JP6607495B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般に電力変換装置、より詳細には直流電源からの電力を変換する電力変換装置に関する。

従来、トランスの偏磁を検出する構成を備えた電力変換装置が開示されている（例えば特許文献１参照）。特許文献１に記載の構成は、複数のスイッチング素子を備えるインバータが変圧器（トランス）の一次側に設けられており、変圧器の一次側にはインバータが生成した交流電圧が印加される。そして、特許文献１では、変圧器の一次側に印加される電圧の極性を切り替える際に、スイッチング素子の全てをオフする全オフ期間が設定されており、この全オフ期間中における変圧器の二次電流に基づいて、変圧器の偏磁を検出している。

特開２００６−３３３５６９号公報

しかし、全オフ期間は、最短でインバータの短絡を防止するためのデッドタイムと等しくなる可能性があり、このような短い全オフ期間中に変圧器の二次電流を検出するためには、高い時間分解能が要求され、偏磁の検出が困難となるおそれがあった。

本発明は、上記事由に鑑みてなされており、その目的は、容易にトランスの偏磁を検出することができる電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する変換回路と、前記変換回路の入力端と前記直流電源との間に電気的に接続されるインダクタと、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線が前記変換回路の出力端間に電気的に接続されているトランスと、前記二次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部の検出結果を平均化するフィルタ部を有し、前記フィルタ部の出力に基づいて前記トランスの偏磁を検出する偏磁検出部とを備えることを特徴とする。

本発明の電力変換装置は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する変換回路と、前記変換回路の入力端と前記直流電源との間に電気的に接続されるインダクタと、前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線が前記変換回路の出力端間に電気的に接続されているトランスと、前記二次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、前記一次巻線に正極性の電圧が印加される第１期間と、前記一次巻線に負極性の電圧が印加される第２期間との少なくとも一方の期間を対象期間として前記対象期間内の有効区間における前記電流検出部の検出結果の代表値を求めるフィルタ部を有し、前記フィルタ部の出力に基づいて前記トランスの偏磁を検出する偏磁検出部とを備えることを特徴とする。

本発明では、容易にトランスの偏磁を検出することができるという効果がある。

実施形態１に係る電力変換装置の回路構成図である。 実施形態１に係る電力変換装置の動作波形図である。 実施形態１に係る電力変換装置の偏磁発生時における動作の説明図である。 実施形態２に係る電力変換装置の回路構成図である。 実施形態２に係る電力変換装置の偏磁発生時における動作波形図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１に、本実施形態の電力変換装置１の回路構成図を示す。本実施形態の電力変換装置１は、インダクタＬ１、変換回路２、制御部３、トランス４、整流平滑回路５、電流検出部６、及び偏磁検出部７を備える。そして、電力変換装置１は、直流電源８の出力電圧を異なる電圧レベルに変換する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータである。まず、図１を用いて、本実施形態の電力変換装置１の構成について説明する。

電力変換装置１は、直流電源８に電気的に接続され、直流電源８から入力電圧Ｖｉが印加される。電力変換装置１は、入力電圧Ｖｉが印加される入力端間に電気的に接続されたコンデンサＣ１を備えている。そして、このコンデンサＣ１と並列に、インダクタＬ１と変換回路２の直列回路が電気的に接続されている。

インダクタＬ１（リアクトル）は、昇圧用のコイルであり、入力電圧Ｖｉを昇圧して変換回路２に印加するために用いられる。

変換回路２は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４）を備えており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンとオフとを繰り返すことで直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路である。具体的には、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４の直列回路とが並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３との接続点がインダクタＬ１を介して直流電源８の高電位側に電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４の接続点が直流電源８の低電位側に電気的に接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点２１、及びスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点２２が、変換回路２の出力端を構成している。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のそれぞれは、エンハンスメント型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor）で構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate BipolarTransistor）、バイポーラトランジスタ等の他の半導体素子で構成されていてもよい。

制御部３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれのゲートに電気的に接続されており、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を個別に制御する。

トランス４は、一次巻線Ｌ１１と二次巻線Ｌ１２とを備える絶縁型の変圧器である。一次巻線Ｌ１１は、変換回路２の出力端間（接続点２１と接続点２２との間）に電気的に接続されている。二次巻線Ｌ１２は、整流平滑回路５の入力端間に電気的に接続されている。

整流平滑回路５は、整流回路５１と、コンデンサＣ２とを備え、トランス４の二次側から出力される交流電圧を整流平滑する。

整流回路５１は、フルブリッジ接続された４つのダイオード（ダイオードＤ１〜Ｄ４）を備えており、トランス４の二次側（二次巻線Ｌ１２）から出力される交流電圧を全波整流する全波整流回路である。具体的には、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２の直列回路と、ダイオードＤ３とダイオードＤ４の直列回路とが並列に接続されている。そして、ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ２のカソードとの接続点５１１、及びダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードの接続点５１２が、整流回路５１（整流平滑回路５）の入力端を構成している。この整流回路５１の入力端間（接続点５１１と接続点５１２との間）に、トランス４の二次巻線Ｌ１２が電気的に接続されている。また、ダイオードＤ１とダイオードＤ３との接続点５１３、及びダイオードＤ２とダイオードＤ４との接続点５１４が、整流回路５１の出力端を構成している。

コンデンサＣ２は、整流回路５１の出力を平滑する平滑用のコンデンサであり、整流回路５１の出力端間（接続点５１３と接続点５１４との間）に電気的に接続されている。このコンデンサＣ２の両端が整流平滑回路５の出力端を構成している。そして、コンデンサＣ２の両端間に整流回路５１の出力を平滑した直流の出力電圧Ｖｏが生成される。また、コンデンサＣ２の両端間に負荷９が電気的に接続されている。この負荷９には出力電圧Ｖｏが印加される。

電流検出部６は、二次巻線Ｌ１２に流れる電流（以降、二次電流Ｉ２という）を検出する電流センサであり、トランス４の二次巻線Ｌ１２と、整流回路５１の接続点５１２との間に設けられている。

偏磁検出部７は、フィルタ部７１を備え、電流検出部６の検出結果に基づいてトランス４の偏磁を検出する。フィルタ部７１は、抵抗、コンデンサ、オペアンプ等を用いたアナログのローパスフィルタ（積分回路）で構成されている。フィルタ部７１は、電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２の検出値）を積分し、積分結果を用いて単位期間（例えば、１周期の整数倍）当たりにおける二次電流Ｉ２の平均値を求める。すなわち、フィルタ部７１は、電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２の検出値）を平均化するように構成されている。なお、フィルタ部７１は、二次電流Ｉ２の検出値を平均化する構成であれば、アナログのローパスフィルタに限定されない。例えば、フィルタ部７１は、電流検出部６の検出結果をＡ／Ｄ変換して二次電流Ｉ２の平均値を求めるディジタルフィルタで構成されていてもよい。さらには、フィルタ部７１は、アナログフィルタ及びディジタルフィルタを併用した構成であってもよい。

そして、制御部３は、フィルタ部７１の出力（偏磁の検出結果）に基づいて、偏磁が解消されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整（フィードバック制御）する。なお、偏磁検出、及びスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比の調整については後述する。

次に、制御部３によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御について、図２に示す波形図を用いて説明する。図２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン・オフ状態、変換回路２の入力端間の電圧Ｖ１、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１０、トランス４の一次巻線Ｌ１１に流れる電流（以降、一次電流Ｉ１という）、トランス４の励磁電流Ｉｍ、及び二次電流Ｉ２を示す。なお、図２は、偏磁が発生していない正常時の波形図である。また、以下の説明では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオン、かつスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフのときにおける、一次電流Ｉ１の極性、及び一次巻線Ｌ１１に印加される電圧の極性を「正」とする。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフ、かつスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンのときにおける、一次電流Ｉ１の極性、及び一次巻線Ｌ１１に印加される電圧の極性を「負」とする。また、接続点５１１から二次巻線Ｌ１２を介して接続点５１２に向かって流れる二次電流Ｉ２の極性を「正」、接続点５１２から二次巻線Ｌ１２を介して接続点５１１に向かって流れる二次電流Ｉ２の極性を「負」とする。

制御部３は、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４それぞれの期間において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を以下のように制御する。

第１全オン期間Ｔ１において、制御部３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをオンする。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンされることによって、トランス４の一次巻線Ｌ１１に印加される電圧がゼロになるので、一次巻線Ｌ１１には励磁電流Ｉｍのみが流れ、二次電流Ｉ２がゼロとなる。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンされることで、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１０が増大し、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。

第１片オン期間Ｔ２において、制御部３は、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４をオンし、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３をオフする。すなわち、一次巻線Ｌ１１には正極性の電圧（変換回路２の入力端間の電圧Ｖ１）が印加される。したがって、トランス４の一次側において、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→一次巻線Ｌ１１→スイッチング素子Ｑ４の経路で正極性の一次電流Ｉ１が流れる。これにより、トランス４の二次側において、二次巻線Ｌ１２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２（負荷９）→ダイオードＤ４の経路で負極性の二次電流Ｉ２が流れる。また、第１片オン期間Ｔ２において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるので、一次巻線Ｌ１１に印加される電圧（変換回路２の入力端間の電圧Ｖ１）は入力電圧Ｖｉよりも高くなる。

第２全オン期間Ｔ３において、制御部３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをオンする。第１全オン期間Ｔ１と同様に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンされることによって、トランス４の一次巻線Ｌ１１に印加される電圧がゼロになるので、一次巻線Ｌ１１には励磁電流Ｉｍのみが流れ、二次電流Ｉ２がゼロとなる。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンされることで、インダクタＬ１に流れる電流Ｉ１０が増大し、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。

第２片オン期間Ｔ４において、制御部３は、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４をオフし、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ３をオンする。すなわち、一次巻線Ｌ１１には負極性の電圧（変換回路２の入力端間の電圧Ｖ１）が印加される。したがって、トランス４の一次側において、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ３→一次巻線Ｌ１１→スイッチング素子Ｑ２の経路で負極性の一次電流Ｉ１が流れる。これにより、トランス４の二次側において、二次巻線Ｌ１２→ダイオードＤ３→コンデンサＣ２（負荷９）→ダイオードＤ２の経路で正極性の二次電流Ｉ２が流れる。また、第２片オン期間Ｔ４において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるので、一次巻線Ｌ１１に印加される電圧（変換回路２の入力端間の電圧Ｖ１）は入力電圧Ｖｉよりも高くなる。

上述した第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４で１周期を構成しており、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４が順に繰り返される。

ここで、トランス４の励磁電流Ｉｍは、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４すべての期間において一次巻線Ｌ１１を流れており、一次巻線Ｌ１１に印加される電圧の極性に応じて増減する。第１片オン期間Ｔ２では、一次巻線Ｌ１１に正極性の電圧が印加されることによって励磁電流Ｉｍが増加し、第２片オン期間Ｔ４では、一次巻線Ｌ１１に負極性の電圧が印加されることによって励磁電流Ｉｍが減少する。また、第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３では、負荷電流がゼロとなるので、一次電流Ｉ１に含まれる成分は励磁電流Ｉｍのみとなる。

次に、図３に示す波形図を用いて偏磁について説明する。図３は、偏磁が発生しているとき（トランス４に偏磁が発生していないとき）における一次電流Ｉ１、励磁電流Ｉｍ、二次電流Ｉ２の波形図である。なお、図３において、正常時における励磁電流Ｉｍ、二次電流Ｉ２を破線で示す。

偏磁が発生していない正常時では、励磁電流Ｉｍはゼロを中心に増減を繰り返し、第１全オン期間Ｔ１における励磁電流Ｉｍの絶対値と、第２全オン期間Ｔ３における励磁電流Ｉｍの絶対値とが同一となる。しかし、偏磁が発生した場合、励磁電流Ｉｍが正常時よりも正方向又は負方向に変化する。すなわち、偏磁発生時では、励磁電流Ｉｍに直流成分が生じる。図３に示す例では、励磁電流Ｉｍの直流成分がゼロよりも低くなる方向（負方向）に変化するような偏磁が発生しており、第１全オン期間Ｔ１における励磁電流Ｉｍの絶対値が、第２全オン期間Ｔ３における励磁電流Ｉｍの絶対値よりも大きくなっている。

偏磁が発生した場合、励磁電流Ｉｍが正常時に比べて正方向又は負方向に変化するので、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４において、一次電流Ｉ１に含まれる励磁電流Ｉｍの割合が変化する。これにより、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４において、トランス４の一次側から二次側に伝達されるエネルギーが増加又は減少するので、正常時に比べて二次電流Ｉ２が増加又は減少する。したがって、第１片オン期間Ｔ２における二次電流Ｉ２の絶対値と、第２片オン期間Ｔ４における二次電流Ｉ２の絶対値との間に差が生じる。図３に示す例では、正常時に比べて、第１片オン期間Ｔ２における二次電流Ｉ２の絶対値が大きくなり、第２片オン期間Ｔ４における二次電流Ｉ２の絶対値が小さくなっている。

そこで、偏磁検出部７は、二次電流Ｉ２に基づいて偏磁検出を行う。以下に、偏磁検出について具体的に説明する。

図３に示すように、トランス４に偏磁が発生していない正常時は、第１片オン期間Ｔ２における二次電流Ｉ２の絶対値と、第２片オン期間Ｔ４における二次電流Ｉ２の絶対値とが等しく直流成分は略ゼロとなる。一方、トランス４に偏磁が発生した場合、第１片オン期間Ｔ２における二次電流Ｉ２の絶対値と、第２片オン期間Ｔ４における二次電流Ｉ２の絶対値とに差が生じる。また、トランス４の偏磁発生の有無に関わらず、第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３における二次電流Ｉ２はゼロとなる。すなわち、トランス４に偏磁が発生していない正常時は二次電流Ｉ２に直流成分が発生しないが、トランス４に偏磁が発生した場合、二次電流Ｉ２に直流成分が発生する。そこで、本実施形態の偏磁検出部７は、電流検出部６の検出結果から二次電流Ｉ２の直流成分を抽出し、抽出した二次電流Ｉ２の直流成分に基づいてトランス４の偏磁を検出する。

フィルタ部７１は、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４すべての期間にわたって電流検出部６の検出結果の積分を継続して行うことで、二次電流Ｉ２の検出値を平均化する。これにより、フィルタ部７１によって、二次電流Ｉ２の直流成分が抽出される。トランス４に偏磁が発生していない正常時は、二次電流Ｉ２の直流成分がゼロとなる。一方、トランス４に偏磁が発生した場合、二次電流Ｉ２に直流成分が発生し、偏磁方向（励磁電流Ｉｍが正常時に比べて変化した正負の方向）に応じてフィルタ部７１の出力極性が正又は負となる。すなわち、フィルタ部７１の出力が、トランス４の偏磁の有無を示すこととなる。そして、制御部３は、フィルタ部７１の出力に基づいて、フィルタ部７１の出力がゼロになるように、すなわち偏磁が解消されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整することで偏磁量を低減させる。ここでいう偏磁量とは、正常時における励磁電流Ｉｍと、偏磁発生時における励磁電流Ｉｍとの差を示す。

例えば、励磁電流Ｉｍが正常時に比べて負の方向に変化する偏磁が発生した場合（図３参照）、制御部３は、第１片オン期間Ｔ２が現在よりも長くなり、第２片オン期間Ｔ４が現在よりも短くなるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整する。これにより、励磁電流Ｉｍの増加期間が長くなり減少期間が短くなるので、励磁電流Ｉｍが正の方向に変化し偏磁量が低減する。

また、励磁電流Ｉｍが正常時に比べて正方向に変化する偏磁が発生した場合、制御部３は、第１片オン期間Ｔ２が現在よりも短くなり、第２片オン期間Ｔ４が現在よりも長くなるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整する。これにより、励磁電流Ｉｍの増加期間が短くなり減少期間が長くなるので、励磁電流Ｉｍが負の方向に変化し偏磁量が低減する。

このように、偏磁検出部７は、フィルタ部７１を用いて、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４すべての期間にわたって二次電流Ｉ２を平均化することで二次電流Ｉ２の直流成分を抽出する。すなわち、本実施形態の電力変換装置１は、比較的短いデッドタイム（スイッチング素子の全オフ期間）よりも長い期間における二次電流Ｉ２を検出する。したがって、本実施形態の電力変換装置１は、比較的短いデッドタイム（スイッチング素子の全オフ期間）に二次電流を検出する従来構成に比べて、二次電流Ｉ２の検出が容易となる。そして、本実施形態の電力変換装置１は、検出した二次電流Ｉ２を平均化することによって、トランス４の偏磁を容易に検出することが可能となる。そして、偏磁発生時は、偏磁方向とは反対方向に励磁電流Ｉｍが変化するように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比が調整されるので、偏磁量を低減させることが可能となる。

さらに、本実施形態の電力変換装置１は、フィルタ部７１を用いて二次電流Ｉ２の検出結果を平均化しており、二次電流Ｉ２の平均値に基づいて偏磁を検出している。偏磁の検出に二次電流Ｉ２の平均値を用いることによって、二次電流Ｉ２の検出精度、検出タイミングのばらつき等による二次電流Ｉ２の検出結果のばらつきが低減され、偏磁の検出精度を向上させることができる。

また、本実施形態の電力変換装置１は、直流電源８と変換回路２との間にインダクタＬ１を設け、デッドタイムの代わりにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをオンする全オン期間（第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３）を設定している。したがって、第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３において、変換回路２のインピーダンスが低減することでインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１０が増加してエネルギーが蓄積される。そして、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるので、入力電圧Ｖｉが昇圧されて一次巻線Ｌ１１に印加される。さらに、本実施形態の電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てがオフするデッドタイムがないので、直流電源８から電力変換装置１に電流が連続して供給される。上記構成により、電力変換装置１の電力変換効率が向上する。

なお、上述した例では、制御部３は、偏磁が検出されたときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整することで第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４の両方を変化させているが、これに限らない。制御部３は、偏磁が検出されたときにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整することで第１片オン期間Ｔ２と第２片オン期間Ｔ４のいずれか一方のみを変化させてもよい。

また、本実施形態の電力変換装置１は、整流平滑回路５を備えるＤＣ−ＤＣコンバータで構成されているが、整流平滑回路５は必須の構成ではなく、例えば直流電源８から入力される直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ−ＡＣインバータで構成されていてもよい。

以上説明したように、本実施例の電力変換装置１は、インダクタＬ１と、変換回路２と、制御部３と、トランス４と、電流検出部６と、偏磁検出部７とを備える。変換回路２は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源８から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。インダクタＬ１は、変換回路２の入力端と直流電源８との間に電気的に接続される。制御部３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。トランス４は、一次巻線Ｌ１１及び二次巻線Ｌ１２を有し、一次巻線Ｌ１１が変換回路２の出力端間に電気的に接続されている。電流検出部６は、二次巻線Ｌ１２に流れる電流を検出する。偏磁検出部７は、電流検出部６の検出結果を平均化するフィルタ部７１を有し、フィルタ部７１の出力に基づいてトランス４の偏磁を検出する。

上記構成により、二次電流Ｉ２の検出が容易となり、検出した二次電流Ｉ２を平均化して二次電流Ｉ２の直流成分を求めることによって、トランス４の偏磁を容易に検出することが可能となる。

また、制御部３は、偏磁検出部７の検出結果に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整する。

上記構成により、偏磁発生時において、制御部３は、偏磁方向とは反対方向に励磁電流Ｉｍが変化するように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整するので、偏磁量を低減させることが可能となる。

また、制御部３は、第１片オン期間Ｔ２（第１期間）と第２片オン期間Ｔ４（第２期間）との間の第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３（第３期間）において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをオンする。

上記構成により、第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３において、変換回路２のインピーダンスが低減することでインダクタＬ１に流れる電流Ｉ１０が増加してエネルギーが蓄積される。そして、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４において、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーが放出されるので、入力電圧Ｖｉが昇圧されて一次巻線Ｌ１１に印加される。さらに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てがオフするデッドタイムがないので、直流電源８から電力変換装置１に電流が連続して供給される。上記構成により、電力変換装置１の電力変換効率が向上する。

（実施形態２）
実施形態１の電力変換装置１は、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４すべての期間にわたって二次電流Ｉ２を平均化する構成であるが、二次電流Ｉ２を平均化する期間は上記に限定しない。以下に、本実施形態の電力変換装置１Ａについて説明する。本実施形態の電力変換装置１Ａの回路構成図を図４、偏磁発生時における動作波形図を図５に示す。なお、実施形態１の電力変換装置１と同様の構成については、同一符号を付して説明を省略する。

本実施形態の電力変換装置１Ａは、制御部３と偏磁検出部７Ａとを一体に有するマイコン３０（マイクロコンピュータ）を備えている。マイコン３０は、プロセッサがメモリに格納されたプログラムを実行することにより制御部３、偏磁検出部７Ａの機能を実現する。

偏磁検出部７Ａは、フィルタ部７１Ａと区間制御部７２Ａと演算部７３Ａとを備えている。偏磁検出部７Ａは、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４それぞれを対象期間とし、対象期間内における電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２）に基づいて、トランス４の偏磁を検出する。具体的には、対象期間である第１片オン期間Ｔ２の一部を第１有効区間Ｔ２０、対象期間である第２片オン期間Ｔ４の一部を第２有効区間Ｔ４０とする。偏磁検出部７Ａは、第１有効区間Ｔ２０における二次電流Ｉ２の平均値（区間平均値）と、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の平均値（区間平均値）とを用いた演算結果に基づいてトランス４の偏磁を検出する。

フィルタ部７１Ａは、ディジタルフィルタで構成されており、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０それぞれにおける電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２）をＡ／Ｄ変換し、二次電流Ｉ２の区間平均値を代表値として求める。第１有効区間Ｔ２０は、第１片オン期間Ｔ２から第１開始期間Ｔ２１と第１終了期間Ｔ２２とを除いた区間である。第１開始期間Ｔ２１とは、第１片オン期間Ｔ２が開始するタイミングから第１所定時間後までの期間である。第１終了期間Ｔ２２とは、第１片オン期間Ｔ２が終了するタイミングの第２所定時間前から第１片オン期間Ｔ２が終了するまでの期間である。また、第２有効区間Ｔ４０は、第２片オン期間Ｔ４から第２開始期間Ｔ４１と第２終了期間Ｔ４２とを除いた区間である。第２開始期間Ｔ４１とは、第２片オン期間Ｔ４が開始するタイミングから第１所定時間後までの期間である。第２終了期間Ｔ４２とは、第２片オン期間Ｔ４が終了するタイミングの第２所定時間前から第２片オン期間Ｔ４が終了するまでの期間である。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング動作を行った場合、トランス４の一次巻線Ｌ１１が含まれる電流経路が急変し、トランス４の二次側にサージ電流が発生する、言い換えれば二次電流Ｉ２の絶対値が瞬間的に大きくなるおそれがある。具体的には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオフによってトランス４の一次側の電流経路が急変したときに、トランス４の漏れインダクタンスによりトランス４の二次側にサージ電流が発生するおそれがある。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のターンオンによってトランス４の一次側の電流経路が急変したときに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生容量によりトランス４の二次側にサージ電流が発生するおそれがある。したがって、第１全オン期間Ｔ１、第１片オン期間Ｔ２、第２全オン期間Ｔ３、第２片オン期間Ｔ４それぞれが開始したときにトランス４の二次側にサージ電流が発生する（二次電流Ｉ２の絶対値が瞬間的に大きくなる）おそれがある。

サージ電流による二次電流Ｉ２の電流値の変化が収まるまでの期間は、トランス４の特性（例えば漏れインダクタンス）によって変動する。本実施形態では、トランス４の特性、サージ電流による二次電流Ｉ２の電流値の変化が収まるまでの時間の計測結果等に基づいて、第１開始期間Ｔ２１、第２開始期間Ｔ４１の時間長さが設定される。本実施形態における第１開始期間Ｔ２１は、第１片オン期間Ｔ２が開始してから、サージ電流による二次電流Ｉ２の電流値の変化が収まるまでの期間よりも長い期間（時間長さ）に設定されている。また、第２開始期間Ｔ４１は、第２片オン期間Ｔ４が開始してから、サージ電流による二次電流Ｉ２の電流値の変化が収まるまでの期間よりも長い期間（時間長さ）に設定されている。なお、第１所定時間の長さと第２所定時間の長さとは、互いに同じであってもよいし、互いに異なっていてもよい。すなわち、第１開始期間Ｔ２１と第１終了期間Ｔ２２とは、互いに同じ時間長さであってもよいし、互いに異なる時間長さであってもよい。第２開始期間Ｔ４１と第２終了期間Ｔ４２とは、互いに同じ時間長さであってもよいし、互いに異なる時間長さであってもよい。また、第１開始期間Ｔ２１と第２開始期間Ｔ４１とは、互いに同じ時間長さであることが好ましい。第１終了期間Ｔ２２と第２終了期間Ｔ４２とは、互いに同じ時間長さであることが好ましい。

また、フィルタ部７１Ａは、区間制御部７２Ａが出力するトリガ信号に同期して、電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２の電流値）のサンプリングの開始、停止を行い、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の区間平均値を求める。

区間制御部７２Ａは、カウンタを備えており、制御部３がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する制御信号に同期して、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０の開始、終了を示すトリガ信号をフィルタ部７１Ａに出力する。具体的には、区間制御部７２Ａは、第１片オン期間Ｔ２が開始するとカウントを開始し、第１開始期間Ｔ２１を表すカウント値に達すると第１有効区間Ｔ２０の開始を示すトリガ信号をフィルタ部７１Ａに出力する。フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０の開始を示すトリガ信号を受信すると、電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２の電流値）のサンプリングを開始する。さらに、区間制御部７２Ａは、第１有効区間Ｔ２０を表すカウント値に達すると第１有効区間Ｔ２０の終了を示すトリガ信号をフィルタ部７１Ａに出力する。フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０の終了を示すトリガ信号を受信すると、電流検出部６の検出結果（二次電流Ｉ２の電流値）のサンプリングを停止する。そして、フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０においてサンプリングした二次電流Ｉ２の電流値をデータ要素として、第１有効区間Ｔ２０における二次電流Ｉ２の区間平均値を求め演算部７３Ａに出力する。

また、区間制御部７２Ａは、第２有効区間Ｔ４０についても第１有効区間Ｔ２０と同様に、第２有効区間Ｔ４０の開始、終了それぞれを示すトリガ信号をフィルタ部７１Ａに出力する。フィルタ部７１Ａは、区間制御部７２Ａからのトリガ信号に基づいて第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の区間平均値を求め演算部７３Ａに出力する。

なお、区間制御部７２Ａは、カウンタのカウント値に基づいてフィルタ部７１Ａにトリガ信号を出力しているが、第１全オン期間Ｔ１から第２片オン期間Ｔ４を１周期とした周期における位相（位相角）に基づいてトリガ信号を出力する構成であってもよい。例えば、区間制御部７２Ａは、第１片オン期間Ｔ２（第２片オン期間Ｔ４）が開始してからの位相角に基づいて、第１有効区間Ｔ２０（第２有効区間Ｔ４０）の開始、終了それぞれを示すトリガ信号をフィルタ部７１Ａに出力する構成であってもよい。

また、電流検出部６とフィルタ部７１Ａとの間に半導体スイッチを設けた構成であってもよい。そして、区間制御部７２Ａは、この半導体スイッチを制御することで、電流検出部６の検出結果がフィルタ部７１Ａに入力される期間を制御する。区間制御部７２Ａによって、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０にのみ電流検出部６の検出結果がフィルタ部７１Ａに伝達される。フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の区間平均値を求める。

演算部７３Ａは、第１有効区間Ｔ２０における二次電流Ｉ２の区間平均値（第１区間平均値とする）と、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の区間平均値（第２区間平均値とする）とを用いた演算処理を行い、演算結果を制御部３に出力する。負極性である第１区間平均値と、正極性である第２区間平均値との和は、正常時はゼロであるのに対し、偏磁発生時は偏磁方向に応じて正又は負の値となる。すなわち、演算部７３Ａの出力（第１区間平均値と第２区間平均値との和）が、偏磁の検出結果及び偏磁発生時の偏磁方向を表している。

制御部３は、演算部７３Ａの出力がゼロとなるように、すなわち偏磁が解消されるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整することで偏磁量を低減させる。例えば、励磁電流Ｉｍが正常時に比べて負の方向に変化する偏磁が発生した場合（図５参照）、制御部３は、第１片オン期間Ｔ２が現在よりも長くなり、第２片オン期間Ｔ４が現在よりも短くなるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整する。これにより、励磁電流Ｉｍの増加期間が長くなり減少期間が短くなるので、励磁電流Ｉｍが正の方向に変化し偏磁量が低減する。また、励磁電流Ｉｍが正常時に比べて正方向に変化する偏磁が発生した場合、制御部３は、第１片オン期間Ｔ２が現在よりも短くなり、第２片オン期間Ｔ４が現在よりも長くなるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比を調整する。これにより、励磁電流Ｉｍの増加期間が短くなり減少期間が長くなるので、励磁電流Ｉｍが負の方向に変化し偏磁量が低減する。

また、第１区間平均値を‘Ｉ２ａ’、第２区間平均値を‘Ｉ２ｂ’、一次巻線Ｌ１１の巻数を‘ｎ１’、二次巻線Ｌ１２の巻数を‘ｎ２’とした場合、偏磁量‘ΔＩｍ’を下記式（１）より求めることができる。
ΔＩｍ＝（ｎ２／ｎ１）・（Ｉ２ａ＋Ｉ２ｂ）／２ …（１）
演算部７３Ａは、式（１）より求めた偏磁量ΔＩｍを制御部３に出力する。制御部３は、偏磁量ΔＩｍがゼロとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比（第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４の時間長さ）を決定する。このように偏磁量ΔＩｍを求めて第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４の時間長さを決定することによって、より素早く偏磁量を低減させることができる。

このように、本実施形態における電力変換装置１Ａのフィルタ部７１Ａは、第１片オン期間Ｔ２から第１開始期間Ｔ２１と第１終了期間Ｔ２２とを除いた第１有効区間Ｔ２０における二次電流Ｉ２の平均値（第１区間平均値）を代表値として求めている。また、フィルタ部７１Ａは、第２片オン期間Ｔ４から第２開始期間Ｔ４１と第２終了期間Ｔ４２とを除いた第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の平均値（第２区間平均値）を代表値として求めている。第１開始期間Ｔ２１、第２開始期間Ｔ４１は、サージ電流の発生による二次電流Ｉ２の電流値の変化が収まるまでの期間よりも長い期間（時間長さ）に設定されている。したがって、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４が開始したときにサージ電流が発生した場合でも、このサージ電流の電流値（二次電流Ｉ２の電流値）が第１区間平均値、第２区間平均値のデータ要素に含まれることが抑制される。

すなわち、第１区間平均値、第２区間平均値を求める際に用いる二次電流Ｉ２の電流値のサンプリングデータ（データ要素）に、サージ電流の電流値が含まれることが抑制される。これにより、サージ電流による第１区間平均値、第２区間平均値のばらつきが抑制され、トランス４の偏磁の検出精度の向上を図ることが可能となる。

また、特許文献１の電力変換装置では、トランスの一次側に設けられた複数のスイッチング素子の全てをオフするデッドタイムが設定されており、このデッドタイムにおける二次電流の検出結果に基づいて偏磁を検出している。このデッドタイムは、比較的短い期間であり、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０は、デッドタイムよりも長い期間である。本実施形態の電力変換装置１Ａは、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の検出結果に基づいて偏磁を検出する構成である。したがって、本実施形態の電力変換装置１Ａは、デッドタイムにおける二次電流の検出結果に基づいて偏磁を検出する構成に比べて、二次電流Ｉ２の検出が容易となり、トランス４の偏磁を容易に検出することが可能となる。

また、第１終了期間Ｔ２２（第２終了期間Ｔ４２）は、第１片オン期間Ｔ２（第２片オン期間Ｔ４）が終了するタイミングの第２所定時間前から第１片オン期間Ｔ２（第２片オン期間Ｔ４）が終了するまでの期間である。言い換えれば、第１終了期間Ｔ２２（第２終了期間Ｔ４２）は、第２全オン期間Ｔ３（第１全オン期間Ｔ１）が開始するタイミングの第２所定時間前から第２全オン期間Ｔ３（第１全オン期間Ｔ１）が開始するまでの期間である。すなわち、第１終了期間Ｔ２２（第２終了期間Ｔ４２）は、第２全オン期間Ｔ３（第１全オン期間Ｔ１）が開始したときのサージ電流の電流値が第１区間平均値（第２区間平均値）のデータ要素に含まれることを抑制するためのマージン期間である。したがって、第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３が開始したときにサージ電流が発生した場合でも、このサージ電流の電流値（二次電流Ｉ２の電流値）が第１区間平均値、第２区間平均値のデータ要素に含まれることが抑制される。例えば、フィルタ部７１Ａが、処理遅延等によって、電流検出部６の検出結果のサンプリングを停止するタイミングが第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０が終了するタイミングよりも遅れたとする。このような場合でも、マージン期間である第１終了期間Ｔ２２、第２終了期間Ｔ４２によって、サージ電流の電流値（二次電流Ｉ２の電流値）が第１区間平均値、第２区間平均値のデータ要素に含まれることが抑制される。これにより、第１区間平均値、第２区間平均値のばらつきが抑制され、トランス４の偏磁の検出精度の向上を図ることが可能となる。

なお、本実施形態では、第１有効区間Ｔ２０は、第１片オン期間Ｔ２から第１開始期間Ｔ２１と第１終了期間Ｔ２２とを除いた期間であるが、この期間に限らない。同様に、第２有効区間Ｔ４０は、第２片オン期間Ｔ４から第２開始期間Ｔ４１と第２終了期間Ｔ４２とを除いた期間であるが、この期間に限らない。

例えば、第１有効区間を、第１片オン期間Ｔ２から第１開始期間Ｔ２１のみを除いた期間とし、この第１有効区間における二次電流Ｉ２の平均値をフィルタ部７１Ａが求める構成であってもよい。同様に、第２有効区間を、第２片オン期間Ｔ４から第２開始期間Ｔ４１のみを除いた期間とし、この第２有効区間における二次電流Ｉ２の平均値をフィルタ部７１Ａが求める構成であってもよい。

また、第１有効区間を、第１片オン期間Ｔ２から第１終了期間Ｔ２２のみを除いた期間とし、この第１有効区間における二次電流Ｉ２の平均値をフィルタ部７１Ａが求める構成であってもよい。同様に、第２有効区間を、第２片オン期間Ｔ４から第２終了期間Ｔ４２のみを除いた期間とし、この第２有効区間における二次電流Ｉ２の平均値をフィルタ部７１Ａが求める構成であってもよい。さらにまた、第１有効区間を第１片オン期間Ｔ２の全期間とし、第２有効区間を第２片オン期間Ｔ４の全期間とし、この第１有効区間、第２有効区間における二次電流Ｉ２の平均値をフィルタ部７１Ａが求める構成であってもよい。

また、本実施形態では、フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０それぞれにおける二次電流Ｉ２の平均値（区間平均値）を代表値として求める構成であるが、代表値は平均値に限らない。フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０それぞれにおける二次電流Ｉ２の中央値を代表値として求める構成であってもよい。この場合、演算部７３Ａは、第１有効区間Ｔ２０における二次電流Ｉ２の中央値と、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の中央値とを用いた演算処理（加算処理）を行う。演算部７３Ａの演算結果（加算結果）が偏磁の検出結果及び偏磁発生時の偏磁方向を表す。また、フィルタ部７１Ａが二次電流Ｉ２の中央値を代表値として求める場合、中央値を求める際に用いる二次電流Ｉ２の電流値のサンプリングデータ（データ要素）に、サージ電流の電流値が含まれていても中央値のばらつきが抑制される。したがって、第１片オン期間Ｔ２の全期間を第１有効区間、第２片オン期間Ｔ４の全期間を第２有効区間とした構成であっても、トランス４の偏磁の検出精度の向上を図ることが可能となる。

また、本実施形態の偏磁検出部７Ａは、第１有効区間Ｔ２０における二次電流Ｉ２の代表値と、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の代表値とを用いた演算処理（加算処理）により偏磁を検出しているが、偏磁を検出するための演算処理はこれに限らない。例えば、以下のような演算処理であってもよい。フィルタ部７１Ａは、第１有効区間Ｔ２０と第２有効区間Ｔ４０との少なくとも一方の二次電流Ｉ２の代表値を求める。そして、演算部７３Ａは、フィルタ部７１Ａが求めた二次電流Ｉ２の代表値と、基準値（基準範囲）とを比較する。演算部７３Ａは、二次電流Ｉ２の代表値が基準範囲内である場合、偏磁が発生していないと判断し、二次電流Ｉ２の代表値が基準範囲外である場合、偏磁が発生していると判断する。

このように、本実施形態の電力変換装置１Ａは、インダクタＬ１と、変換回路２と、制御部３と、トランス４と、電流検出部６と、偏磁検出部７Ａとを備える。変換回路２は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源８から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。インダクタＬ１は、変換回路２の入力端と直流電源８との間に電気的に接続される。制御部３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。トランス４は、一次巻線Ｌ１１及び二次巻線Ｌ１２を有し、一次巻線Ｌ１１が変換回路２の出力端間に電気的に接続される。電流検出部６は、二次巻線Ｌ１２に流れる電流を検出する。一次巻線Ｌ１１に正極性の電圧が印加される期間を第１片オン期間Ｔ２（第１期間）、一次巻線Ｌ１１に負極性の電圧が印加される期間を第２片オン期間Ｔ４（第２期間）とする。

偏磁検出部７Ａは、第１片オン期間Ｔ２（第１期間）と第２片オン期間Ｔ４（第２期間）との少なくとも一方の期間における電流検出部６の検出結果に基づいて、トランス４の偏磁を検出する。また、偏磁検出部７Ａは、電流検出部６の検出結果を平均化するフィルタ部７１Ａを有し、第１片オン期間Ｔ２（第１期間）と第２片オン期間Ｔ４（第２期間）との少なくとも一方の期間におけるフィルタ部７１の出力に基づいてトランス４の偏磁を検出する。言い換えれば、偏磁検出部７Ａは、第１片オン期間Ｔ２（第１期間）と、第２片オン期間Ｔ４（第２期間）との少なくとも一方の期間を対象期間とし対象期間における電流検出部６の検出結果の代表値を求めるフィルタ部７１Ａを有する。偏磁検出部７Ａは、フィルタ部７１Ａの出力に基づいてトランス４の偏磁を検出する。

第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０は、デッドタイム（スイッチング素子の全オフ期間）に比べて長い期間である。したがって、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の検出が容易となり、トランス４の偏磁を容易に検出することが可能となる。

また、本実施形態の電力変換装置１Ａは、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の代表値（区間平均値、中央値）を偏磁の検出に用いている。これにより、二次電流Ｉ２の検出精度、検出タイミングのばらつき等による二次電流Ｉ２の代表値（検出結果）のばらつきが低減され、偏磁の検出精度を向上させることができる。

さらに、本実施形態の電力変換装置１Ａは、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における代表値（区間平均値、中央値）に基づいて偏磁を検出する。したがって、第１全オン期間Ｔ１、第２全オン期間Ｔ３において、二次電流Ｉ２にノイズが発生するような場合であってもトランス４の偏磁を検出することができ、ノイズによる偏磁の検出精度の低下を抑制することが可能となる。

また、本実施形態の電力変換装置１Ａにおいて、有効区間（第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０）は、対象期間（第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４）の一部の区間である。具体的には、対象期間（第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４）が開始してから第１所定時間後までの期間を開始期間（第１開始期間Ｔ２１、第２開始期間Ｔ４１）とする。また、対象期間（第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４）が終了する第２所定時間前から対象期間（第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４）が終了するまでの期間を終了期間（第１終了期間Ｔ２２、第２終了期間Ｔ４２）とする。有効区間（第１有効区間Ｔ２０）は、対象期間（第１片オン期間Ｔ２）から開始期間（第１開始期間Ｔ２１）と終了期間（第１終了期間Ｔ２２）の少なくとも一方を除いた区間である。また、有効区間（第２有効区間Ｔ４０）は、対象期間（第２片オン期間Ｔ４）から開始期間（第２開始期間Ｔ４１）と終了期間（第２終了期間Ｔ４２）の少なくとも一方を除いた区間である。

上記構成により、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング動作を行ったときにサージ電流が発生した場合であっても、第１有効区間Ｔ２０、第２有効区間Ｔ４０における二次電流Ｉ２の代表値のばらつきが抑制される。これにより、トランス４の偏磁の検出精度の向上を図ることが可能となる。

また、偏磁検出部７Ａは、電流検出部６の検出結果を平均化するフィルタ部７１Ａを有し、第１片オン期間Ｔ２（第１期間）と第２片オン期間Ｔ４（第２期間）との少なくとも一方の期間におけるフィルタ部７１Ａの出力に基づいてトランス４の偏磁を検出する。

偏磁の検出に二次電流Ｉ２の区間平均値を用いることによって、二次電流Ｉ２の検出精度、検出タイミングのばらつき等による二次電流Ｉ２の検出結果のばらつきが低減され、偏磁の検出精度を向上させることができる。

また、上述した例では、偏磁検出部７Ａは、二次電流Ｉ２の区間平均値に基づいて偏磁を検出するように構成されているが、偏磁検出部７Ａの変形例として二次電流Ｉ２の瞬時値に基づいて偏磁を検出するように構成されていてもよい。例えば、偏磁検出部７Ａは、第１片オン期間Ｔ２、第２片オン期間Ｔ４それぞれが開始したタイミングから第３所定時間後における二次電流Ｉ２の瞬時値を検出し、それぞれの瞬時値を用いた演算処理を行うすることで偏磁を検出するようにしてもよい。第３所定時間の長さは、第１片オン期間Ｔ２（第２片オン期間Ｔ４）が開始してから、サージ電流による二次電流Ｉ２の電流値の変化が収まるまでの期間よりも長い期間（時間長さ）に設定されている。このように構成することによって、フィルタ部７１Ａを省略することができ、偏磁検出部７Ａの構成を簡略化することが可能となる。また、偏磁検出部７Ａは、第１有効区間Ｔ２０と第２有効区間Ｔ４０との少なくとも一方の期間における二次電流Ｉ２の瞬時値を求め、基準値（基準範囲）と比較することで偏磁を検出するように構成してもよい。

このように、本変形例の電力変換装置１Ａは、インダクタＬ１と、変換回路２と、制御部３と、トランス４と、電流検出部６と、偏磁検出部７Ａとを備える。変換回路２は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源８から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する。インダクタＬ１は、変換回路２の入力端と直流電源８との間に電気的に接続される。制御部３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。トランス４は、一次巻線Ｌ１１及び二次巻線Ｌ１２を有し、一次巻線Ｌ１１が変換回路２の出力端間に電気的に接続される。電流検出部６は、二次巻線Ｌ１２に流れる電流を検出する。一次巻線Ｌ１１に正極性の電圧が印加される期間を第１片オン期間Ｔ２（第１期間）、一次巻線Ｌ１１に負極性の電圧が印加される期間を第２片オン期間Ｔ４（第２期間）とする。

偏磁検出部７Ａは、第１片オン期間Ｔ２（第１期間）と第２片オン期間Ｔ４（第２期間）との少なくとも一方の期間が開始してから第３所定時間後における電流検出部６の検出結果の瞬時値に基づいて、トランス４の偏磁を検出する。

上記構成により、偏磁検出部７Ａの構成を簡略化することが可能となる。

なお、上述した実施形態１，２は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態１，２に限定されることはなく、この実施形態１，２以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんのことである。

１、１Ａ 電力変換装置
２ 変換回路
３ 制御部
４ トランス
６ 電流検出部
７、７Ａ 偏磁検出部
７１、７１Ａ フィルタ部
８ 直流電源
Ｌ１ インダクタ
Ｌ１１ 一次巻線
Ｌ１２ 二次巻線
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｔ２ 第１片オン期間（対象期間）
Ｔ４ 第２片オン期間（対象期間）
Ｔ２０ 第１有効区間（有効区間）
Ｔ４０ 第２有効区間（有効区間）
Ｔ２１ 第１開始期間（開始期間）
Ｔ２２ 第１終了期間（終了期間）
Ｔ４１ 第２開始期間（開始期間）
Ｔ４２ 第２終了期間（終了期間）

Claims (6)

1. ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する変換回路と、
   前記変換回路の入力端と前記直流電源との間に電気的に接続されるインダクタと、
   前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、
   一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線が前記変換回路の出力端間に電気的に接続されるトランスと、
   前記二次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部の検出結果を平均化するフィルタ部を有し、前記フィルタ部の出力に基づいて前記トランスの偏磁を検出する偏磁検出部とを備える
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、前記複数のスイッチング素子がオンとオフとを繰り返すことで、直流電源から入力される直流電圧を交流電圧に変換して出力する変換回路と、
   前記変換回路の入力端と前記直流電源との間に電気的に接続されるインダクタと、
   前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と、
   一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線が前記変換回路の出力端間に電気的に接続されるトランスと、
   前記二次巻線に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記一次巻線に正極性の電圧が印加される第１期間と、前記一次巻線に負極性の電圧が印加される第２期間との少なくとも一方の期間を対象期間として前記対象期間内の有効区間における前記電流検出部の検出結果の代表値を求めるフィルタ部を有し、前記フィルタ部の出力に基づいて前記トランスの偏磁を検出する偏磁検出部とを備える
   ことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記有効区間は、前記対象期間の一部の区間である
   ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記対象期間が開始してから第１所定時間後までの期間を開始期間とし、
   前記対象期間が終了する第２所定時間前から前記対象期間が終了するまでの期間を終了期間とし、
   前記有効区間は、前記対象期間から前記開始期間と前記終了期間との少なくとも一方を除いた区間である
   ことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記偏磁検出部の検出結果に基づいて前記複数のスイッチング素子のデューティ比を調整する
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記一次巻線に正極性の電圧が印加される第１期間と、前記一次巻線に負極性の電圧が印加される第２期間との間の第３期間において、前記複数のスイッチング素子の全てをオンする
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
   

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