JP2007143352A - インバータの電源電圧検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータのスイッチング周波数を可変にすると電源電圧検出用のトランスの２次巻線電圧が変化する装置においても電源電圧を正確に検出できるインバータの電源電圧検出装置を提供する。
【解決手段】インバータ２のスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいてトランス４の２次巻線Ｎ１３に発生する電圧から推定した直流電源の出力電圧Ｖdの値を補正する。より詳細には、インバータのスイッチング周波数ｆswと基準スイッチング周波数ｆsw1との差に基づいて１次巻線Ｎ１１に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Ｄadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が基準スイッチング周波数ｆsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Ｄrefと前記デューティ補正値Ｄadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値を演算する。
【選択図】図１

Description

本発明は電動機を駆動するインバータに印加する電源電圧を検出する技術に関する。

電動機を駆動するインバータの電源電圧を検出する装置としては、下記特許文献１に記載の装置が知られている。この装置はインバータの入力側に接続された１次巻線と複数の２次巻線とを備えたトランスを備え、２次巻線の一つに発生する電力をインバータのスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源として用いると共に、他の一つの２次巻線に発生する電圧を検出することによって、インバータに印加する入力電源の出力電圧を検出し、該検出した電圧と電動機の要求駆動力に基づいてインバータのスイッチング素子のデューティ比を制御するように構成されている。
特開平８−６６０４５号公報

上記のような電動機の制御装置におけるインバータの電源電圧検出装置においては、インバータの効率向上のために、動作状態に応じてインバータのスイッチング周波数を可変とする場合があるが、このようにスイッチング周波数を変えると、スイッチング素子を駆動するために消費される電力が変化するので、トランスの１次巻線に流す電流を変化させる必要が生じ、それに応じて電圧検出用の２次巻線電圧も変化するので、電圧検出精度が悪くなる、という問題があった。
本発明は上記の問題を解決するものであり、インバータのスイッチング周波数を変えた場合でもインバータに印加する電源電圧を正確に検出することのできるインバータの電源電圧検出装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため本発明においては、インバータのスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいてトランスの２次巻線に発生する電圧から推定した直流電源の出力電圧の値を補正するように構成している。より詳細には、請求項２に記載のように、インバータのスイッチング周波数ｆswと基準スイッチング周波数ｆsw1との差に基づいて１次巻線Ｎ１１に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Ｄadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が基準スイッチング周波数ｆsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Ｄrefと前記デューティ補正値Ｄadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値を演算するように構成している。

本発明においては、インバータのスイッチング周波数を変えた場合でもインバータに印加する電源電圧を正確に検出することが出来ると共に、基本的には従来と同様の構成部品を用い、インバータ制御用のＣＰＵ内部の演算によって出力電圧推定値の補正演算を行うことができるので、新たな構成部品を追加する必要が無く、インバータの電源電圧検出の精度向上をコストアップなしで実現することができる、という効果がある。

（実施例１）
図１は、本発明の一実施例の回路図である。
図１において、直流電源１からの電力をインバータ２で３相の交流電力に変換し、その交流電力で電動機３を駆動する。インバータ２は、一般にＵＶＷの各相ごとに２個のスイッチング素子（パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor等）がカスケード接続（縦続接続）された回路で構成されており、動作時には、２個のスイッチング素子の一方がオン、他方がオフになり、これを切り替えることによって電動機巻線に電流を流すようになっている。上記のスイッチング素子の切り替えを制御するＰＷＭ駆動信号Ｓinvは、インバータ駆動回路６から与えられる。

ＣＰＵ８は外部から与えられるトルク指令信号や電動機３の回転速度および直流電源１の出力電圧（インバータ２の電源電圧）に応じた３相の制御信号をインバータ駆動回路６へ送り、インバータ駆動回路６はＣＰＵ８から与えられる制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ駆動信号Ｓinvを発生し、このデューティ比を変えることによって電動機３に印加する電圧を制御する。このようなＰＷＭ駆動信号Ｓinvのデューティ制御による電動機の制御は一般に行われているものである。

一方、トランス４は、１次巻線Ｎ１１、第１の２次巻線Ｎ１２および第２の２次巻線Ｎ１３を備え、１次巻線Ｎ１１とスイッチング素子９との直列回路が直流電源１の両端に接続されている。このスイッチング素子９を電源制御部５からの駆動信号によってスイッチングすることにより、１次巻線Ｎ１１に電流を流し、第１の２次巻線Ｎ１２と第２の２次巻線Ｎ１３にパルス状の交流電圧を発生する。
上記の第１の２次巻線Ｎ１２に発生した交流電圧をダイオード１０で整流し、コンデンサ１１で平滑した後、インバータ駆動回路６の電源として与える。このインバータ駆動回路６の電源電圧Ｖgを電圧検出器１２で検出し、電源制御部５は上記電源電圧Ｖgが一定となるようにスイッチング素子９に与える駆動信号のデューティ比を制御する。なお、電圧検出器１２は、例えば単に抵抗分圧で電源電圧Ｖgに相当する電圧を得るか、或いは演算増幅器のような高入力インピーダンスの回路を介してＶgの値を電源制御部５に送るものでよい。このようにインバータ駆動回路６の電源電圧Ｖgをフィードバック制御することにより、直流電源１の出力電圧Ｖinが変動した場合でもインバータ駆動回路６に与える電源電圧Ｖgを一定に保つことができる。

また、第２の２次巻線Ｎ１３に発生した交流電圧は、ダイオード１３で整流しフィルタ部７で平滑した後、検出電圧ＶｄとしてＣＰＵ８が読み込む。
上記の検出電圧Ｖdは直流電源１の出力電圧Ｖinに対応する値であり、ＣＰＵ８はこの検出電圧Ｖdを電動機３の制御に用いると共に、この検出電圧Ｖdを監視することにより直流電源１の出力電圧Ｖinを監視し、その値が所定の限度を越えた異常時にはインバータ駆動回路６を制御してインバータ２を停止させる等の過電圧保護動作を行わせることができる。
なお、インバータ駆動回路６の電源を、トランス４を介してインバータ２の電源とは別に生成するのは、両者の基準電位が異なるので、両者を絶縁するためである。

上記の構成において、インバータ駆動回路６の消費電力が一定であれば、電源電圧Ｖgが一定になるようにフィードバック制御されるので、直流電源１の出力電圧Ｖinの変動に応じてスイッチング素子９を駆動する信号のデューティ比が多少変化し、それに応じて第２の２次巻線Ｎ１３に発生する検出電圧Ｖdが変化し、それによってＣＰＵ８は直流電源１の出力電圧Ｖinの変化を監視している。

しかし、電動機３の運転状態に応じてインバータ２の効率を向上させるため、インバータ２を制御するＰＷＭ駆動信号Ｓinvのスイッチング周波数を変化させた場合には、インバータ駆動回路６の消費電力が変化する。インバータ駆動回路６の消費電力Ｐswとスイッチング周波数ｆswとの関係は下記（数１）式で示される。
Ｐsw＝Ｖge×Ｑg×ｆsw …（数１）
ただし、Ｖge：インバータ駆動回路６を構成するスイッチング素子のゲート駆動電圧
Ｑg：上記スイッチング素子のゲート容量
上記のように、スイッチング周波数に応じてインバータ駆動回路６の消費電力Ｐswは変動する。したがってスイッチング周波数を変更した場合には、トランス４に流す電流を制御するスイッチング素子９を駆動する信号のデューティ比も変えてやらなければインバータ駆動回路６に与える電源電圧Ｖgが変化してしまう。

図２は、上記のような駆動制御を行った場合における各部の信号波形を示す図である。図２において、インバータ２のスイッチング周波数が２.５ｋＨｚの場合には、スイッチング素子９の駆動信号のデューティ比は小さな値で一定である。そして１次巻線Ｎ１１の電圧Ｖ１１はスイッチング素子９の駆動信号に対応した波形になり、第１の２次巻線Ｎ１２に流れる電流Ｉ１２は電圧Ｖ１１の波形を微分した波形になっている。このとき第２の２次巻線電圧Ｖ１３を整流して平滑した検出電圧Ｖdは低い値になっている。

上記の状態から、インバータ２のスイッチング周波数を５ｋＨｚに大きくした場合には、インバータ駆動回路６の電力が前記（数１）式に示すように増大するので、それを補うためにスイッチング素子９の駆動信号のデューティ比が大きな値に変化し、２次巻線電流Ｉ１２が増加してインバータ駆動回路６の電力増加を負担する。それと共に第２の２次巻線電圧Ｖ１３のデューティ比も大きな値になるので、それを整流して平滑した検出電圧Ｖdが大きな値になる。しかし、この状態では直流電源１の出力電圧Ｖinは変化していないにも拘らず、検出電圧Ｖdが大きな値になるので、ＣＰＵ８は直流電源１の出力電圧Ｖinが変化したものと誤認識してしまう。

上記の問題を解決するために、本実施例においては、検出電圧Ｖdをスイッチング周波数に応じて補正するように構成している。
以下、検出電圧Ｖdの補正について説明する。
直流電源１の出力電圧Ｖinと検出電圧Ｖdとの関係は下記（数２）式で示される。
Ｖin＝〔１／（Ｎ・Ｄ）〕・Ｖd …（数２）
ただし、Ｎ：トランス巻数比＝ｎ１３／ｎ１１
ｎ１１：１次巻線の巻数
ｎ１３：第２の２次巻線１３の巻数
Ｄ：スイッチング素子９の駆動信号デューティ
Ｖin：直流電源１の出力電圧
したがって検出電圧Ｖdから推定する直流電源１の出力電圧推定値Ｖineは、下記（数３）式で示される。
Ｖine＝〔１／（Ｎ・Ｄref）〕・Ｖd …（３）
ただし、Ｄref：スイッチング素子９の駆動信号デューティの基準値
Ｎ：トランス巻数比＝ｎ１３／ｎ１１
なお、Ｄrefはスイッチング素子９の駆動信号デューティの基準値であり、例えばインバータスイッチング周波数ｆsw1が５ｋＨｚ時の駆動信号デューティとする。この場合にはｆsw1＝５ｋＨｚを基準スイッチング周波数とする。

しかし、前述の通りスイッチング素子９の駆動信号デューティＤは、インバータ駆動回路６の駆動負荷（スイッチング周波数ｆswに対応した値）に応じて変化するので、スイッチング素子９の駆動信号デューティの基準値Ｄrefをインバータスイッチング周波数ｆswにより補正する必要がある。
スイッチング素子９の駆動信号デューティＤはインバータ駆動回路６の駆動負荷Ｐswおよびインバータスイッチング周波数ｆswに対して下記（数４）式で示す関係がある。
Ｄ＝Ｋ・Ｐsw＝Ｋ・Ｌ・ｆsw …（数４）
ただし、Ｋ：係数１、Ｌ：係数２ この係数Ｋ、Ｌは、インバータ２とインバータ駆動回路６により定まる値であり、予め計測した値を用いる。

これより、基準スイッチング周波数ｆsw1に対するデューティ補正値Ｄadjは、下記（数５）式で示される。
Ｄadj＝Ｋ・Ｌ・（ｆsw1−ｆsw） …（数５）
したがって補正後の出力電圧推定値Ｖine’は、下記（数６）式で与えられる。
Ｖine’＝１／［１／〔Ｎ（Ｄref＋Ｄadj）〕］・Ｖd …（数６）。

図３は、ＣＰＵ８における上記の検出電圧Ｖdの補正演算過程を示すブロック図である。図３においては、係数Ｋ、Ｌを予め記憶した補正デューティテーブルを用いる場合を示している。
また、図４はスイッチング周波数ｆswとデューティ補正値Ｄadjとの関係を示す図であり、スイッチング周波数ｆswが基準スイッチング周波数ｆsw1よりも大きい範囲ではデューティ補正値Ｄadjが負の値になり、小さい範囲では正の値になる特性を示している。

また、図５は補正演算過程を示すフローチャートであり、ステップＳ３において上記のごとき出力電圧推定値の補正演算を行う。
上記のような補正演算を行うことにより、インバータ駆動信号の周波数を変更した場合でも、ＣＰＵ８において直流電源１の出力電圧（インバータ２の電源電圧）を正確に検出することができる。そしてその値を電動機３の制御に用いると共に、インバータ２に与える電源電圧の異常を検出し、インバータ動作停止等の過電圧保護処置を適宜行わせることができる。

また、本発明においては、基本的には従来と同様の構成部品を用い、インバータ制御用のＣＰＵ内部の演算によって出力電圧推定値の補正演算を行うことができるので、新たな構成部品を追加する必要が無く、インバータの電源電圧検出の精度向上をコストアップなしで実現することができる。

本発明の一実施例の回路図。 図１の回路における各部の信号波形を示す図。 検出電圧Ｖdの補正演算過程を示すブロック図。 スイッチング周波数ｆswとデューティ補正値Ｄadjとの関係を示す図。 補正演算過程を示すフローチャート。

符号の説明

１…直流電源 ２…インバータ
３…電動機 ４…トランス
５…電源制御部 ６…インバータ駆動回路
７…フィルタ部 ８…ＣＰＵ
９…スイッチング素子 １０…ダイオード
１１…コンデンサ １２…電圧検出器
１３…ダイオード Ｎ１１…１次巻線
Ｎ１２…第１の２次巻線 Ｎ１３…第２の２次巻線
Ｖd …検出電圧
Ｖin …直流電源１の出力電圧（インバータ２の電源電圧）
Ｖg …インバータ駆動回路６の電源電圧
Ｓinv …ＰＷＭ駆動信号 Ｖine’…補正後の出力電圧推定値

Claims (3)

1. 直流電源からの電力をインバータを介して電動機に供給する電動機の制御装置であって、前記直流電源に接続された１次巻線と第１および第２の２次巻線とを有するトランスを設け、前記１次巻線に流れる電流を断続することによって前記第１の２次巻線に発生する電力を前記インバータの駆動信号生成用のインバータ駆動回路の電源として使用すると共に、前記第２の２次巻線に発生する電圧を検出し、その検出電圧に基づいて前記直流電源の出力電圧を推定するインバータの電源電圧検出装置において、
   前記インバータのスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいて前記第２の２次巻線に発生する電圧から推定した前記直流電源の出力電圧の値を補正する手段を備えたことを特徴とするインバータの電源電圧検出装置。
2. 前記直流電源の出力電圧の値を補正する手段は、
   インバータのスイッチング周波数ｆswと所定の基準スイッチング周波数ｆsw1との差に基づいて前記１次巻線に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Ｄadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が前記所定の基準スイッチング周波数ｆsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Ｄrefと前記デューティ補正値Ｄadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値Ｖine’を演算することを特徴とする請求項１に記載のインバータの電源電圧検出装置。
3. 前記直流電源の出力電圧の値を補正する手段は、
   前記１次巻線に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティをＤ、前記インバータ駆動回路の駆動負荷をＰsw、前記インバータのスイッチング周波数をｆswとした場合に、
   Ｄ＝Ｋ・Ｐsw＝Ｋ・Ｌ・ｆsw ただし、Ｋ：係数１、Ｌ：係数２
   で表される駆動信号のデューティＤに対して、所定の基準スイッチング周波数をｆsw1とした場合に、
   Ｄadj＝Ｋ・Ｌ・（ｆsw1−ｆsw）
   で表されるデューティ補正値Ｄadjを演算し、そのデューティ補正値Ｄadjを用いて、下式から補正後の出力電圧推定値Ｖine’を演算することを特徴とする請求項２に記載のインバータの電源電圧検出装置。
   Ｖine’＝１／［１／〔Ｎ（Ｄref＋Ｄadj）〕］・Ｖd
   ただし、
   Ｄref：駆動信号デューティＤの基準値であり、前記インバータのスイッチング周波数が前記所定の基準スイッチング周波数ｆsw1である場合における前記駆動信号デューティの値
   Ｖd：前記第２の２次巻線に発生する電圧
   Ｎ：前記トランスにおける第２の２次巻線数ｎ１３と１次巻線数ｎ１１との比＝ｎ１３／ｎ１１

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