JP6239361B2 - 電源装置及び溶接用電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ回路とトランスとを備えてなる電源装置、及び溶接用電源装置に関する。

インバータ回路及びトランスを備える電源装置としては、例えば特許文献１に開示の溶接用電源装置がある。この電源装置は、トランスの一次側においてインバータ回路のスイッチング動作により高周波交流電圧を生成し、トランスの二次側にてその高周波交流電圧に基づいて溶接用の出力電力を生成するものである。

特開２００９−１７６５６号公報

ところで、インバータ回路への電圧供給を一対のコンデンサを用いて行う特許文献１等に開示の電源装置では、各コンデンサの充電電圧がインバータ回路に交互に供給されるように動作する。そして、一方のコンデンサの充電電圧に基づいて高周波交流電圧の正側が生成され、もう一方のコンデンサの充電電圧に基づいて高周波交流電圧の負側が生成されるようになっている。

しかしながら、一対のコンデンサの充電電圧の違い等に起因して、トランスに供給される高周波交流電圧の一方の極性側に偏りが生じることがあり、このことはトランスの偏磁発生要因の一つである。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、トランスの偏磁抑制を図ることができる電源装置及び溶接用電源装置を提供することにある。

上記課題を解決する電源装置は、トランスの一次側に設けられ、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の動作により直流電圧から高周波交流電圧を生成するインバータ回路と、前記インバータ回路の前段に設けられ、前記高周波交流電圧の正側及び負側電圧の生成に用いる第１及び第２コンデンサの各充電電圧を交互に前記インバータ回路に印加するように動作する補助回路と、前記トランスの二次側にて所望出力電力を生じさせるように前記インバータ回路及び前記補助回路の動作を制御する制御回路とを備えた電源装置であって、前記トランスに印加される高周波交流電圧の正側及び負側電圧を直接又は間接的に検出する電圧検出器を備え、前記制御回路は、前記トランスに印加する高周波交流電圧の正側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組と、前記高周波交流電圧の負側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組との各オン時間が同じに設定された状態において、前記電圧検出器にて取得した検出電圧に基づく前記トランスに印加する高周波交流電圧の正側電圧とその印加時間との積と、前記電圧検出器にて取得した検出電圧に基づく前記トランスに印加する高周波交流電圧の負側電圧とその印加時間との積との比較により前記トランスに印加する高周波交流電圧の各極性の不平衡を検出しこの不平衡から偏磁状態を検出して、偏磁が許容範囲よりも増大したと判定した場合には、前記高周波交流電圧の正側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組と、前記高周波交流電圧の負側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組とのうち一方側のスイッチング素子の組のみのオン時間を前記同じに設定された状態のときのオン時間から調整することで他方側のスイッチング素子の組とオン時間を相違させ、前記トランスに対して高周波交流電圧の各極性で同等の印加状態とする偏磁補正処理を行う。

この構成によれば、先ずトランスに印加される高周波交流電圧の正側及び負側電圧が検出され、この検出電圧に基づく高周波交流電圧の正側電圧とその印加時間との積と、検出電圧に基づく高周波交流電圧の負側電圧とその印加時間との積との比較によりトランスに印加する高周波交流電圧の各極性の不平衡、即ち偏磁状態が検出される。そして、トランスの偏磁が許容範囲よりも増大したと判定した場合、トランスに印加する高周波交流電圧の正側電圧を生成するインバータ回路のスイッチング素子の組と、高周波交流電圧の負側電圧を生成するインバータ回路のスイッチング素子の組とのうち一方側のスイッチング素子の組のみのオン時間を上記同じに設定された状態のときのオン時間から調整することで他方側のスイッチング素子の組とオン時間を相違させて、トランスに対して高周波交流電圧の各極性で同等の印加状態となるような各オン時間の設定が行われる。このような偏磁補正処理が行われることでトランスに対する印加電圧の各極性が同等で平衡状態となり、トランスの偏磁が抑制される。

また上記の検出電圧に基づく高周波交流電圧の正側電圧とその印加時間との積と、検出電圧に基づく高周波交流電圧の負側電圧とその印加時間との積との比較により、高周波交流電圧の各極性の不平衡が検出される。つまり、トランスへの印加電圧の各極性の不平衡を検出するのに重要な先の２つのパラメータを用いることで、トランスの偏磁状態の検出をより精度良く行うことが可能となる。

また上記の電源装置において、前記電圧検出器は、前記トランスに三次コイルとして設置した検出コイルの端子電圧から前記トランスに印加する高周波交流電圧の検出を行うように構成することが好ましい。

この構成によれば、トランスに三次コイルとして検出コイルが設置され、その検出コイルの端子電圧からトランスに印加する高周波交流電圧の検出が行われるため、トランスへの印加電圧の検出が簡易な構成にて実現可能である。

また上記の電源装置において、前記電圧検出器は、前記トランスに印加する高周波交流電圧の生成の元となる前記第１及び第２コンデンサの各充電電圧の検出を行うように構成することが好ましい。

この構成によれば、トランスに印加する高周波交流電圧の生成の元となる第１及び第２コンデンサの各充電電圧の検出が行われるため、特にこの第１及び第２コンデンサの各充電電圧に起因するトランスへの印加電圧の各極性の不平衡を適切に検出できる。

また上記課題を解決する溶接用電源装置は、上記の電源装置を用い、溶接用の出力電力を生成するように構成される。
この構成によれば、溶接用の出力電力を生成する溶接用電源装置でのトランスの偏磁抑制が可能となる。

本発明の電源装置及び溶接用電源装置によれば、トランスの偏磁抑制を図ることができる。

一実施形態におけるアーク溶接機の溶接用電源装置を示す回路図である。 電源装置におけるトランス前後を示す回路図である。 電源装置の動作を示す波形図である。

以下、電源装置（溶接用電源装置）の一実施形態について説明する。
図１に示すように、アーク溶接機１０は、これに用いる溶接用電源装置１１のプラス側の出力端子ｏ１に溶接トーチＴＨの電極ＷＥを接続し、マイナス側の出力端子ｏ２に溶接対象（母材）Ｍを接続して、電源装置１１にて生成した直流出力電力に基づいて電極ＷＥの先端にてアークを生じさせ、溶接対象Ｍのアーク溶接を行うものである。また、このアーク溶接機１０は消耗電極式であり、電極ＷＥとして用いるワイヤをアークによる消耗に応じて送給する送給装置ＷＦを用いる。

電源装置１１は、入力変換回路１２、補助回路１３、インバータ回路１４、トランスＩＮＴ、及び出力変換回路１５を備え、入力される商用交流電力からアーク溶接に適した直流出力電力を生成する。

入力変換回路１２は、ダイオードブリッジ回路よりなる一次側整流回路ＤＲ１にて構成され、三相の商用交流電力を直流電力に変換する。直流入力電力は、後段の補助回路１３及びインバータ回路１４に供給される。

先にインバータ回路１４について、インバータ回路１４は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子よりなる第１〜第４スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のフルブリッジ回路にて構成されている。因みに、第１上アームに第１スイッチング素子ＴＲ１が、第１下アームに第２スイッチング素子ＴＲ２が、第２上アームに第３スイッチング素子ＴＲ３が、第２下アームに第４スイッチング素子ＴＲ４がそれぞれ配置されてなる。各スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４には、それぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆接続されている。第１及び第２スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２間のインバータ回路１４の出力端子と、第３及び第４スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４間の出力端子は、トランスＩＮＴの一次側コイルＬ１（漏れインダクタンスＬａを含む）と接続される。

そして、インバータ回路１４は、第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４が組となり、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３が組となって、各組が交互にスイッチング動作することで、入力変換回路１２（一次側整流回路ＤＲ１）及び補助回路１３を介して入力される直流電力を高周波交流電力に変換し、トランスＩＮＴの一次側コイルＬ１に供給する。これらスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のスイッチング動作は、制御回路２０から入力される制御パルス信号に基づいて行われる。

次に補助回路１３について、補助回路１３は、一次側整流回路ＤＲ１とインバータ回路１４との間に設けられている。一次側整流回路ＤＲ１から先ず、第１及び第２平滑コンデンサＣ１，Ｃ２が電源線間に直列接続されている。その後段の各電源線上に第５及び第８スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８がそれぞれ接続され、その後段の電源線間に第６及び第７スイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７が直列接続されている。これら第５〜第８スイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子よりなり、各スイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８には、それぞれダイオードＤ５〜Ｄ８が逆接続されている。第１及び第２平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間の接続点と第６及び第７スイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７間の接続点とは互いに接続されている。第６及び第７スイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７の後段の電源線間には補助コンデンサＣ３が接続され、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と並列接続されている。

そして、補助回路１３は、インバータ回路１４の第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４に対して第５スイッチング素子ＴＲ５が組となり、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３に対して第８スイッチング素子ＴＲ８が組となって、スイッチング動作を行う。

即ち、第１及び第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオンと同期して第５スイッチング素子ＴＲ５がオンすることで、ダイオードＤ７を含む経路にて第１平滑コンデンサＣ１の充電電圧がトランスＩＮＴの一次側コイルＬ１に印加される。つまりこれにより、トランスＩＮＴに印加される高周波交流電圧の正側が生成される。また、第２及び第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３のオンと同期して第８スイッチング素子ＴＲ８がオンすることで、ダイオードＤ６を含む経路にて第２平滑コンデンサＣ２の充電電圧がトランスＩＮＴの一次側コイルＬ１に印加される。つまりこれにより、トランスＩＮＴに印加される高周波交流電圧の負側が生成される。こうして、一次側整流回路ＤＲ１の出力電圧の半電圧である各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧が交互にトランスＩＮＴに印加され、高周波交流電圧の生成がなされている。

また、第５及び第８スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８は、組をなす第１〜第４スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４と同時にオンし、オフ時は同組のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立ってオフする（この場合、ゼロ電圧オフ）。その後、補助コンデンサＣ３の充電電力の消費を待ってからスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４がゼロ電圧にてオフされるソフトスイッチング制御が行われる。このソフトスイッチング制御により、スイッチング損失の低減が図られている。

また、第６及び第７スイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７は、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフ後に生じる還流電流による補助コンデンサＣ３の充電経路を形成するためのスイッチング動作を行う。この場合、アークスタート制御時とそれ以降の通常アーク制御時とでそのスイッチング制御を異ならせ、補助コンデンサＣ３の充電態様を異ならせている（後述）。そして、これらスイッチング素子ＴＲ５〜ＴＲ８のスイッチング動作は、制御回路２０から入力される制御パルス信号に基づいて行われる。

トランスＩＮＴの二次側では、インバータ回路１４にて生成された高周波交流電力が所定電圧に変換され、二次側コイルＬ２から出力される。二次側コイルＬ２には、出力変換回路１５が接続される。

出力変換回路１５は、二次側整流回路ＤＲ２、直流リアクトルＤＣＬ、平滑コンデンサＣ４、及び抵抗Ｒ１を備えている。二次側整流回路ＤＲ２は、一対のダイオードを用いた全波整流回路よりなり、各ダイオードのアノードが二次側コイルＬ２の両側端子にそれぞれ接続され、各ダイオードのカソードは共に直流リアクトルＤＣＬの一端に接続されている。直流リアクトルＤＣＬの他端は、電源装置１１のプラス側の出力端子ｏ１に接続されている。電源装置１１のマイナス側の出力端子ｏ２は、二次側コイルＬ２の中間端子と接続されている。直流リアクトルＤＣＬの後段の電源線間には、平滑コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１とがそれぞれ接続されている。このような出力変換回路１５は、トランスＩＮＴの二次側コイルＬ２からの高周波交流電力をアーク溶接用の直流出力電力に変換し、出力端子ｏ１，ｏ２から出力する。

電源装置１１には、ＣＰＵ等を含む制御回路２０が備えられている。制御回路２０は、電源装置１１内部の出力側電源線上に設置した図示略の電流検出器及び電圧検出器からの出力信号に基づいて出力電流Ｉｏや出力電圧Ｖｏを検出し、この出力電流Ｉｏや出力電圧Ｖｏ等を含む各種パラメータに基づいてその時々で適切な出力を行うための内部演算を行っている。制御回路２０は、先ずインバータ回路１４のスイッチング制御としてＰＷＭ制御を実施しており、その時々でスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオンデューティが適切となるような制御パルス信号のオンパルス幅の設定（算出）を行っている。

また、制御回路２０は、補助回路１３に対して、インバータ回路１４（スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４）の制御パルス信号のオンパルス幅の設定に連動して、第５及び第８スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８の制御パルス信号のオンパルス幅の設定と、第６及び第７スイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７の制御パルス信号のオンパルス幅の設定とを行う。

先ず第５及び第８スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８について、制御回路２０は、組をなす第１〜第４スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４と同時にオンし、オフ時は同組のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフに先立ってオフする制御パルス信号を設定する。即ち、制御回路２０は、スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８及びダイオードＤ６，Ｄ７を用いた平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の各充電電圧のインバータ回路１４への交互の供給と共に、スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ８によるスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のソフトスイッチング制御を行う。

また、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４のオフ後には、トランスＩＮＴの一次側コイルＬ１の漏れインダクタンスＬａによる還流電流が生じ、この還流電流による補助コンデンサＣ３の充電がなされる。この補助コンデンサＣ３の充電動作において、制御回路２０は、アークスタート制御時と通常アーク制御時とでその充電態様を異ならせている。

具体的にアークスタート制御には、第６，第７スイッチング素子ＴＲ６，ＴＲ７をオフに固定し、先の還流電流を補助コンデンサＣ３の充電に充てて補助コンデンサＣ３の充電電圧を高くする制御が行われる。つまり、アークスタート時のスタート性向上が図られている。その後の通常アーク制御時においては、第１，第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオフ時に第７スイッチング素子ＴＲ７をオン、第２，第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３のオフ時に第６スイッチング素子ＴＲ６をオンさせて、先の還流電流を補助コンデンサＣ３の充電に充てつつその余剰分を平滑コンデンサＣ１，Ｃ２側に回生する制御が行われる。つまり、通常アーク時には、補助コンデンサＣ３の過充電防止が図られている。

また、本実施形態の制御回路２０は、「通常動作モード」と、トランスＩＮＴの偏磁が増大した際にそれを抑制する「偏磁補正モード」とを実施可能に構成されている。これを実施するために本実施形態では図２に示すように、トランスＩＮＴに三次コイルとして検出コイルＬ３が設置され、また検出コイルＬ３の端子電圧を検出する電圧検出器２１が設置されている。そして、制御回路２０に備えられるモード切替部２０ａは、電圧検出器２１の検出電圧からトランスＩＮＴの一次側コイルＬ１に印加される高周波交流電圧の検出を行い、その検出結果に基づいて「通常動作モード」「偏磁補正モード」の切り替えを実施する。

「通常動作モード」
通常動作モードでは、第１，第４スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４の組をＡ相の組、第２，第３スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３の組をＢ相の組とすると、スイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ４を動作させる制御パルス信号のオンパルス幅の設定の際には、Ａ相の組のオンパルスとその直後のＢ相の組のオンパルスとが対とされ、一対単位でそのオンパルス幅が変更される。換言すると、対をなすＡ相・Ｂ相のオンパルス同士のパルス幅は同幅に設定される。制御パルス信号のこの一対単位でのオンパルス幅（デューティ）の調整により、電源装置１１にて所望の出力電力が生成されるようになっている。

ここで、Ａ相の制御パルス信号にて動作するスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４はトランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の正側を生成し、Ｂ相の制御パルス信号にて動作するスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３はトランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の負側を生成することから、対のＡ相・Ｂ相のオンパルス幅を同じとすればトランスＩＮＴにおいて偏磁は生じ難い。しかしながらこのことは、高周波交流電圧の正側を生成すべく第１平滑コンデンサＣ１の充電電圧に基づくトランスＩＮＴへの正側の印加電圧と、高周波交流電圧の負側を生成すべく第２平滑コンデンサＣ２の充電電圧に基づくトランスＩＮＴへの負側の印加電圧とが等しくバランスしているのが前提である。

そのため、第１，第２平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電圧が大きく異なっていたり、例えば起動時の補助コンデンサＣ３の予備充電用としてスイッチング素子ＴＲ８に対して抵抗（図示略）を並列に接続したり、サージ電圧抑制用として平滑コンデンサＣ１，Ｃ２間と補助コンデンサＣ３のマイナス側端子とを抵抗（図示略）で繋いだりして構成した場合に、対のＡ相・Ｂ相のオンパルス幅を同じとしていても、トランスＩＮＴへの印加電圧の大きさが正側と負側とでアンバランスとなってしまう。つまり、トランスＩＮＴの偏磁が増大する状況となる。

これを踏まえ、本実施形態の制御回路２０のモード切替部２０ａは、電圧検出器２１の端子電圧から得られるトランスＩＮＴへの印加電圧の検出に基づき、図３に示す対のＡ相・Ｂ相のオンパルス毎に生じた高周波交流電圧の正側電圧Ｖａ及び負側電圧Ｖｂとその印加時間ｔａ，ｔｂとを取得し、各電圧Ｖａ，Ｖｂと時間ｔａ，ｔｂとの積Ｘａ，Ｘｂを算出する。印加時間ｔａ，ｔｂは、都度のＡ相・Ｂ相のオンパルス幅の設定等から取得可能である。次いで、Ａ相側で得た電圧Ｖａと時間ｔａとの積Ｘａを基準値とし、直後のＢ相側で得た電圧Ｖｂと時間ｔｂとの積Ｘｂを比較値として、基準値（積Ｘａ）と比較値（積Ｘｂ）との差Ｘｃを算出する。

そして、算出した差Ｘｃと閾値ｔｈ１，ｔｈ２との絶対値の比較を行い、差Ｘｃが閾値ｔｈ１，ｔｈ２以下であるとトランスＩＮＴの偏磁が許容範囲内として、モード切替部２０ａは対のＡ相・Ｂ相のオンパルス幅を同幅とするこの通常動作モードを維持する。これに対し、差Ｘｃが閾値ｔｈ１，ｔｈ２より大きくなるとトランスＩＮＴの偏磁が増大したとして、モード切替部２０ａは偏磁補正モードに切り替える。

「偏磁補正モード」
偏磁補正モードでは、対のＡ相・Ｂ相のオンパルス幅を同幅に設定するのを止め、本実施形態では例えばＡ相のオンパルス幅の調整が行われる。

具体的には図３に示すように、Ａ相側の基準値（積Ｘａ）とＢ相側の比較値（積Ｘｂ）との差Ｘｃが閾値ｔｈ１より大、即ち積Ｘａ側が大きくなると、トランスＩＮＴの高周波交流電圧が正側に偏る傾向にあるとして、次のＡ相の制御パルス信号のオンパルス幅が短く設定される。この場合、差Ｘｃが略ゼロとなるようにＡ相のオンパルス幅が短くされる。尚、制御パルス信号のオンパルス幅（ディーティ）の調整には限度があるため、次のオンパルス幅のみで調整できない場合、調整できる最大限で調整され、複数のオンパルスに跨った調整が行われる。そして、このようにトランスＩＮＴの高周波交流電圧が正側に偏る傾向にある状態でＡ相の制御パルス信号のオンパルス幅が短くされることで、Ａ相側のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオン時間がＢ相側よりも短くなり、トランスＩＮＴに印加される高周波交流電圧の正側平均電圧が下げられる。

また、Ａ相側の基準値（積Ｘａ）とＢ相側の比較値（積Ｘｂ）との差Ｘｃが閾値ｔｈ２より大、即ち積Ｘｂ側が大きくなると、トランスＩＮＴの高周波交流電圧が負側に偏る傾向にあるとして、次のＡ相の制御パルス信号のオンパルス幅が長く設定される。この場合も、差Ｘｃが略ゼロとなるようにＡ相のオンパルス幅が長くされるが、次のオンパルス幅のみで調整できない場合は、上記と同様に複数のオンパルスに跨った調整となる。そして、このようにトランスＩＮＴの高周波交流電圧が負側に偏る傾向にある状態でＡ相の制御パルス信号のオンパルス幅が長くされることで、Ａ相側のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４のオン時間がＢ相側よりも長くなり、トランスＩＮＴに印加される高周波交流電圧の正側平均電圧が上げられる。

つまり、このようにトランスＩＮＴに印加される高周波交流電圧の各極性の平均電圧が同等となるように調整されて偏磁の抑制がなされ、偏磁が十分に抑えられた状況（差Ｘｃが閾値ｔｈ１，ｔｈ２以下）になると、モード切替部２０ａは制御回路２０の処理モードを再び「通常動作モード」に切り替える動作する。

次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）本実施形態では、トランスＩＮＴに印加される高周波交流電圧の正側及び負側電圧Ｖａ，Ｖｂとその印加時間ｔａ，ｔｂとが検出され、正側及び負側の積Ｘａ，Ｘｂを互いに比較することでトランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の各極性の不平衡、即ち偏磁状態が検出される。そして、積Ｘａ，Ｘｂの差Ｘｃと閾値ｔｈ１，ｔｈ２との比較によりトランスＩＮＴの偏磁が許容範囲よりも増大したと判定した場合、トランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の正側電圧Ｖａを生成するインバータ回路１４のスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４の組のオン時間（オンパルス幅）を、負側電圧Ｖｂを生成するスイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３の組のオン時間に対して相違させ、トランスＩＮＴに対して高周波交流電圧の各極性で同等の印加状態となるようなオン時間の設定がなされる。このような偏磁補正処理が行われることでトランスＩＮＴに対する印加電圧の各極性が同等で平衡状態となり、トランスＩＮＴの偏磁を抑制することができる。

（２）トランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の正側及び負側電圧Ｖａ，Ｖｂとその印加時間ｔａ，ｔｂとに基づいて、高周波交流電圧の各極性の不平衡が検出される。つまり、トランスＩＮＴへの印加電圧の各極性の不平衡を検出するのに重要な先の２つのパラメータを用いることで、トランスＩＮＴの偏磁状態の検出をより精度良く行うことができる。

（３）トランスＩＮＴに三次コイルとして検出コイルＬ３が設置され、その検出コイルＬ３の端子電圧からトランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の検出が行われる。そのため、トランスＩＮＴへの印加電圧の検出を簡易な構成にて実現することができる。また、トランスＩＮＴに印加する電圧を直接的に検出することから、トランスＩＮＴまでの電路上の電圧変動要素も含めての検出が可能である。

尚、上記実施形態は、以下のように変更してもよい。
・トランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の各極性の不平衡を検出するのに、トランスＩＮＴに三次コイルとしての検出コイルＬ３と電圧検出器２１とを設置して行ったが、これ以外の検出手法を用いてトランスＩＮＴへの印加電圧を直接又は間接的に検出してもよい。

例えば図２に示すように、トランスＩＮＴに印加する高周波交流電圧の生成の元となる第１及び第２平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の各充電電圧をそれぞれ検出する電圧検出器２１ａ，２１ｂを設置して先の検出を行ってもよい。このようにすれば、特にこの第１及び第２平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の各充電電圧に起因するトランスＩＮＴへの印加電圧の各極性の不平衡を適切に検出することができる。

・偏磁補正を行う際に、Ａ相側の制御パルス信号のオンパルス幅を調整しているが、Ｂ相側のオンパルス幅を調整してもよく、またＡ相とＢ相の両者のオンパルス幅を調整するようにしてもよい。つまり、Ａ相・Ｂ相のオンパルス幅（オン時間）を相対的に調整すればよい。

・インバータ回路１４はフルブリッジ回路以外の構成であってもよく、例えばハーフブリッジ回路であってもよい。
・アーク溶接用の電源装置１１に適用したが、他の溶接用の電源装置や溶接以外の電源装置に適用してもよい。

次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。
（イ）トランスの一次側に設けられ、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の動作により直流電圧から高周波交流電圧を生成するインバータ回路と、前記インバータ回路の前段に設けられ、前記高周波交流電圧の正側及び負側電圧の生成に用いる第１及び第２コンデンサの各充電電圧を交互に前記インバータ回路に印加するように動作する補助回路とを備える電源装置に対し、前記トランスの二次側にて所望出力電力を生じさせるように前記インバータ回路及び前記補助回路の動作を制御する電源装置の制御装置であって、
前記トランスに印加される高周波交流電圧の正側及び負側電圧を直接又は間接的に検出すると共に、
その検出電圧を少なくとも用いて前記トランスに印加する高周波交流電圧の各極性の不平衡を検出しこの不平衡から偏磁状態を検出して、偏磁が許容範囲よりも増大したと判定した場合には、前記高周波交流電圧の正側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組と、前記高周波交流電圧の負側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組との各オン時間を相対的に相違させ、前記トランスに対して高周波交流電圧の各極性で同等の印加状態とする偏磁補正処理を行うようにしたことを特徴とする電源装置の制御装置。

１１ 電源装置
１３ 補助回路
１４ インバータ回路
２０ 制御回路
２１，２１ａ，２１ｂ 電圧検出器
Ｃ１ 第１平滑コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｃ２ 第２平滑コンデンサ（第２コンデンサ）
ＩＮＴ トランス
Ｌ３ 検出コイル
ＴＲ１〜ＴＲ４ スイッチング素子
ｔａ，ｔｂ 印加時間
Ｖａ 正側電圧
Ｖｂ 負側電圧

Claims (4)

1. トランスの一次側に設けられ、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子の動作により直流電圧から高周波交流電圧を生成するインバータ回路と、
   前記インバータ回路の前段に設けられ、前記高周波交流電圧の正側及び負側電圧の生成に用いる第１及び第２コンデンサの各充電電圧を交互に前記インバータ回路に印加するように動作する補助回路と、
   前記トランスの二次側にて所望出力電力を生じさせるように前記インバータ回路及び前記補助回路の動作を制御する制御回路と
   を備えた電源装置であって、
   前記トランスに印加される高周波交流電圧の正側及び負側電圧を直接又は間接的に検出する電圧検出器を備え、
   前記制御回路は、前記トランスに印加する高周波交流電圧の正側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組と、前記高周波交流電圧の負側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組との各オン時間が同じに設定された状態において、前記電圧検出器にて取得した検出電圧に基づく前記トランスに印加する高周波交流電圧の正側電圧とその印加時間との積と、前記電圧検出器にて取得した検出電圧に基づく前記トランスに印加する高周波交流電圧の負側電圧とその印加時間との積との比較により前記トランスに印加する高周波交流電圧の各極性の不平衡を検出しこの不平衡から偏磁状態を検出して、偏磁が許容範囲よりも増大したと判定した場合には、前記高周波交流電圧の正側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組と、前記高周波交流電圧の負側電圧を生成する前記インバータ回路のスイッチング素子の組とのうち一方側のスイッチング素子の組のみのオン時間を前記同じに設定された状態のときのオン時間から調整することで他方側のスイッチング素子の組とオン時間を相違させ、前記トランスに対して高周波交流電圧の各極性で同等の印加状態とする偏磁補正処理を行うようにしたことを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記電圧検出器は、前記トランスに三次コイルとして設置した検出コイルの端子電圧から前記トランスに印加する高周波交流電圧の検出を行うように構成されたことを特徴とする電源装置。
3. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記電圧検出器は、前記トランスに印加する高周波交流電圧の生成の元となる前記第１及び第２コンデンサの各充電電圧の検出を行うように構成されたことを特徴とする電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置を用い、溶接用の出力電力を生成するように構成されたことを特徴とする溶接用電源装置。