSM调制模式控制电路PWM为PWM调制模式控制电路，Driver为功率MOS管驱动器，ADC为模数转换器，MUX2为二选一信号选择器，LOAD为负载，CS为负载电流采样电路，DSP(CPU)为数字信号处理器(微处理器)，I²C/SPI为数字接口电路。

图3为图2所示具体实施方式下，输入电压Vin分别为1.5V、1.8V和2.0V时单独采用PSM调制模式的功率变换器输出功效图。

图4为图2所示具体实施方式下，输入电压Vin分别为1.5V、1.8V和2.0V时单独采用PWM调制模式的功率变换器输出功效图。

图5为图2所示具体实施方式下，输入电压Vin分别为1.5V、1.8V和2.0V时，采用PSM或PWM双模调制切换方法后功率变换器输出功效图，其中a、b、c为切换点。

具体实施方式

如图2所示，以Boost功率变换器为例，具体说明本发明提供的PSM/PWM双模调制切换方法。图2中：Vin为输入电压，Vout为输出电压，C为电容，D为二极管，L为储能电感，R1、R2为输出电压分压电阻，PowerMOS为功率MOS管，PSM为PSM调制模式控制电路，PWM为PWM调制模式控制电路，Driver为功率MOS管驱动器，ADC为模数转换器，MUX2为二选一信号选择器，LOAD为负载，CS为负载电流采样电路，DSP(CPU)为数字信号处理器(微处理器)，I²C/SPI为数字接口电路。

本实例中，首先将功率变换器的电感L、电容C、功率MOS管、二极管D的器件参数离线送入DSP(或CPU)中。然后，变换器在线检测输入电压Vin和负载电流Io(负载电流Io由负载电流采样电路CS检测)。输入电压Vin和负载电流Io通过模数转换器ADC转化为数字信号，再通过I²C/SPI接口传送到DSP(或CPU)，DSP(或CPU)则根据送入的输入电压Vin和负载电流Io按下列公式(1)、(2)在线计算单独采用PWM和PSM调制模式的功率变换器的输出功效，然后将η_PSM和η_PWM两个输出功效进行比较，η_PSM≥η_PWM，输出逻辑控制信号“0”，η_PSM＜η_PWM，输出逻辑控制信号“1”，该DSP(或CPU)的输出结果通过I²C/SPI接口传回到功率变换器的控制电路中，二选一信号选择器MUX2在得到“0”信号时，选择PSM调制模式控制器工作，此时，变换器所带负载为轻负载；MUX2在得到“1”信号时，选择PWM调制模式控制器工作，此时，变换器所带负载为中、重负载。由此实现PSM/PWM双模调制的最优切换。

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{PWM}}=\frac{P_{\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{out}}+P_{\mathrm{loss}}}=\frac{1}{1+\frac{2}{3}\frac{{\mathrm{TD}}_1{R}_L}{L}+\frac{R_D{B}^3{I}_o^2}{3k_2{\mathrm{TV}}_{\mathrm{out}}}+\frac{V_D{B}^2{I}_o}{2k_2{\mathrm{TV}}_{\mathrm{out}}}+\frac{R_M{B}^3{I}_o^2}{3k_1{\mathrm{TV}}_{\mathrm{out}}}+\frac{(Q_g{V}_g/T+I_{\mathrm{pk}}{V}_{\mathrm{pk}}/2+V_{\mathrm{out}}{I}_{\mathrm{IC}})}{V_{\mathrm{out}}{I}_o}}---\left(1\right)$

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{PSM}}=\frac{1}{1+\frac{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\ΔE}}_{\mathrm{loss}}}{\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}\frac{T}{\mathrm{RC}}(E_{C,(i+1)T}+E_{C,\mathrm{iT}})}}---\left(2\right)$

(1)式中，R_M，R_L、R_D分别为功率管、电感和二极管的串联等效电阻，二极管的正向导通压降为V_D。T为功率变换器的开关周期，开关导通占空比D₁＝t_on/T，I_pk，V_pk，t_r分别是功率管开关时承受的最大电流、最大电压以及漏源极电压从导通状态到关断状态的转换时间；Q_g是功率管门极电压达到一定的电平值V_g时总的门极电荷，k₁＝V_in/L， k₂＝(V_o+V_D-V_in)/L，分别表示电感电流上升和下降斜率的绝对值，I_IC为PSM/PWM控制芯片的工作电流。

(2)式中，功率变换器负载电容每周期末的能量为：  $E_{C,(i+1)T}=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{KE}}_{C,\mathrm{iT}}+A({\mathrm{\&Delta;E}}_{\mathrm{in}}-{\mathrm{\&Delta;E}}_{\mathrm{loss}}),& E_{C,\mathrm{iT}}<E_{C,\mathrm{cri}}\\ {\mathrm{KE}}_{C,\mathrm{iT}}-A{\mathrm{\&Delta;E}}_{\mathrm{IC}},& E_{C,\mathrm{iT}}>E_{C,\mathrm{cri}}\end{array}\right.,$ 而一个周期内变换器的能量损耗为

${\mathrm{\&Delta;E}}_{\mathrm{loss}}=\left\{\begin{array}{c}\frac{R_L}{3}{I_P}^3(\frac{1}{k_1}+\frac{1}{k_2})+\frac{R_M{I_P}^3}{{3k}_1}+\frac{I_{\mathrm{pk}}{V}_{\mathrm{pk}}{t}_r}{2}+Q_g{V}_g+{I_P}^3\frac{R_D}{{3k}_2}+{I_P}^2\frac{V_D}{{2k}_2}+\frac{V_{\mathrm{ref}}{V}_{o}T}{R}\\ \begin{array}{cc}& ,E_{C,(i+1)T}<E_{C,\mathrm{cri}}\\ \frac{V_{\mathrm{ref}}{V}_{o}T}{R}& ,E_{C,(i+1)T}>E_{C,\mathrm{cri}}\end{array}\end{array}\right.,$

其中E_C，cri＝C·V_ref ²/2，， $K=\frac{1-\mathrm{\&theta;}}{1+\mathrm{\&theta;}},$ $A=\frac{1}{1+\mathrm{\&theta;}},$ $\mathrm{\&theta;}=\frac{T}{\mathrm{RC}},$ ${\mathrm{\&Delta;E}}_{\mathrm{in}}={\&Integral;}_0^T{V}_{\mathrm{in}}\&CenterDot;i_{\mathrm{in}}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{V_{\mathrm{in}}^2{T}^2}{2L}\frac{V_{\mathrm{ref}}+V_D}{V_{\mathrm{ref}}+V_D-V_{\mathrm{in}}}{D}_1^2$

上述技术方案中：

DSP通过I²C(或SPI)等接口接收功率变换器输入电压的数字信号后，根据功率变换电路的电感、电容、二极管、功率MOSFET开关管的参数大小以及输入电压、负载电流值可以计算出PWM调制模式下的功率变换器的输出功效和PSM调制模式下的输出功效。通过比较判断，得到最高输出功效的优值切换点，再把该计算结果通过I²C(或SPI)等接口传送到功率变换电路的控制电路中。在轻负载下，PSM功率变换器的输出功效高于PWM功率变换器，MUX2接收到逻辑控制“0”信号，PSM调制模式控制器工作；在中重负载下，PWM功率变换器的输出功效高于PSM功率变换器，MUX2接收到逻辑控制“1”信号，PWM调制模式控制器工作，从而实现全程负载范围内都具有较高的输出功效。

本发明中所用的电阻、二极管、DSP、ADC、功率MOS管、PSM调制模式控制器、PWM调制模式控制器、MUX2、功率MOS驱动器可以集成在同一个芯片中。

本发明中的切换法适用于所有开关电源，包括隔离式、非隔离式、Boost、Buck、Buck-Boost、Flyback、Forward、Cuk等电路，以及各种不同控制方法，包括但不局限于电压模式控制和电流模式控制。

本发明具体实施方式中的二极管可用功率MOS代替，以实现同步整流功率变换器。

Claims (4)

1.功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，包括以下步骤：

步骤1：将功率变换器电路中包括电阻、电容、电感、二极管、功率三极管在内的所有器件参数离线输入DSP或CPU中；

步骤2：在线检测功率变换器电路的输入电压Vin和负载电流Io，经模数转换后输入DSP或CPU中；

步骤3：通过DSP或CPU在线计算功率变换器单独采用PSM调制模式的输出功效η_PSM和单独采用PWM调制模式的输出功效η_PWM；输出功效的计算公式为其中，P_out为功率变换器的输出功率，P_loss为功率变换器的损耗功率；

步骤4：通过DSP或CPU比较η_PSM和η_PWM的大小：若η_PSM≥η_PWM，采用PSM调制模式驱动功率变换器的主功率管工作；若η_PSM＜η_PWM，采用PWM调制模式驱动功率变换器的主功率管工作；当η_PSM和η_PWM比较结果发生变化时，功率变换器的调制模式在PSM调制模式或PWM调制模式之间切换。

2.根据权利要求1所述的功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，其特征在于，步骤2中在线检测负载电流Io时，采用负载电流采样电路CS进行采样检测；采用模数转换器ADC实现输入电压Vin和负载电流Io的模数转换；输入电压Vin和负载电流Io经模数转换后通过数字接口电路I²C或SPI输入DSP或CPU中。

3.根据权利要求1所述的功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，其特征在于，步骤4中比较η_PSM和η_PWM的大小时：若η_PSM≥η_PWM，DSP或CPU输出逻辑控制信号“0”-用于控制二选一选择器MUX2选择PSM调制信号以驱动功率变换器的主功率管工作；若η_PSM＜η_PWM，DSP或CPU输出逻辑控制信号“1”-用于控制二选一选择器MUX2选择PWM调制信号以驱动功率变换器的主功率管工作。

4.根据权利要求3所述的功率变换器的PSM或PWM双模调制切换方法，其特征在于，DSP或CPU输出的逻辑控制信号“0”或“1”通过数字接口电路I²C或SPI输入二选一选择器MUX2。

Images