JP5286017B2 - 絶縁型コンバータ - Google Patents

Description

本発明は、一次及び二次間を絶縁するトランスの偏励磁を防止する絶縁型コンバータに関する。

一次・二次間をトランスＴ１により絶縁し、トランスＴ１の一次巻線ｎ１を正負に極性を変えて励磁する励磁手段と、上記一次巻線ｎ１の励磁によりトランスＴ１の２次巻線ｎ１及びｎ２に流れる電流を整流・平滑化する手段とを有する従来の絶縁型コンバータ２００を図３に示す。
上記絶縁型コンバータは、フルブリッジ型コンバータであり、一次側にスイッチＱ１〜Ｑ４からなる励磁回路を有し、二次側にダイオードＤ１及びＤ２からなるセンタータップ整流回路を備え、インダクタＬｏ１及びコンデンサＣｏからなる平滑化回路を有している。この従来の絶縁型コンバータにおいては、トランスＴ１の一次巻線ｎ１と直列にコンデンサＣ１が設けられ、トランスＴ１が偏励磁の状態となることを防止している（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−６９８７２号公報

しかしながら、上述した偏励磁防止用のコンデンサＣ１は、負荷を駆動するための主回路電流を流すために大きなリップル電流を流す能力、すなわち大容量が必要である。
すなわち、偏励磁用のコンデンサが小さい場合、トランスＴ１に印加できる電圧が小さいものとなり、コンバータの効率が低下してしまう。
さらに、励磁する際に極性を変えた信号を印加するため、電極に極性を有するものは使用できないことから、大容量で高価な部品を使用せざるを得なくなる
このため、従来のコンバータは、大容量の偏励磁防止用のコンデンサを使用するため、製造コストが増大してしまうという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、大容量の偏励磁防止用のコンデンサを使用せずに、トランスが偏励磁の状態となることを防止する絶縁型コンバータを提供することを目的とする。

本発明の絶縁型コンバータは、直流電源と、トランスと、前記直流電源により前記トランスの一次側巻き線を正負に励磁する励磁回路（本発明の各実施形態における制御回路とスイッチとから構成される）と、前記一次側巻き線の両端の電圧をを測定電圧として測定する電圧測定部とを有し、前記励磁回路が前記測定電圧に基づいて、前記一次側巻き線の励磁を制御することを特徴とする。

本発明の絶縁型コンバータは、前記電圧測定部が、前記一次側巻き線の一端の電圧と、他端の電圧とを各々検出し、前記励磁回路が、前記一端と前記他端との電圧波形の時間幅の差分に応じ、前記一次側巻き線を正負に励磁する前記時間幅を制御することを特徴とする。

本発明の絶縁型コンバータは、前記励磁回路が、前記一端と前記他端との電圧波形の時間幅それぞれにおいて定電流を積分し、その積分した電圧値の差分により前記一次側巻き線を正負に励磁する前記時間幅を制御することを特徴とする

本発明の絶縁型コンバータは、前記トランスの二次側に補助巻き線（本発明の実施形態における二次側巻線ｎ４）が設けられ、前記電圧測定部が該補助巻き線により一次側巻き線に対する印加電圧を取り出し、該印加電圧を前記一次側巻き線が正負に励磁される一周期にわたり積分することにより前記時間幅の差分に対応する測定電圧を生成し、前記生成した測定電圧により、前記一次側巻き線を正負に励磁する前記時間幅を制御することを特徴とする。

本発明の絶縁型コンバータは、前記励磁回路が、予め前記差分毎に対応し、前記時間幅を計算する計算式を有していることを特徴とする。

本発明の絶縁型コンバータは、前記励磁回路が、予め前記差分毎に対応し、前記時間幅に対して乗算する比例係数を設定したテーブルを有していることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、偏励磁を発生させる要因となる励磁電流の偏りを、測定回路により検出した時間幅により検出することができるため、一次側巻線を正負に励磁するそれぞれの時間幅を比較し、この正負に励磁する時間幅の差を減少させる制御を行うことにより、トランスにおいて容易に偏励磁の発生を防止することができる。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明の第１の実施形態による絶縁型コンバータを図面を参照して説明する。図１は同実施形態による絶縁型コンバータの構成例を示すブロック図である。
この図において、絶縁型コンバータは、スイッチＱ１〜Ｑ４と、トランスＴ１と、ダイオードＤ１と、ダイオードＤ２と、インダクタＬｏ１と、コンデンサＣｏとを有している。ここで、スイッチＱ１〜Ｑ４は、トランジスタ、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子を用いることができる。
ここで、絶縁型コンバータの入力端子ＴVHには直流電源（バッテリ）ＤＶの高圧側が接続され、入力端子ＴVLには直流電源ＤＶの低圧側が接続されている。また、絶縁型コンバータの出力端子ＴoHとＴoLとの間にはＲＬが接続されている。

スイッチＱ１〜Ｑ４は、励磁方向を反転させるため、一次巻線に対して正負方向に励磁電流を流すため、以下の様に接続されている。
スイッチＱ１は、入力端子Ｔi1が入力端子ＴVHに接続されている。スイッチＱ２は、入力端子Ｔi2がスイッチＱ１の出力端子Ｔo1に接続され、出力端子Ｔo2が出力端子ＴVLに接続されている。スイッチＱ３は、入力端子Ｔi3が入力端子ＴVHに接続されている。スイッチＱ４は、入力端子Ｔi4がスイッチＱ３の出力端子Ｔo3に接続され、出力端子Ｔo4が出力端子ＴVLに接続されている。
以下、スイッチＱ１の出力端子Ｔo1とスイッチＱ２の入力端子Ｔi2との接続点を接続点Ａとし、スイッチＱ３の出力端子Ｔo3とスイッチＱ４の入力端子Ｔi4との接続点を接続点Ｂとする。ここで、上記接続点Ａが一次巻線ｎ１の一方の端子ＴＡに接続され、上記接続点Ｂが一次巻線ｎ１の他方の端子ＴＢに接続されている。

また、２次巻線ｎ２は、一方の端子が、ダイオードＤ１のカソードに接続され、他方の端子がセンタータップＣを介して２次巻線ｎ３の一方の端子に接続されている。２次巻線ｎ３は、他方の端子がダイオードＤ２のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のアノードとは共通に接続され、接地されている。
これにより、２次巻線ｎ２、ｎ３とダイオードＤ１及びＤ２とにより、センタータップ整流回路が構成されている。
上記インダクタＬo1は、一端がセンタータップに接続され、他端が出力端子に接続されている。コンデンサＣ0は、一端がインダクタＬo1の一端に接続され、他端が接地されている。
これにより、インダクタＬo1及びコンデンサＣ0により、平滑回路が構成されている。

電圧測定部１は、１次巻線ｎ１の端子ＴＡの電圧ＶＡを測定する。ここで、スイッチＱ１及びスイッチＱ４がオンであり、スイッチＱ３及びスイッチＱ２がオフの場合、電圧ＶＡは正の電圧値となり（正の励磁）、一方、スイッチＱ１及びスイッチＱ４がオフであり、スイッチＱ３及びスイッチＱ２がオンの場合（負の励磁）、電圧ＶＡは接地電位となる。
電圧測定部２は、１次巻線ｎ１の端子ＴＢの電圧ＶＢを測定する。ここで、スイッチＱ３及びスイッチＱ２がオンであり、スイッチＱ１及びスイッチＱ４がオフの場合、電圧ＶＢは正の電圧値（負の励磁）となり、一方、スイッチＱ３及びスイッチＱ２がオフであり、スイッチＱ１及びスイッチＱ４がオンの場合（正の励磁）、電圧ＶＢは接地電位となる。

電圧測定部１及び電圧測定部２は、同様の構成であり、以下に詳細に説明する。
ＭＯＳトランジスタＭ１は、ｎチャネル型であり、ドレインが抵抗Ｒ１を介して電源Ｖ１の高電圧側の端子に接続され、ゲートが抵抗Ｒ２を介して端子ＴＡに接続され、ソースが接地されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲートがショットキーダイオードＳＤ及び抵抗Ｒ３の並列接続された回路を介して接地されている。
ここで、ショットキーダイオードＳＤは、カソードがＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続され、アノードが接地されている。

ＭＯＳトランジスタＭ２は、ゲートが抵抗Ｒ４を介してＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続され、ソースが接地されている。
ダイオードＤ３は、アノードがＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続され、カソードが電源Ｖ１の高電圧側の端子に接続されている。
定電流源ＣＶは、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン方向に定電流Ｉを出力する。
コンデンサＣ１は、一方の端子がＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと接続され、他方の端子が接地されている。
ダイオードＤ４は、アノードがＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続されている。
コンデンサＣ２及び抵抗Ｒ５は、並列に接続されており、一方の端子がダイオードＤ４のカソードと接続され、他方の端子が接地されている。

Ａ／Ｄ変換部１０は、ダイオードＤ４を介して流れる電流により、コンデンサＣ２に充電された電圧値を測定（サンプリング）し、励磁されている時間幅に対応した電圧値をデジタル値として出力する。
ここで、電圧測定部１は、測定電圧として端子ＴＡの電圧ＶＡを測定し、一次巻線ｎ１が正に励磁（一次側巻線にＰ１方向：正方向に電流が流れている状態）されている時間幅に対応した電圧値ＶＳＡを出力する。
同様に、電圧測定部２は、測定電圧として端子ＴＢの電圧ＶＢを測定し、一次巻線ｎ２が負に励磁（一次側巻線にＰ２方向：負方向に電流が流れている状態）されている時間幅に対応した電圧値ＶＳＢを出力する。
制御回路３は、入力される電圧値ＶＳＡと電圧値ＶＳＢとの電圧差により、一次側巻線ｎ１を正負に例示する時間幅を調整する。

ここで、上述したように、励磁電流が流れている時間幅を測定することにより、この測定した時間幅を用いて、以下の関係式により、磁束の偏りを検出することができる。
Ｂ ＝ （Ｌ×ＩLp）／（Ｎ×Ｓ）
上記式において、
Ｂ：トランスＴ１の鉄心の磁束密度
Ｌ：励磁インダクタンス
ＩLp：励磁電流
Ｎ：１次巻線の巻数
Ｓ：鉄心の断面積

上式は、
ΔＢ＝（Ｅ×Ｔ）／（Ｎ×Ｓ）
と変換でき、Ｅは印加する電圧、Ｔは電圧を印加する時間であるため、印加する電圧を変化させずに固定値とすれば、ΔＢ∝Ｔとなる。
したがって、一次巻線ｎ１に正負に流した際において、制御定回路３は、電圧測定部１の測定する「一次巻線ｎ１に対して方向Ｐ１（正方向）に励磁電流を流した場合の時間幅ＴＡ」と、電圧測定部２の測定する「一次巻線ｎ１に対して方向Ｐ１と反対の方向Ｐ２（負方向）に励磁電流を流した場合の時間幅ＴＢ」との差分ΔＴＡＢにより、励磁の偏りを検出している。

すなわち、制御回路３は、電圧値ＶＳＡと電圧値ＶＳＢとの差分ΔＶＳＡＢにより、上記差分ΔＴＡＢを求め、トランスＴ１の鉄心の磁束密度Ｂの偏り具合を検出する。
ここで、制御回路３は、電圧値ＶＳＡから電圧値ＶＳＢを減算し、差分ΔＶＳＡＢを算出し、この差分ΔＶＳＡＢが正の数値の場合、すなわち、方向Ｐ１に励磁電流が流れる時間幅ＴＡ（スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅であり、スイッチＱ３及びＱ２がオフの時間幅）が、方向Ｐ２に励磁電流が流れる時間幅ＴＢ（スイッチＱ３及びＱ２がオンの時間幅であり、スイッチＱ１及びＱ４がオフの時間幅）に比較して長いことを検出する。

一方、制御回路３は、上記差分ΔＶＳＡＢが負の数値の場合、すなわち、方向Ｐ２に励磁電流が流れる時間幅ＴＢ（スイッチＱ３及びＱ２がオンの時間幅であり、スイッチＱ１及びＱ４がオフの時間幅）が、方向Ｐ１に励磁電流が流れる時間幅ＴＡ（スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅であり、スイッチＱ３及びＱ２がオフの時間幅）に比較して長いことを検出する。
また、制御回路３は、差分ΔＶＳＡＢが０のとき、各スイッチのオンオフ動作による磁束密度Ｂの偏りがないことを検出する。

ここで、制御回路３は、励磁電流を正負に流す制御周期（交流波形としての一周期）内において、スイッチＱ１及びＱ４をオンする時間幅ＴＴ２（この間スイッチＱ２及びＱ３はオフ）、及びスイッチＱ３及びＱ２をオンする時間幅ＴＴ１（この間スイッチＱ１びＱ４はオフ）とを、上記差分ΔＶＳＡＢの値から、差分ΔＶＳＡＢを０とする時間幅ＴＴ１及びＴＴ２を演算する計算式が内部に記憶している。
そして、制御回路３は、上記計算式から差分ΔＶＳＡＢを０とする時間幅ＴＴ１及びＴＴ２を求め、この時間幅によりオン状態とする制御信号を、スイッチＱ１及びＱ４の制御端子（図示せず）、あるいはスイッチＱ３及びＱ２スイッチの制御端子（図示せず）に対して出力し、Ｑ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオンオフ動作を行う。

これにより、制御回路３は、差分ΔＶＳＡＢが正の数値のとき、スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅ＴＴ１を短くし、一次側巻線ｎ１を正に励磁する励磁電流が流れる時間を差分ΔＶＳＡＢに対応して短くし、一方、スイッチＱ３びＱ２がオンの時間幅ＴＴ２を長くし、一次側巻線ｎ１を負に励磁する励磁電流が流れる時間を差分ΔＶＳＡＢに対応して増加させ、差分ΔＶＳＡＢが０となるように制御する。
また、制御回路３は、差分ΔＶＳＡＢが負の数値のとき、スイッチＱ３びＱ２がオンの時間幅ＴＴ２を短くし、一次側巻線ｎ１を負に励磁する励磁電流が流れる時間を差分ΔＶＳＡＢに対応して低下させ、一方、スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅ＴＴ１を長くし、一次側巻線ｎ１を正に励磁する励磁電流が流れる時間を差分ΔＶＳＡＢに対応して増加させ、差分ΔＶＳＡＢが０となるように制御する。

上述した処理により、本実施形態によれば、一次巻線ｎ１に励磁電流が流れる時間幅に比例した電圧値ＶＡ及び電圧値ＶＢを測定することにより、トランスＴ１の鉄心の磁束密度Ｂの偏りを検出し、この磁束密度Ｂの偏りを、スイッチＱ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオン状態となる時間幅を調整することにより補正することができる。
また、上記制御回路３が差分ΔＶＳＡＢを用いて計算式により時間幅Ｔ１１及びＴ１２を求める構成として説明したが、この制御回路３を、差分ΔＶＳＡＢに対応した時間幅Ｔ１１を補正する係数αと、時間幅Ｔ１２を補正する係数βとをテーブルとして記憶する構成としても良い。

すなわち、制御回路３は、差分ΔＶＳＡＢに対応する係数αとβとを上記テーブル読み出し、基準の時間幅Ｔ１１、Ｔ１２にそれぞれ乗算し、補正後の時間幅Ｔ１１及びＴ１２とにより、スイッチＱ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオン状態を、計算式の場合と同様に制御するようにしてもよい。ここで、制御回路３は、差分ΔＶＳＡＢの数値を量子化した予想される最大の差分から０の間にて、ｎ段階（例えば、２５６段階）に分割して、それぞれの段階の範囲内に入る差分ΔＶＳＡＢに対し、その段階に対応して上記係数α及びβをテーブルに記憶している。

次に、電圧測定部１及び電圧測定部２の動作を説明する。いずれの回路も同様の構成であるため、電圧測定部１において電圧値ＶＡの測定について説明する。
Ｐ１方向に電流が流れると、（端子ＴＡの電圧ＶＴＡ）＞（端子ＴＢの電圧ＶＴＢ）となり、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートには、「Ｈレベル（ＭＯＳトランジスタＭ１の閾値電圧より高い電圧レベル）が印加され、ＭＯＳトランジスタＭ１はオン状態となる。
これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインは「Ｌレベル（ＭＯＳトランジスタの閾値電圧以下の電圧レベル）」レベルとなり、ＭＯＳトランジスタＭ２は、オフ状態となる。

定電流源ＣＶから出力される定電流Ｉにより、コンデンサＣ１が充電される。このコンデンサＣ１の電圧は、最大電圧として、電源Ｖ１の電圧値とダイオードＤ３の順方向電圧まで充電され、それ以上の電圧となると電源Ｖ１に対して流れ始める。
そして、コンデンサＣ１に充電された電圧が、コンデンサＣ２に充電されている電圧に対してダイオードＤ４の順方向電圧を加算した電圧より高くなると、ダイオードＤ４を介してコンデンサＣ２に対して電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。
このコンデンサＣ２に充電される電圧値は、ＭＯＳトランジスタＭ２がオフとなると充電が停止されるため、ＭＯＳトランジスタＭ２がオフの間の時間幅ＴＡに対応した電圧値ＶＡとなる。
Ａ／Ｄ変換部１０は、アナログ電圧である電圧値ＶＡをデジタル値に変換して出力する。

上述した制御は、一次側巻線ｎ１に対して励磁電流を正負に流す制御周期（交流波形としての一周期）毎に行っても良いし、複数周期毎に行っても良い。

＜第２の実施形態＞
以下、本発明の第２の実施形態による絶縁型コンバータを図面を参照して説明する。図２は同実施形態による絶縁型コンバータの構成例を示すブロック図である。図２と同様な構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。
トランス１Ａは、第１の実施形態のトランスＴ１と異なり、二側次巻線ｎ４がサンプリング用に設けられている。他の絶縁型コンバータの構成については、第１の実施形態と同様のため、説明を省略する。

次に、第１の実施形態における電圧測定部１及び２と構成の異なる電圧測定部４について説明する。
オペアンプＡＰは、非反転入力端子（＋端子）が抵抗Ｒ１０を介して電源Ｖ２の高電圧側の端子に接続され、反転入力端子（−端子）が抵抗Ｒ１５を介して接地され、出力端子が抵抗Ｒ１４を介して上記反転入力端子に接続されている。
この構成により、オペアンプＡＰと抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１５とにより、非反転増幅回路が形成されている。

二側次巻線ｎ４は、一方の端子である端子Ｔ２Ａが、抵抗Ｒ１３及び抵抗Ｒ１１の直列接続を介して、オペアンプＡＰの非反転入力端子に接続され、他方の端子である端子Ｔ２Ｂが接地されている。
抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１３との接続点は、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１２の並列接続の回路を介して接地されている。
また、オペアンプＡＰは、出力端子が抵抗Ｒ１６を介して、Ａ／Ｄ変換部１０に接続されている。
コンデンサＣ４は、抵抗Ｒ１６及びＡ／Ｄ変換部１０の接続点と、接地点との間に介挿されている。これにより、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ１６とはノイズフィルタを構成している。

次に、電圧測定部４の動作について説明する。
スイッチＱ１及びスイッチＱ４がオンし、スイッチＱ３及びスイッチＱ２がオフしている場合、端子Ｔ２Ａの電圧が＋となり、抵抗Ｒ１１を介して方向Ｐ１に対して電流が流れ、コンデンサＣ３が充電される。
一方、スイッチＱ３びスイッチＱ２がオンし、スイッチＱ１及びスイッチＱ４がオフしている場合、端子Ｔ２Ａの電圧が−となり、抵抗Ｒ１１を介して方向Ｐ２に対して電流が流れ、コンデンサＣ３が放電される。

これにより、コンデンサＣ３には、時間幅ＴＡ及び時間幅ＴＢの時間幅の差に対応した電圧値が充電される。電源Ｖ２の電圧値を基準電圧Ｖｓｔとし、時間幅ＴＡが時間幅ＴＢより長い場合に、電源Ｖ２の電圧値より高い電圧が出力され、時間幅ＴＢが時間幅ＴＡよりン外場合に、電源電圧Ｖ２の電圧値より低い電圧が出力される。
このコンデンサＣ３の電圧が上記非反転増幅回路により、抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１５の抵抗値により設定された増幅度により増幅され、アナログ電圧値として、上記ノイズフィルタを介してＡ／Ｄ変換部１０に対して出力される。
Ａ／Ｄ変換部１０は、上記アナログ電圧値をデジタル電圧値に変換して出力する。

次に、制御回路５の動作について説明する。
制御回路５は、上記デジタル電圧値が基準電圧Ｖｄｓｔ（非反転増幅回路にて基準電圧Ｖｓｔを増幅し、Ａ／Ｄ変換部１０によりデジタル値とした数値）より高い数値のとき、スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅ＴＴ１を短くし、一次側巻線ｎ１を正に励磁する励磁電流が流れる時間をデジタル電圧値に対応して短くし、一方、スイッチＱ３びＱ２がオンの時間幅ＴＴ２を長くし、一次側巻線ｎ１を負に励磁する励磁電流が流れる時間をデジタル電流値に対応して増加させ、デジタル電流値が基準電圧Ｖｄｓｔと同様となるように制御する。

また、制御回路５は、上記デジタル電圧値が基準電圧Ｖｄｓｔより低い数値のとき、スイッチＱ３びＱ２がオンの時間幅ＴＴ２を短くし、一次側巻線ｎ１に負に励磁する励磁電流が流れる時間をデジタル電圧値に対応して短くし、一方、スイッチＱ１及びＱ４がオンの時間幅ＴＴ１を長くし、一次側巻線ｎ１に正に励磁する励磁電流を流す時間をデジタル電圧値に対応して増加させ、デジタル電圧値が基準電圧Ｖｄｓｔと同様となるように制御する。
ここで、制御回路５には、第１の実施形態と同様に、入力される上記デジタル電圧値により、各スイッチをオンする時間幅Ｔ１及びＴ２を算出する式が記憶されており、この式に対して、入力される上記デジタル電圧値を代入し、時間幅Ｔ１及びＴ２を算出して、各スイッチのオンオフの制御を行う。

また、上記制御回路５が上記デジタル電圧値を用いて計算式により時間幅Ｔ１１及びＴ１２を求める構成として説明したが、この制御回路５を、デジタル電圧値に対応した時間幅Ｔ１１を補正する係数αと、時間幅Ｔ１２を補正する係数βとをテーブルに記憶する構成としても良い。
すなわち、制御回路５は、デジタル電圧値に対応する係数αとβとをテーブルから読み出し、予め設定されている基準の時間幅Ｔ１１、Ｔ１２にそれぞれ乗算し、補正後の時間幅Ｔ１１及びＴ１２とにより、スイッチＱ１及びＱ４とスイッチＱ３及びＱ２とのオン状態を、計算式の場合と同様に制御するようにしてもよい。ここで、制御回路５は、上記テーブルに、デジタル電圧値の数値を量子化した予想される最大の差分から０の間にて、ｎ段階（例えば、２５６段階）に分割して、それぞれの段階の範囲内に入るデジタル電圧値に対し、その段階に対応して上記係数α及びβを記憶している。

本発明の第１の実施形態による絶縁型コンバータの構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態による絶縁型コンバータの構成例を示すブロック図である。 従来の絶縁型コンバータの構成を示すブロック図である。

符号の説明

１，２，４…電圧測定部
３，５…制御回路
１０…Ａ／Ｄ変換部
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃｏ…コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード
ＤＶ…バッテリ
Ｌo1…インダクタ
ｎ１…一次巻線
ｎ２、ｎ３、ｎ４…二次巻線
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６…抵抗
ＡＰ…オペアンプ
ＣＶ…定電流源
Ｍ１，Ｍ２…ＭＯＳトランジスタ
ＳＤ…ツェナーダイオード
Ｔ１，Ｔ１Ａ…トランス
Ｖ１，Ｖ２…電源

Claims (4)

1. 直流電源と、
   トランスと、
   前記直流電源により前記トランスの一次側巻き線を正負に励磁する励磁回路と、
   前記一次側巻き線の両端の電圧を測定電圧として測定する電圧測定部と
   を有し、
   前記励磁回路が前記測定電圧に基づいて、前記一次側巻き線の励磁を制御し、
   前記電圧測定部が前記一次側巻き線の一端の電圧と、他端の電圧とを各々検出し、
   前記励磁回路が前記一端と前記他端との電圧波形の時間幅の差分に応じ、前記一次側巻き線を正負に励磁する前記時間幅を制御する
   ことを特徴とする絶縁型コンバータ。
2. 前記励磁回路が、前記一端と前記他端との電圧波形の時間幅それぞれにおいて定電流を積分し、その積分した電圧値の差分により前記一次側巻き線を正負に励磁する前記時間幅を制御することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型コンバータ。
3. 前記励磁回路が、予め前記差分毎に対応し、前記時間幅を計算する計算式を有していることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の絶縁型コンバータ。
4. 前記励磁回路が、予め前記差分毎に対応し、前記時間幅に対して乗算する比例係数を設定したテーブルを有していることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の絶縁型コンバータ。

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