JP6936693B2

JP6936693B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6936693B2
Application number: JP2017204746A
Authority: JP
Inventors: 誠二居安; 裕二林; 祐一半田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
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Filing date: 2017-10-23
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Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。

特許文献１には、ダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの出力側に直列接続されたリアクトルと、リアクトルに流れる電流を制御する駆動スイッチと、リアクトルから駆動スイッチに流れる電流を検出する電流検出回路とを備える電力変換装置が開示されている。特許文献１に開示された電力変換装置では、交流電源から供給される交流の入力電圧がダイオードブリッジにより直流電圧に変換される。そして、駆動スイッチが操作されることで、変換された直流電圧がリアクトルを通じて出力端子に出力される。このとき、電流検出回路により検出された電流を指令電流に制御すべく駆動スイッチがオン・オフ操作される。

特開２０１５−１９８４６０号公報

ところで、入力側にダイオードブリッジを備えていないブリッジレス型の電力変換装置がある。ブリッジレス型の電力変換装置において、ＣＴ（カレントトランス）式の電流検出回路を用いて電流を検出する場合、発明者は、以下の問題が生じやすいことに着目した。その問題とは、ブリッジレス型の電力変換装置では、ＣＴ式の電流検出回路の発熱や、電流検出誤差等が入力側にダイオードブリッジを備える電力変換装置よりも生じ易くなるといったものである。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、ＣＴ式の電流検出回路を備えるブリッジレス型の電力変換装置において、電流検出回路の発熱を抑制するとともに、電流検出誤差を低減することができる電力変換装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置では、リアクトルと、第１，第２駆動スイッチとを有し、交流電源から入力された交流の入力電圧を、前記第１,第２駆動スイッチを操作することで直流電圧へ変換して出力端子から出力する電力変換器と、電流検出箇所に接続される入力巻線及び該入力巻線と磁気結合する出力巻線を有するカレントトランスと、前記出力巻線に並列接続された検出抵抗と、前記出力巻線に正の電流が流れる場合、前記出力巻線から前記検出抵抗へ電流を流し、前記出力巻線に負の電流が流れる場合、前記出力巻線から前記検出抵抗に電流を流さないダイオードと、を有する電流検出部と、前記入力電圧が正の極性となる第１期間において、前記第１駆動スイッチに流れる第１電流を指令電流に制御し、前記入力電圧が負となる第２期間において、前記第２駆動スイッチに流れる第２電流を前記指令電流に制御すべく、前記第１駆動スイッチ及び前記第２駆動スイッチを操作する制御部と、を備えている。前記電流検出部は、前記入力巻線、前記出力巻線、又は前記入力巻線及び前記出力巻線と磁気結合する補助巻線のいずれかに並列接続された検出部側スイッチを有し、前記電流検出部のうち、前記第１電流を検出するものを第１電流検出部とし、前記第２電流を検出するものを第２電流検出部とする場合、前記制御部は、前記第１期間において、前記第２電流検出部の前記検出部側スイッチをオン操作し、前記第２期間において、前記第１電流検出部の前記検出部側スイッチをオン操作する。

電流検出部は、カレントトランスの出力巻線に正の電流が流れる場合、出力巻線から検出抵抗へ電流を流し、出力巻線に負の電流が流れる場合、出力巻線から検出抵抗に電流を流さないダイオードを有している。そして、電力変換装置は、交流電源から供給される入力電圧が正の極性となる第１期間において、第１駆動スイッチに流れる第１電流を指令電流に制御し、入力電圧が負となる第２期間において、第２駆動スイッチに流れる第２電流を指令電流に制御すべく、第１及び第２駆動スイッチを操作する制御部を備えている。このような電力変換装置では、入力電圧が正の極性となる第１期間において、第２電流検出部のカレントトランスに負の電流が流れ、入力電圧が負の極性となる第２期間において、第１電流検出部のカレントトランスに負の電流が流れる。本発明者は、カレントトランスに負の電流が流れる場合、この電流がダイオードの存在により検出抵抗に流れず、カレントトランスの励磁インダクタンスに流れることで磁束密度を増加させていることを突き止めた。磁束密度の増加によりカレントトランスが磁気飽和すると、第１，第２電流検出部に過電流が流れたり、カレントトランスの残存磁界によりに第１，第２電流検出部の電流検出精度を低下させたりするおそれがある。

そこで、上記構成では、第１,第２電流検出部は、入力巻線、出力巻線、又は入力巻線及び出力巻線と磁気結合する補助巻線に並列接続された検出部側スイッチを備えている。そして、第１期間において、第２電流検出部の検出部側スイッチをオン操作することで、カレントトランスに励磁電流を流れにくくし、磁束密度の増加を抑制する。また、第２期間において、第１電流検出部の検出部側スイッチをオン操作することで、カレントトランスに励磁電流を流れにくくし、磁束密度の増加を抑制することとした。この場合、ＣＴ式の電流検出部を備える電力変換装置において、電流検出部の発熱を抑制するとともに、電流検出誤差を低減することができる。

電力変換装置の構成図。第１電流センサの回路図。制御装置の機能を説明する機能ブロック図。コンバータの動作を説明するタイミングチャート。コンバータの通流状態を説明する図。本実施形態の原理を説明する図。制御装置が実施する出力電圧Ｖｏの制御の手順を示すフローチャート。本実施形態の効果を説明する図。比較例における効果を説明する図。第１実施形態の変形例１に係る第１，第２電流センサの回路図。第１実施形態の変形例２に係る電力変換装置の構成図。第１実施形態の変形例３に示す制御装置の機能ブロック図。第２実施形態に係る第１，第２電流センサの回路図。第２実施形態に係る電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。第２実施形態の変形例に係る第１，第２電流センサの回路図。第３実施形態に係るコンバータの回路図。第３実施形態に係る電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。第４実施形態に係るコンバータの回路図。第４実施形態の変形例に係るコンバータの回路図。第５実施形態に係るコンバータの回路図。第５実施形態の変形例に係るコンバータの回路図。

＜第１実施形態＞
以下、本発明を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、電力変換装置１００は、電力変換器としてのＡＣ・ＤＣコンバータ（以下、コンバータ１０と称す）と、平滑コンデンサ９と、を備えている。電力変換装置１００の入力端子ＩＮには交流電源２００が接続されており、出力端子ＯＵＴには図示しない負荷が接続されている。電力変換装置１００は、コンバータ１０により交流電源２００から供給される交流の入力電圧を直流電圧に変換し、変換した直流電圧を、出力端子ＯＵＴを通じて負荷に供給する。

コンバータ１０は、入力側にダイオードブリッジを備えていないブリッジレスＰＦＣ回路である。コンバータ１０は、リアクトル２と、第１駆動スイッチＱ１と、第１メインダイオードＤｍ１と、第２駆動スイッチＱ２と、第２メインダイオードＤｍ２とを備えている。本実施形態において、各駆動スイッチＱ１，Ｑ２は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。

コンバータ１０の構成を詳しく説明すると、第１メインダイオードＤｍ１のアノードには、第１駆動スイッチＱ１のドレインが接続されている。これにより、第１メインダイオードＤｍ１及び第１駆動スイッチＱ１の直列接続体が構成されている。また、第２メインダイオードＤｍ２のアノードには、第２駆動スイッチＱ２のドレインが接続されている。これにより、第２メインダイオードＤｍ２及び第２駆動スイッチＱ２の直列接続体が構成されている。また、第１メインダイオードＤｍ１及び第２メインダイオードＤｍ２のカソードは、出力端子ＯＵＴに接続された第１ラインＬＰ１にそれぞれ接続され、第１駆動スイッチＱ１及び第２駆動スイッチＱ２のソースは、出力端子ＯＵＴに接続された第２ラインＬＰ２にそれぞれ接続されている。第１メインダイオードＤｍ１が第１駆動側整流素子に相当し、第２メインダイオードＤｍ２が第２駆動側整流素子に相当する。

第１メインダイオードＤｍ１及び第１駆動スイッチＱ１の接続点である第１接続点Ｋ１は、リアクトル２を介して交流電源２００の第１端子に接続されている。また、第２メインダイオードＤｍ２及び第２駆動スイッチＱ２の接続点である第２接続点Ｋ２は、交流電源２００の第２端子に接続されている。

第１ラインＬＰ１と第２ラインＬＰ２との間には、平滑コンデンサ９が接続されている。そのため、平滑コンデンサ９は、第１メインダイオードＤｍ１及び第１駆動スイッチＱ１の直列接続体と、第２メインダイオードＤｍ２及び第２駆動スイッチＱ２の直列接続体とに並列接続されている。

電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０は、周知のマイクロコンピュータにより構成されており、コンバータ１０が備える第１，第２駆動スイッチＱ１,Ｑ２をオン又はオフに操作する。なお、制御装置３０は、例えば、複数の機能ブロックを備える集積回路により構成されていればよい。

電力変換装置１００は、入力電圧センサ１１、出力電圧センサ１２、電流検出部としての第１電流センサ４及び第２電流センサ７を備えている。入力電圧センサ１１は、交流電源２００の第１端子と第２端子との間に並列接続されており、交流電源２００の端子間電圧を入力電圧Ｖａｃとして検出する。出力電圧センサ１２は、平滑コンデンサ９よりも出力端子Ｏｕｔ側で平滑コンデンサ９に並列接続されており、平滑コンデンサ９の端子間電圧を出力電圧Ｖｏとして検出する。第１電流センサ４が第１電流検出部に相当し、第２電流センサ７が第２電流検出部に相当する。

第１電流センサ４は、第１駆動スイッチＱ１に流れる電流を第１電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第２電流センサ７は、第２駆動スイッチＱ２に流れる電流を第２電流ＩＬ２ｒとして検出する。本実施形態では、第１電流センサ４は、コンバータ１０において、第１メインダイオードＤｍ１のアノードと、第１駆動スイッチＱ１のドレインとを接続する配線のうち、第１接続点Ｋ１よりも第１駆動スイッチＱ１側に接続されている。第２電流センサ７は、コンバータ１０において、第２メインダイオードＤｍ２のアノードと、第２駆動スイッチＱ２のドレインとを接続する配線のうち、第２接続点Ｋ２よりも第２駆動スイッチＱ２側に接続されている。

図２（ａ）は、第１電流センサ４の回路図である。第１電流センサ４は、第１トランス２１、第１リセット抵抗Ｒｒ１、第１検出抵抗Ｒｄ１及び第１整流ダイオードＤｒ１を備えている。第１電流センサ４の第１検出端子ＴＤ１及び第２検出端子ＴＤ２のそれぞれは、第１駆動スイッチＱ１のドレインと第１メインダイオードＤｍ１のアノードとの間に接続されている。具体的には、第１検出端子ＴＤ１は、第２検出端子ＴＤ２よりも第１メインダイオードＤｍ１のアノード側に接続され、第２検出端子ＴＤ２は、第１検出端子ＴＤ１よりも第１駆動スイッチＱ１のドレイン側に接続されている。

第１トランスはカレントトランスであり、１次側コイルＬ１ａと、１次側コイルＬ１ａと磁気結合する２次側コイルＬ２ａとを有する。１次側コイルＬ１ａと２次側コイルＬ２ａとは減極性の関係となっている。また、２次側コイルＬ２ａの巻数Ｎ２は、１次側コイルＬ１ａの巻数Ｎ１よりも多い。本実施形態では、下記式（１）により、１次側コイルＬ１ａの巻数Ｎ１を基準とする、２次側コイルＬ２ａの巻数Ｎ２の比である巻数比を算出している。
Ｎｒ＝Ｎ２／Ｎ１ … （１）
なお、Ｎｒは巻数比を示す。

第１検出端子ＴＤ１は１次側コイルＬ１ａ（入力巻線）の第１端に接続され、第２検出端子ＴＤ２は１次側コイルＬ１ａの第２端に接続されている。２次側コイルＬ２ａ（出力巻線）の第１端には、第１整流ダイオードＤｒ１のアノードが接続され、カソードが第１検出抵抗Ｒｄ１の第１端に接続されている。そして、２次側コイルＬ２ａの第２端には、第１検出抵抗Ｒｄ１の第２端が接続されている。

２次側コイルＬ２ａには、第１リセット抵抗Ｒｒ１と、第１スイッチＳＷ１とが並列接続されている。第１スイッチＳＷ１は、閉状態となることで、２次側コイルＬ２の第１端と第２端との間をバイパスする経路を形成する。具体的には、２次側コイルＬ２の第１端と第１整流ダイオードＤｒ１のアノードとの間に第１スイッチＳＷ１の第１端子が接続され、２次側コイルＬ２ａの第２端と第１検出抵抗Ｒｄ１の第２端との間に第１スイッチＳＷ１の第２端子が接続されている。

本実施形態では、第１電流センサ４において、第１検出端子ＴＤ１から第２検出端子ＴＤ２の向きで１次側コイルＬ１ａに流れる電流を正の電流とする。また、第２検出端子ＴＤ２から第１検出端子ＴＤ１の向きで１次側コイルＬ１ａに流れる電流を負の電流とする。

１次側コイルＬ１ａに正の電流が流れる場合、２次側コイルＬ２ａの第１端からは、巻数比Ｎｒに応じた電流が第１整流ダイオードＤｒ１のアノードに向けて流れる。このため、第１検出抵抗Ｒｄ１には、第１整流ダイオードＤｒ１を通じて電流が流れ込むことで電圧降下が生じる。すなわち、第１電流センサ４では、第１検出抵抗Ｒｄ１に生じる電圧降下量を検出することで、第１電流ＩＬ１ｒを検出することが可能となる。一方、１次側コイルＬ１ａに負の電流が流れる場合、第１スイッチＳＷ１が開状態であれば、２次側コイルＬ２ａに流れる出る電流は、第１整流ダイオードＤｒ１により規制され、第１検出抵抗Ｒｄ１に流れない。この場合、電流は第１トランス２１の励磁インダクタンスに流れる。

図２（ｂ）は、第２電流センサ７の回路図である。第２電流センサ７は、第１電流センサ４と同様の構成であるため、その説明を適宜省略する。

第２電流センサ７は、第２トランス２２、第２リセット抵抗Ｒｒ２、第２検出抵抗Ｒｄ２及び第２整流ダイオードＤｒ２を備えている。第２トランス２２はカレントトランスであり、１次側コイルＬ１ｂと、１次側コイルＬ１ｂと磁気結合する２次側コイルＬ２ｂとを有する。なお、第２トランス２２においても、第１トランス２１同様、２次側コイルＬ２ｂの巻数が１次側コイルＬ１ｂの巻数よりも多くなっている。

第２電流センサ７の第３検出端子ＴＤ３及び第４検出端子ＴＤ４のそれぞれは、第２駆動スイッチＱ２のドレインと第２メインダイオードＤｍ２のアノードとの間に接続されている。具体的には、第３検出端子ＴＤ３は、第４検出端子ＴＤ４よりも第２メインダイオードＤｍ２のアノード側に接続され、第４検出端子ＴＤ４は、第３検出端子ＴＤ３よりも第２駆動スイッチＱ２のドレイン側に接続されている。第３検出端子ＴＤ３は１次側コイルＬ１ｂの第１端に接続され、第４検出端子ＴＤ４は１次側コイルＬ１ｂの第２端に接続されている。

第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、双方向に電流を流すことができるバイディレクショナル型スイッチであればよく、例えば、２つのＭＯＳＦＥＴのソース間を直列接続して構成された直列接続体を用いることができる。本実施形態では、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２が検出部側スイッチに相当する。

本実施形態では、第２電流センサ７において、第３検出端子ＴＤ３から第４検出端子ＴＤ４の向きで１次側コイルＬ１ｂに流れる電流を正の電流とする。また、第４検出端子ＴＤ４から第３検出端子ＴＤ３の向きで１次側コイルＬ１ｂに流れる電流を負の電流とする。

入力電圧センサ１１、出力電圧センサ１２、及び第１，第２電流センサ４，７の検出値Ｖａｃ、Ｖｏｒ、ＩＬ１ｒ，ＩＬ２ｒは制御装置３０に入力される。

図３は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。本実施形態では、制御装置３０は、電圧制御部３４と、電流補正部３７と、切替制御部３８とを備えている。

電圧制御部３４は、出力電圧Ｖｏｒを指令電圧Ｖｏ＊に制御すべく、第１駆動スイッチＱ１を操作するための第１ゲート信号ＧＳ１、及び第２駆動スイッチＱ２を操作するための第２ゲート信号ＧＳ２を生成する。本実施形態では、電圧制御部３４は、第１，第２電流ＩＬ１ｒ，ＩＬ２ｒの最大値を指令電流ＩＬ＊で制限すべく、周知のピーク電流モード制御を実施する。

まずは、本実施形態の電圧制御部３４の機能のうち、ピーク電流モード制御に用いられる指令電流ＩＬ＊の算出について説明する。出力電圧センサ１２により検出された出力電圧Ｖｏｒは、偏差算出器３３０に入力される。偏差算出器３３０は、指令電圧Ｖｏ＊から出力電圧Ｖｏｒを減算することで電圧偏差を算出し、ＰＩ制御器３３１に出力する。ＰＩ制御器３３１は、偏差算出器３３０から出力された電圧偏差に応じて、電圧偏差を０にフィードバック制御するのに必要なリアクトル電流を算出する。リミッタ３３２は、ＰＩ制御器３３１から出力された算出値を制限し、出力する。

ｓｉｎθ生成部３４４は、入力電圧センサ１１により検出された入力電圧Ｖａｃの位相を示す｜ｓｉｎθ｜の値を算出する。乗算器３３４は、リミッタ３３２から出力されるリアクトル電流とｓｉｎθ生成部３４４から出力される位相値｜ｓｉｎθ｜とを乗算することにより、補正前指令電流を算出する。絶対値算出部３３５は、乗算器３３４から出力される補正前指令電流の絶対値を算出する。

電流補正部３７は、入力電圧Ｖａｃと、出力電圧Ｖｏｒとに基づいて、補正前指令電流の絶対値を補正するための補正値ｏｆｆｓｅｔを算出する。加算器３３６は、補正前指令電流の絶対値に補正値ｏｆｆｓｅｔを加算し、加算後の値を指令電流ＩＬ＊として出力する。

次に、電圧制御部３４が実施するピーク電流モード制御を説明する。電圧制御部３４は、第１駆動スイッチＱ１の第１ゲート信号ＧＳ１を出力する第１電流制御部３５と、第２駆動スイッチＱ２の第２ゲート信号ＧＳ２を出力する第２電流制御部３６とを備えている。

第１電流制御部３５は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７とを備えている。指令電流ＩＬ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された指令電流ＩＬ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された指令電流ＩＬ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、第１電流センサ４により検出された第１電流ＩＬ１ｒとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償後スイッチ電流として出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号は、リアクトル２に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬ＊と補償後スイッチ電流とを比較し、補償後スイッチ電流が指令電流ＩＬ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、補償後スイッチ電流が指令電流ＩＬ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。そのため、Ｓ端子に入力されるクロック信号がハイ状態であり、かつＲ端子に入力される信号がロー状態であれば、ＲＳフリップフロップ３５７の出力Ｑはハイ状態となる。一方、Ｓ端子に入力されるクロック信号がロー状態、又はＲ端子に入力される信号がハイ状態であれば、ＲＳフリップフロップ３５７の出力Ｑはロー状態となる。

第２電流制御部３６は、第１電流制御部３５と同様、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７とを備えている。

切替制御部３８は、入力電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１駆動スイッチＱ１への第１ゲート信号ＧＳ１の出力と、第２駆動スイッチＱ２への第２ゲート信号ＧＳ２の出力とを切り替える。切替制御部３８は、極性判定部３８１と、第１ＡＮＤ回路３８２と、第２ＡＮＤ回路３８３とを備えている。

極性判定部３８１は、入力電圧Ｖａｃの極性が正の極性であると判定した場合に、第１ゲート信号ＧＳ１を第１駆動スイッチＱ１のゲートに出力すべくハイ状態の第１選択信号ＡＱ１を出力する。極性判定部３８１は、入力電圧Ｖａｃの極性が負の極性であると判定した場合に、第２ゲート信号ＧＳ２を第２駆動スイッチＱ２のゲートに出力すべくハイ状態の第２選択信号ＡＱ２を出力する。極性判定部３８１は、入力電圧センサ１１により検出された入力電圧Ｖａｃの符号に応じて、入力電圧Ｖａｃの極性を判定すればよい。

第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部３５のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性判定部３８１からの第１選択信号ＡＱ１とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力側は、第１駆動スイッチＱ１のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部３６のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性判定部３８１からの第２選択信号ＡＱ２とが入力される。第２ＡＮＤ回路３０２の出力側は、第２駆動スイッチＱ２のゲートに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２に、ハイ状態の第１選択信号ＡＱ１とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第１ＡＮＤ回路３８２は、ハイ状態の第１ゲート信号ＧＳ１を第１駆動スイッチＱ１のゲートに出力する。これにより、第１駆動スイッチＱ１がオン操作される。また、第２ＡＮＤ回路３８３に、ハイ状態の第２選択信号ＡＱ２とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第２ＡＮＤ回路３８３は、ハイ状態の第２ゲート信号ＧＳ２を第２駆動スイッチＱ２に出力する。これにより、第２駆動スイッチＱ２がオン操作される。

次に、図４，図５を用いて、コンバータ１０が交流電力を直流電力に変換する動作を説明する。図４は、コンバータ１０の動作を説明するタイミングチャートである。図４（ａ）は、入力電圧Ｖａｃの推移を示す。図４（ｂ）は、第１選択信号ＡＱ１の推移を示し、図４（ｃ）は、第２選択信号ＡＱ２の推移を示す。図４（ｆ）は、第１ゲート信号ＧＳ１の推移を示し、図４（ｇ）は、第２ゲート信号ＧＳ２の推移を示す。図４（ｈ）は、リアクトル２に流れるリアクトル電流ＩＬの推移を示す。なお、図４（ｆ）において、破線で示したものは、リアクトル電流ＩＬの平均値である。

図５（ａ），（ｂ）は、入力電圧Ｖａｃが正の極性を持つ第１期間Ｐ１におけるコンバータ１０内の電流の流通態様を示す。図５（ｃ），（ｄ）は、入力電圧Ｖａｃが負の極性を持つ第２期間Ｐ２におけるコンバータ１０内の電流の流通態様を示す。

まず、入力電圧Ｖａｃが正の極性となる第１期間Ｐ１では、第１選択信号ＡＱ１がハイ状態となることで、第１ゲート信号ＧＳ１に応じて第１駆動スイッチＱ１がオン・オフ操作される。この状態では、第２駆動スイッチＱ２のボディダイオードに常に電流が流れる。

第１期間Ｐ１において、図５（ａ）に示す状態１は、第１ゲート信号ＧＳ１がハイ状態となることで、第１駆動スイッチＱ１がオン操作される状態である。この状態では、交流電源２００、リアクトル２、第１駆動スイッチＱ１、及び第２駆動スイッチＱ２を含む閉回路に電流が流れる。これにより、リアクトル２に磁気エネルギが蓄えられる。

第１期間Ｐ１において、続く図５（ｂ）に示す状態２は、第１ゲート信号ＧＳ１がロー状態となることで、第１駆動スイッチＱ１がオフ操作される状態である。この状態では、リアクトル２から放出される電流が、第１メインダイオードＤｍ１を介して出力端子ＯＵＴから出力される。

続いて、交流電源２００の出力電圧が負の極性である第２期間Ｐ２について説明する。第２期間Ｐ２では、第２選択信号ＡＱ２がハイ状態となる状況下、第２ゲート信号ＧＳ２により、第２駆動スイッチＱ２がオン・オフ操作される。この状態では、第１駆動スイッチＱ１のボディダイオードに常に電流が流れる。

第２期間Ｐ２において、図５（ｃ）に示す状態３は、第２ゲート信号ＧＳ２がハイ状態となることで、第２駆動スイッチＱ２がオン操作される状態である。この状態では、交流電源２００、第２駆動スイッチＱ２、第１駆動スイッチＱ１、及びリアクトル２を含む閉回路に電流が流れる。これにより、リアクトル２に磁気エネルギが蓄えられる。

第２期間Ｐ２において、続く図５（ｄ）に示す状態４は、第２ゲート信号ＧＳ２がロー状態となることで、第２駆動スイッチＱ２がオフ操作される状態である。この状態では、リアクトル２から放出される電流が第２メインダイオードＤｍ２を介して出力端子ＯＵＴから出力される。

本実施形態において、入力電圧Ｖａｃが正の極性である状態１では、第１接続点Ｋ１から第１駆動スイッチＱ１の向きに電流が流れる。そのため、第１電流センサ４により検出される第１電流ＩＬ１ｒは正の値となる。一方、状態１及び状態２では、第２駆動スイッチＱ２から第２接続点Ｋ２の向きに電流が流れる。そのため、第２電流センサ７により検出される第２電流ＩＬ２ｒは負の値となる。

本実施形態において、入力電圧Ｖａｃが負の極性である状態３及び状態４では、第１駆動スイッチＱ１から第１接続点Ｋ１の向きに電流が流れる。そのため、第１電流センサ４により検出される第１電流ＩＬ１ｒは負の値となる。一方、状態３では、第２接続点Ｋ２から第２駆動スイッチＱ２の向きに電流が流れる。そのため、第２電流センサ７により検出される第２電流ＩＬ２ｒは正の値となる。

図６は、比較例としての第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２を備えない電流センサの回路図を示している。図６（ａ）は、入力電圧Ｖａｃが正の極性である場合に比較例の電流センサに流れる電流の通流状態を示している。図６（ｂ）は、入力電圧Ｖａｃが負の極性である場合に比較例の電流センサに流れる電流の通流状態を示している。

図６（ａ）に示すように、１次側コイルＬ１に正の電流が流れる場合、２次側コイルＬ２では、巻数比Ｎｒに応じた電流が整流ダイオードＤｒのアノードに向けて流れる。このため、検出抵抗Ｒｄには、整流ダイオードＤｒを通じて電流が流れ込み、電圧降下が生じる。なお、２次側コイルＬ２に流れる電流の一部は励磁インダクタンスに流れることでカレントトランス２０を励磁するが、励磁インダクタンスに流れる電流は検出抵抗Ｒｄに流れる電流よりも少ない。

一方、図６（ｂ）に示すように、１次側コイルＬ１に負の電流が流れる場合、２次側コイルＬ２では、巻数比Ｎｒに応じた電流が第２端から流れる。このとき、検出抵抗Ｒｄの第１端は整流ダイオードＤｒのカソードに接続されているため、電流は検出抵抗Ｒｄに流れ込むことなく、励磁インダクタンスＬｍに流れる。そのため、１次側コイルＬ１に正の電流が流れる場合と比べて、励磁インダクタンスＬｍに流れる電流が多くなり、カレントトランス２０の磁束密度が高くなる。

図６を用いて説明した原理により、第１，第２トランス２１，２２に負の電流が流れる場合、正の電流が流れる場合よりも第１，第２トランス２１，２２の磁束密度が高くなる。そのため、例えば、第１，第２トランス２１，２２が磁気飽和することで、第１，第２トランス２１，２２のインピーダンスが小さくなり、第１,第２電流センサ４,７に過電流が流れるおそれがある。また、入力電圧Ｖａｃが負の極性から正の極性へと反転した後も、第１，第２トランス２１，２２に残留磁界が存在し、第１，第２検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２に生じる電圧降下が、１次側コイルＬ１ａ，Ｌ１ｂの電流に応じた値とならない場合がある。このため、第１,第２電流センサ４,７の電流検出誤差の要因となるおそれがある。

そこで、本実施形態では、第１，第２電流センサ４，７には、第１，第２トランス２１，２２の磁束密度の増加を抑制する第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。また、制御装置３０の切替制御部３８は、入力電圧Ｖａｃの極性に応じて第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフを切り替える第１，第２切替信号ＣＴ１，ＣＴ２を出力する。具体的には、図４（ｄ）に示すように、入力電圧Ｖａｃが正の極性となる第１期間Ｐ１では、切替制御部３８は、第２電流センサ７の第２スイッチＳＷ２をオン操作すべく、ハイ状態の第２切替信号ＣＴ２を出力する。また、図４（ｅ）に示すように、入力電圧Ｖａｃが負の極性となる第２期間では、切替制御部３８は、第１電流センサ４の第１スイッチＳＷ１をオン操作すべく、ハイ状態の第１切替信号ＣＴ１を出力する。

第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２がオン操作されることで、２次側コイルＬ２ａ，Ｌ２ｂと第１，第２検出抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２との間に低インピーダンスのバイパス経路が形成される。そのため、２次側コイルＬ２の第２端から流れ出る電流は、第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２により形成されたバイパス経路を通じて２次側コイルＬ２ａ，Ｌ２ｂの第１端に流れる。そのため、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流が減少され、第１，第２トランス２１，２２の磁束密度の増加が抑制される。

また、第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２を第１,第２電流センサ４,７の２次側に配置することで、１次側に配置するよりも第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２により形成されるバイパス経路のインピーダンスを低下させることができる。第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２により２次側に形成されるバイパス経路のインピーダンスＺ２は、下記式（２）により算出することができる。
Ｚ２＝Ｚ１／Ｎｒ＾２ … （２）
ここで、Ｚ１は１次側にバイパス経路を設けたと想定した場合のインピーダンスであり、Ｚ２は、２次側にバイパス経路を設けたと想定した場合のインピーダンスである。例えば、インピーダンスＺ１は、第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２が閉状態となった場合のオン抵抗である。なお＾は累乗を示す記号である。

上記式（２）により、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２により２次側にバイパス経路を設けることで、１次側にバイパス経路を設ける場合よりも、インピーダンスＺ２を小さくすることができる。そのため、電流が第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２で形成されたバイパス経路に流れ易くなり、第１，第２トランス２１，２２に流れる励磁電流を減少させる。

次に、制御装置３０が実施する出力電圧Ｖｏの制御について図７を用いて説明する。図７に示すフローチャートは、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１１では、指令電圧Ｖｏ＊及び出力電圧Ｖｏｒに基づいて、指令電流ＩＬ＊を取得する。ステップＳ１２では、入力電圧Ｖａｃの極性を判定する。

ステップＳ１３において、入力電圧Ｖａｃが正の極性として判定していると、ステップＳ１４に進む。ステップＳ１４では、第１駆動スイッチＱ１を操作すべく、第１選択信号ＡＱ１をハイ状態とする。第２選択信号ＡＱ２をロー状態に維持する。

ステップＳ１５では、第２電流センサ７が備える第２スイッチＳＷ２をオン操作すべく第２切替信号ＣＴ２をハイ状態とする。また、第１切替信号ＣＴ１をロー状態に維持する。そのため、第２スイッチＳＷ２がオン操作されることで、第２電流センサ７が備える第２トランス２２の磁束密度の増加が抑制される。

ステップＳ１６では、第１電流センサ４により検出された第１電流ＩＬ１ｒを取得する。

ステップＳ１７では、第１ゲート信号ＧＳ１により、第１駆動スイッチＱ１のオン・オフを操作する。このとき、第１電流ＩＬ１ｒの上限値がステップＳ１１で取得した指令電流ＩＬ＊に制限されるべく、ピーク電流モード制御により第１ゲート信号ＧＳ１のデューティを定める。

一方、ステップＳ１３において、入力電圧Ｖａｃを負の極性として判定していると、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、第２駆動スイッチＱ２を操作すべく、第２選択信号ＡＱ２をハイ状態とする。第１選択信号ＡＱ１をロー状態に維持する。

ステップＳ１９では、第１電流センサ４が備える第１スイッチＳＷ１をオン操作すべく第１切替信号ＣＴ１をハイ状態とする。また、第２切替信号ＣＴ２をロー状態に維持する。そのため、第１スイッチＳＷ１がオン操作されることで、第１電流センサ４が備える第１トランス２１の磁束密度の増加が抑制される。

ステップＳ２０では、第２電流センサ７により検出された第２電流ＩＬ２ｒを取得する。

ステップＳ２１では、第２ゲート信号ＧＳにより、第２駆動スイッチＱ２を操作する。このとき、第２電流ＩＬ２ｒの上限値がステップＳ１１で取得した指令電流ＩＬ＊に制限されるべく、ピーク電流モード制御により第２ゲート信号ＧＳ２のデューティを定める。ステップＳ１７又はＳ２１の処理が終了すると、図７の処理を一旦終了する。

次に、図８を用いて本実施形態の効果を説明する。

図８（ａ）は、入力端子ＩＮに流れる入力電流Ｉａｃの推移を示し、図８（ｂ）は、第２電流センサ７の第２トランス２２に流れる励磁電流の推移を示し、図８（ｃ）は、第２トランス２２の励磁電圧の推移を示す。図９は、比較例として、第２スイッチＳＷ２を備えない場合の、第２電流センサ７の各値の推移を説明する図である。図９（ａ）〜（ｃ）は、図８（ａ）〜（ｃ）にそれぞれ対応している。

比較例では、図９（ｂ）に示すように、第１期間Ｐ１において励磁電流が負側に大きくなっており、第２トランス２２が励磁されている。そのため、図９（ｃ）に示すように、第１期間Ｐ１において、第２トランス２２には、負側の励磁電圧が生じている。

一方、本実施形態では、第１期間Ｐ１において、第２切替信号ＣＴ２がハイ状態とされて第２電流センサ７の第２スイッチＳＷ２がオン操作されることで、図８（ｂ）に示すように、第１期間Ｐ１において励磁電流の絶対値が、比較例で示す値よりも小さくなっている。そのため、第２トランス２２の磁束密度が比較例で示す磁束密度よりも低く、図８（ｃ）に示すように、第１期間Ｐ１において、励磁電圧の絶対値も比較例よりも低い値となっている。

以上説明した本実施形態では以下の効果を奏する。

・制御装置３０は、第１期間Ｐ１において、第２スイッチＳＷ２をオン操作することで、第２トランス２２に励磁電流を流れにくくし、第２トランス２２の磁束密度の増加を抑制する。また、第２期間Ｐ２において、第１スイッチＳＷ１をオン操作することで、第１トランス２１に励磁電流を流れにくくし、第１トランス２１の磁束密度の増加を抑制する。これにより、ＣＴ式の電流センサ４,７を備えるコンバータ１０において、第１，第２電流センサ４,７の発熱を抑制したり、電流検出誤差を低減したりすることができる。

・第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２を、第１,第２電流センサ４,７の２次側に配置することで、第１,第２スイッチＳＷ１,ＳＷ２により形成されるバイパス経路のインピーダンスを低い値とすることができる。そのため、第１，第２トランス２１，２２に励磁電流を流れにくくすることができる。同じインピーダンスを伴う第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２であっても、２次側への配置によりインピーダンスを低い値とすることができるため、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２としてインピーダンスが高い素子を用いる必要がなくなる。そのため、第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２のコストを下げることができる。

＜第１実施形態の変形例１＞
第１，第２電流センサ４，７は、第１，第２トランス２１，２２の１次側に第１，第２スイッチＳＷ１，ＳＷ２が設けられていてもよい。図１０は、第１実施形態の変形例１に係る第１，第２電流センサ４，７の回路図である。

図１０（ａ）において、第１電流センサ４の１次側には、第１スイッチＳＷ１が１次側コイルＬ１ａに並列接続されている。図１０（ｂ）では、第２電流センサ７の１次側には、第２スイッチＳＷ２が１次側コイルＬ１ｂに並列接続されている。

第１期間Ｐ１において、第２スイッチＳＷ２がオン操作されることで、第４検出端子ＴＤ４から流れ込む電流が第２スイッチＳＷ２により形成されたバイパス経路を通じて、第３検出端子ＴＤ３に流れる。第２期間Ｐ２において、第１スイッチＳＷ１がオン操作されることで、第２検出端子ＴＤ２から流れ込む電流が第１スイッチＳＷ１により形成されたバイパス経路を通じて、第１検出端子ＴＤ１に流れる。そのため、第１，第２トランス２１，２２の各１次側コイルＬ１ａ，Ｌ１ｂに流れる電流が少なくなり、励磁電流が低減する。その結果、第１，第２トランス２１，２２の磁束密度の増加が抑制される。

以上説明した本変形例によれば、第１実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

＜第１実施形態の変形例２＞
第１，第２電流センサ４，７は、第１，第２駆動スイッチＱ１，Ｑ２に対してハイサイド側に設けられていても良い。図１１は、第１実施形態の変形例２に係る電力変換装置の構成図である。

第１実施形態の変形例２に係るコンバータ１０の構成を詳しく説明する。第１メインダイオードＤｍ１のカソードには、第１駆動スイッチＱ１のソースが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第２メインダイオードＤｍ２のカソードには、第２駆動スイッチＱ２のソースが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第１，第２駆動スイッチＱ１，Ｑ２のドレインが、第１ラインＬＰ１にそれぞれ接続され、第１，第２メインダイオードＤｍ１，Ｄｍ２のアノードが第２ラインＬＰ２にそれぞれ接続されている。

図１１において、第１電流センサ４は、第１駆動スイッチＱ１のドレインと第１ラインＬＰ１との間に接続されている。具体的には、第１電流センサ４の第１検出端子ＴＤ１は、第２検出端子ＴＤ２よりも第１駆動スイッチＱ１のソース側に接続され、第２検出端子ＴＤ２は、第１検出端子ＴＤ１よりも第１ラインＬＰ１側に接続されている。第２電流センサ７は、第２駆動スイッチＱ２のドレインと第１ラインＬＰ１との間に接続されている。具体的には、第２電流センサ７の第３検出端子ＴＤ３は、第４検出端子ＴＤ４よりも第２駆動スイッチＱ２のソース側に接続され、第４検出端子ＴＤ４は、第３検出端子ＴＤ３よりも第１ラインＬＰ１側に接続されている。

第１実施形態の変形例２に係るコンバータ１０では、第１期間Ｐ１において、第２駆動スイッチＱ２がオン・オフ操作され、第１駆動スイッチＱ１がオフ状態に維持される。また、第２期間Ｐ２において、第１駆動スイッチＱ１がオン・オフ操作され、第２駆動スイッチＱ２がオフ状態に維持される。

以上説明した第１実施形態の変形例２によれば、第１実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

＜第１実施形態の変形例３＞
制御装置３０は、電流制御部を一つだけ備え、切替制御部３８による切替により、第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２の出力を切り替えるものであってもよい。

図１２は、第１実施形態の変形例３に示す制御装置３０の機能ブロック図である。第３電流制御部４０は、入力電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１電流ＩＬ１ｒ又は第２電流ＩＬ２ｒのいずれかを加算器３５３に入力する電流切替部３６０を備えている。

切替制御部３８の極性判定部３８１は、入力電圧Ｖａｃの極性が正の極性であると判定した場合、加算器３５３に第１電流ＩＬ１ｒを出力させるように電流切替部３６０を操作する。一方、極性判定部３８１は、入力電圧Ｖａｃの極性が負の極性であると判定した場合、加算器３５３に第２電流ＩＬ２ｒを出力させるように電流切替部３６０を操作する。加算器３５３は、電流切替部３６０から出力された第１，第２電流ＩＬ１ｒ，ＩＬ２ｒのいずれかとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償後スイッチ電流として出力する。

＜第２実施形態＞
この第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

第２実施形態では、第１実施形態と比べて、第１，第２トランス２１，２２に励磁電流を流れにくくするための構成が異なる。図１３（ａ）は、第２実施形態に係る第１電流センサ４の回路図であり、図１３（ｂ）は、第２実施形態に係る第２電流センサ７の回路図である。

第１電流センサ４の２次側コイルＬ２ａには、第３スイッチＳＷ３と、第１直流電源７１とを備えている。第３スイッチＳＷ３の第１端子は２次側コイルＬ２ａの第１端に接続され、第２端子は第１直流電源７１のプラス側端子に接続されている。また、第１直流電源７１のマイナス端子は、２次側コイルＬ２ａの第２端に接続されている。

第２電流センサ７の２次側コイルＬ２ｂには、第４スイッチＳＷ４と、第２直流電源７２とを備えている。第４スイッチＳＷ４の第１端子は２次側コイルＬ２ｂの第１端に接続され、第２端子は第２直流電源７２のプラス側端子に接続されている。また、第２直流電源７２のマイナス端子は、２次側コイルＬ２ｂの第２端に接続されている。

第１電流センサ４が備える第３スイッチＳＷ３がオン操作されることで、２次側コイルＬ２ａには第１直流電源７１からの直流電圧が印加される。そのため、１次側コイルＬ１ａに負の電流が流れることで、第１トランス２１に磁束が生じている場合、第１直流電源７１からの直流電圧により、磁束が打ち消される。また、第２電流センサ７が備える第４スイッチＳＷ４がオン操作されることで、２次側コイルＬ２ｂには第２直流電源７２からの直流電圧が印加される。そのため、１次側コイルＬ１ｂに負の電流が流れることで、第２トランス２２に磁束が生じている場合、第２直流電源７２からの直流電圧により、磁束が打ち消される。

図１４は、第２実施形態に係る電力変換装置１００の動作を説明するタイミングチャートである。図１４（ａ）〜（ｈ）は、図４（ａ）〜（ｈ）にそれぞれ対応している。

入力電圧Ｖａｃの極性が正である第１期間Ｐ１では、制御装置３０は、第１選択信号ＡＱ１をハイ状態とする。そのため、制御装置３０から出力される第１ゲート信号ＧＳ１のハイ状態又はロー状態に応じて第１駆動スイッチＱ１がオン・オフ操作される。また、入力電圧Ｖａｃが正の極性から負の極性へと反転する直前において、制御装置３０は、第４スイッチＳＷ４をオン操作すべく第２切替信号ＣＴ２を一時的にハイ状態とする。そのため、第２電流センサ７では、第２直流電源７２から供給される直流電圧が２次側コイルＬ２ｂに印加され、第２トランス２２の磁束が打ち消される。

入力電圧Ｖａｃの極性が負である第２期間Ｐ２では、制御装置３０は、第２選択信号ＡＱ２をハイ状態とする。そのため、制御装置３０から出力される第２ゲート信号ＧＳ２のハイ状態又はロー状態に応じて第２駆動スイッチＱ２がオン・オフ操作される。また、入力電圧Ｖａｃが負の極性から正の極性へと反転する直前において、制御装置３０は、第３スイッチＳＷ３をオン操作すべく第１切替信号ＣＴ１を一時的にハイ状態とする。そのため、第１電流センサ４では、第１直流電源７１から供給される直流電圧が２次側コイルＬ２ａに印加され、第１トランス２１の磁束が打ち消される。

以上説明した本実施形態では第１の実施形態に示した効果と同様の効果を得ることができる。

＜第２実施形態の変形例＞
第１，第２トランス２１，２２に励磁電流を流れにくくするための構成として、第１，第２トランス２１，２２にコアを共通とする補助巻線を設けておき、この補助巻線に１次側コイルＬ１ａ，Ｌ１ｂに印加される電圧と逆極性の電圧を印加するものであってもよい。図１５（ａ）は、第２実施形態の変形例に係る第１電流センサ４の回路図であり、図１５（ｂ）は、第２実施形態の変形例に係る第２電流センサ７の回路図である。

第２実施形態の変形例では、第１電流センサ４は、１次側コイルＬ１ａ及び２次側コイルＬ２ａと第１コアＣ１を共通とする補助巻線Ｌ３ａと、第３直流電源７３と、第３直流電源７３から補助巻線Ｌ３ａへの直流電圧の供給を切り替える第５スイッチＳＷ５と、を備えている。

第１トランス２１において、補助巻線Ｌ３ａの巻き方向は、２次側コイルＬ２ａの巻き方向と同じ向きとなっている。

第２実施形態の変形例では、第２電流センサ７は、１次側コイルＬ１ａ及び２次側コイルＬ２ｂと第２コアＣ２を共通とする補助巻線Ｌ３ｂと、第４直流電源７４と、第４直流電源７４から補助巻線Ｌ３ｂへの直流電圧の供給を切り替える第６スイッチＳＷ６と、を備えている。

第２トランス２２において、補助巻線Ｌ３ｂの巻き方向は、２次側コイルＬ２ｂの巻き方向と同じ向きとなっている。

本実施形態では、第２期間Ｐ２では、第１電流センサ４が備える第５スイッチＳＷ５がオン操作されることで、第３直流電源７３からの直流電圧が補助巻線Ｌ３ａに印加される。ここで、第２期間Ｐ２では、第２検出端子ＴＤ２から第１検出端子ＴＤ１の向きに流れる電流により生じる磁束の向きが、補助巻線Ｌ３ａに生じる磁束の向きと逆方向であるため、第１トランス２１の磁束が打ち消される。また、第１期間Ｐ１では、第２電流センサ７が備える第６スイッチＳＷ６がオン操作されることで、第４直流電源７４からの直流電圧が補助巻線Ｌ３ｂに印加される。第１期間Ｐ１では、第４検出端子ＴＤ４から第３検出端子ＴＤ３の向きに流れる電流により生じる磁束の向きが、補助巻線Ｌ３ａに生じる磁束の向きと逆方向であるため、第２トランス２２の磁束が打ち消される。
＜第３実施形態＞
この第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

第３実施形態に係るコンバータ１０では、第１，第２駆動スイッチＱ１，Ｑ２のハイサイド側にはメインダイオードに代えて、同期整流用のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）が設けられている。図１６は、第３実施形態に係るコンバータ１０の回路図である。

本実施形態に係るコンバータ１０の構成を詳しく説明すると、第１駆動スイッチＱ１のドレインには、第３駆動スイッチＱ３のソースが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第２駆動スイッチＱ２のドレインには、第４駆動スイッチＱ４のソースが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第３，第４駆動スイッチＱ３，Ｑ４のドレインが、第１ラインＬＰ１にそれぞれ接続されている。

本実施形態では、第１電流センサ４は、コンバータ１０において、第３駆動スイッチＱ３のソースと、第１駆動スイッチＱ１のドレインとを接続する配線のうち、第１接続点Ｋ１よりも第１駆動スイッチＱ１側に接続されている。第２電流センサ７は、コンバータ１０において、第４駆動スイッチＱ４のソースと、第１駆動スイッチＱ１のドレインとを接続する配線のうち、第２接続点Ｐ２よりも第２駆動スイッチＱ２側に接続されている。

図１７は、第３実施形態に係る電力変換装置１００の動作を説明するタイミングチャートである。図１７（ａ）〜（ｇ）は、図４（ａ）〜（ｇ）のそれぞれに対応している。図１７（ｈ），１７（ｉ）は、第３駆動スイッチＱ３を操作する第３ゲート信号ＧＳ３、及び第４駆動スイッチＱ４を操作する第４ゲート信号ＧＳ４の推移を示す。

入力電圧Ｖａｃの極性が正である第１期間Ｐ１では、制御装置３０は、第１選択信号ＡＱ１をハイ状態とする。また、制御装置３０は、第３駆動スイッチＱ３を操作すべく第３ゲート信号ＧＳ３のハイ状態とロー状態とを切替え、第１駆動スイッチＱ１を操作すべく第１ゲート信号ＧＳ１のハイ状態とロー状態とを切り替える。本実施形態では、第３ゲート信号ＧＳ３は、第１ゲート信号ＧＳ１を反転させた波形となる。また、制御装置３０は、第４駆動スイッチＱ４をオン操作すべく、第４ゲート信号ＧＳ４をハイ状態とする。

また、第１期間Ｐ１において、制御装置３０は、第２電流センサ７の第２スイッチＳＷ２をオン操作すべく第２切替信号ＣＴ２をハイ状態とする。そのため、第２電流センサ７では、２次側コイルＬ２ｂから流れ出る電流をバイパスするバイパス経路が形成され、第２トランス２２の磁束密度の増加が抑制される。

入力電圧Ｖａｃの極性が負である第２期間Ｐ２では、制御装置３０は、第２選択信号ＡＱ２をハイ状態とする。また、制御装置３０は、第４駆動スイッチＱ４を操作すべく第４ゲート信号ＧＳ４のハイ状態とロー状態とを切り替え、第２駆動スイッチＱ２を操作すべく第２ゲート信号ＧＳ２のハイ状態とロー状態とを切り替える。本実施形態では、第４ゲート信号ＧＳ４は、第２ゲート信号ＧＳ２を反転させた波形となる。また、制御装置３０は、第３駆動スイッチＱ３をオン操作すべく、第３ゲート信号ＧＳ３をハイ状態とする。

また、第２期間Ｐ２において、制御装置３０は、第１電流センサ４の第１スイッチＳＷ１をオン操作すべく第１切替信号ＣＴ１をハイ状態とする。そのため、第１電流センサ４では、２次側コイルＬ２ａから流れ出る電流をバイパスするバイパス経路が形成され、第１トランス２１の磁束密度の増加が抑制される。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

第４実施形態では、コンバータ１０は、いわゆるトーテムポール型である。図１８は、第４実施形態に係るコンバータ１０の回路図である。

本実施形態に係るコンバータ１０では、第１駆動スイッチＱ１のソースには、第２駆動スイッチＱ２のドレインが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第１メインダイオードＤｍ１のアノードには、第２メインダイオードＤｍ２のカソードが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第１駆動スイッチＱ１のドレインが、第１ラインＬＰ１に接続され、第２駆動スイッチＱ２のソースが第２ラインＬＰ２に接続されている。また、第１メインダイオードＤｍ１のカソードが、第１ラインＬＰ１における第１駆動スイッチＱ１のドレインが接続される位置よりも平滑コンデンサ９側に接続されている。そして、第２メインダイオードＤｍ２のアノードが、第２ラインＬＰ２における第２駆動スイッチＱ２のソースが接続される位置よりも平滑コンデンサ９側に接続されている。

第１駆動スイッチＱ１及び第２駆動スイッチＱ２の接続点である第１接続点Ｋ１は、リアクトル２を介して交流電源２００の第１端子に接続されている。また、第１メインダイオードＤｍ１及び第２メインダイオードＤｍ２の接続点である第２接続点Ｋ２は、交流電源２００の第２端子に接続されている。

本実施形態では、第１電流センサ４は、コンバータ１０において、ハイサイド側である第１駆動スイッチＱ１のドレインと第１ラインＬｐ１との間に接続されている。具体的には、第１電流センサ４の第１検出端子ＴＤ１は、第２検出端子ＴＤ２よりも第１ラインＬＰ１側に接続され、第２検出端子ＴＤ２は、第１検出端子ＴＤ１よりも第１駆動スイッチＱ１のソース側に接続されている。第２電流センサ７は、コンバータ１０において、第１駆動スイッチＱ１のソースと第２駆動スイッチＱ２のドレインとを接続する配線のうち、第１接続点Ｋ１よりも第２駆動スイッチＱ２側に接続されている。具体的には、第２電流センサ７の第３検出端子ＴＤ３は、第４検出端子ＴＤ４よりも第１接続点Ｋ１側に接続され、第４検出端子ＴＤ４は、第３検出端子ＴＤ３よりも第２駆動スイッチＱ２のドレイン側に接続されている。

本実施形態のコンバータ１０においても、入力電圧Ｖａｃが正の極性となる第１期間Ｐ１では、第２電流センサ７に負の電流が流れる。また、入力電圧Ｖａｃが負の極性となる第２期間Ｐ２では、第１電流センサ４に負の電流が流れる。そのため、制御装置３０は、第１期間Ｐ１において、第２電流センサ７の第２トランス２２に生じる磁束密度を低下させるべく、第２切替信号ＣＴ２を第２スイッチＳＷ２に出力する。また、制御装置３０は、第２期間Ｐ２において、第１電流センサ４の第１トランス２１に生じる磁束密度を低下させるべく、第１切替信号ＣＴ１を第１スイッチＳＷ１に出力する。

＜第４実施形態の変形例＞
第４実施形態で示すトーテムポール型のコンバータ１０において、第１，第２メインダイオードＤｍ１，Ｄｍ２を、同期整流を実施するための駆動スイッチに変更してもよい。

図１９は、第４実施形態の変形例に係るコンバータ１０の回路図である。本変形例に係るコンバータ１０の構成を詳しく説明すると、第６駆動スイッチＱ６のドレインには、第５駆動スイッチＱ５のソースが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第５駆動スイッチＱ５のドレインが、第１ラインＬＰ１に接続され、第６駆動スイッチＱ６のソースが第２ラインＬＰ２に接続されている。

以上説明した第４実施形態の変形例では、第１の実施形態に示した効果と同様の効果を得ることができる。

＜第５実施形態＞
第５実施形態では、第１実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

第５実施形態では、コンバータ１０はいわゆるバランス型である。図２０は、第５実施形態に係るコンバータ１０の回路図である。

本実施形態に係るコンバータ１０では、第１駆動スイッチＱ１のソースには、第２駆動スイッチＱ２のドレインが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第１駆動スイッチＱ１のドレインが第１ラインＬＰ１に接続され、第２駆動スイッチＱ２のドレインが第２ラインＬＰ２に接続されている。

第１ラインＬＰ１及び第２ラインＬＰ２には、ブリッジ回路８０が接続されている。ブリッジ回路８０は、第３，第４，第５，第６メインダイオードＤｍ３，Ｄｍ４，Ｄｍ５，Ｄｍ６により構成されている。第３メインダイオードＤｍ３のアノードには、第４メインダイオードＤｍ４のカソードが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第５メインダイオードＤｍ５のアノードには、第６メインダイオードＤｍ６のカソードが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第３メインダイオードＤｍ３のカソードと第５メインダイオードＤｍ５のカソードとが並列接続され、第４メインダイオードＤｍ４のアノードと第６メインダイオードＤｍ６のアノードとが並列接続されている。

第１ラインＬＰ１におけるリアクトル２が接続されている側と反対側の端は、第３メインダイオードＤｍ３のアノードと第４メインダイオードＤｍ４のカソードとの第３接続点Ｋ３に接続されている。第２ラインＬＰ２における交流電源２００と接続される端と反対側の端は、第５メインダイオードＤｍ５のアノードと第６メインダイオードＤｍ６のカソードとの第４接続点Ｋ４に接続されている。

本実施形態では、第１電流センサ４は、コンバータ１０において、第１駆動スイッチＱ１のドレインと第１ラインＬＰ１との間に接続されている。具体的には、第１電流センサ４の第１検出端子ＴＤ１は、第２検出端子ＴＤ２よりも第１ラインＬＰ１側に接続され、第２検出端子ＴＤ２は、第１検出端子ＴＤ１よりも第１駆動スイッチＱ１のドレイン側に接続されている。第２電流センサ７は、コンバータ１０において、第２駆動スイッチＱ２のドレインと第２ラインＬＰ２との間に接続されている。具体的には、第２電流センサ７の第３検出端子ＴＤ３は、第４検出端子ＴＤ４よりも第２ラインＬＰ２側に接続され、第４検出端子ＴＤ４は、第３検出端子ＴＤ３よりも第２駆動スイッチＱ２のドレイン側に接続されている。

本実施形態のコンバータ１０においても、入力電圧Ｖａｃが正の極性となる第１期間Ｐ１では、第２電流センサ７に負の電流が流れる。また、入力電圧Ｖａｃが負の極性となる第２期間Ｐ２では、第１電流センサ４に負の電流が流れる。そのため、制御装置３０は、第１期間Ｐ１において、第２電流センサ７の第２トランス２２に生じる磁束密度の増加を抑制すべく、ハイ状態の第２切替信号ＣＴ２を第２スイッチＳＷ２に出力する。また、制御装置３０は、第２期間Ｐ２において、第１電流センサ４の第１トランス２１に生じる磁束密度の増加を抑制すべく、ハイ状態の第１切替信号ＣＴ１を第１スイッチＳＷ１に出力する。

＜第５実施形態の変形例＞
図２０に示すコンバータ１０において、ブリッジ回路８０を駆動用スイッチにより構成してもよい。図２１は、第５実施形態の変形例に係るコンバータ１０を示す。

第５実施形態の変形例に係るコンバータ１０では、ブリッジ回路８０は、第７，第８，第９，第１０駆動スイッチＳＷ７，ＳＷ８，ＳＷ９，ＳＷ１０により構成されている。第７駆動スイッチＱ７のソースには、第８駆動スイッチＱ８のドレインが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第９駆動スイッチＱ９のソースには、第１０駆動スイッチＱ１０のドレインが接続されることで直列接続体が構成されている。また、第７駆動スイッチＱ７のドレインと第９駆動スイッチＱ９とが接続され、第８駆動スイッチＱ８のソースと、第１０駆動スイッチＱ１０のソースとが接続されている。

以上説明した第５実施形態に係る変形例では第１の実施形態に示した効果と同様の効果を得ることができる。

＜その他の実施形態＞
・制御装置３０は、リアクトル電流の平均値に基づいて、第１，第２駆動スイッチＱ１，Ｑ２を操作する平均電流モード制御を行ってもよい。

・制御装置３０がピーク電流モード制御を実施する場合、指令電流ＩＬ＊が０となるタイミングであるゼロクロス点付近において、交流電源２００からコンバータ１０に供給される入力電流Ｉａｃに歪みが生じる場合がある。そのため、電力変換装置１００は、特開２０１５−１９８４６０号公報に記載されているように、ゼロクロス点付近での入力電流Ｉａｃの歪みを補正するべく指令電流ＩＬ＊の補正値を算出してもよい。この場合、例えば、電流補正部３７は、ゼロクロス点付近での補正前指令電流の絶対値を増加させるべく補正値ｏｆｆｓｅｔを算出する。そして、加算器３３６は、電流補正部３７により出力された補正前指令電流の絶対値に補正値ｏｆｆｓｅｔを加算し、加算後の値を指令電流ＩＬ＊として出力する。

２…リアクトル、４…第１電流センサ、７…第２電流センサ、１０…コンバータ、２１，２２…第１，第２トランス、３０…制御装置、１００…電力変換装置、２００…交流電源。

Claims

リアクトル（２）と、第１，第２駆動スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）とを有し、交流電源（２００）から入力された交流の入力電圧を、前記第１,第２駆動スイッチを操作することで直流電圧へ変換して出力端子（ＯＵＴ）から出力する電力変換器（１０）と、
電流検出箇所に接続される入力巻線（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）及び該入力巻線と磁気結合する出力巻線（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ）を有するカレントトランス（２１，２２）と、前記出力巻線に並列接続された検出抵抗（Ｒｄ１、Ｒｄ２）と、前記出力巻線に正の電流が流れる場合、前記出力巻線から前記検出抵抗へ電流を流し、前記出力巻線に負の電流が流れる場合、前記出力巻線から前記検出抵抗に電流を流さないダイオード（Ｄｒ１，Ｄｒ２）と、を有する電流検出部（４,７）と、
前記入力電圧が正の極性となる第１期間において、前記第１駆動スイッチに流れる第１電流を指令電流に制御し、前記入力電圧が負となる第２期間において、前記第２駆動スイッチに流れる第２電流を前記指令電流に制御すべく、前記第１駆動スイッチ及び前記第２駆動スイッチを操作する制御部（３０）と、を備え、
前記電流検出部は、前記入力巻線、前記出力巻線、又は前記入力巻線及び前記出力巻線と磁気結合する補助巻線（Ｌ３ａ，Ｌ３ｂ）のいずれかに並列接続された検出部側スイッチ（ＳＷ１〜ＳＷ６）を有し、
前記電流検出部のうち、前記第１電流を検出するものを第１電流検出部とし、前記第２電流を検出するものを第２電流検出部とする場合、前記制御部は、前記第１期間において、前記第２電流検出部の前記検出部側スイッチをオン操作し、前記第２期間において、前記第１電流検出部の前記検出部側スイッチをオン操作する電力変換装置。
前記出力巻線の巻数が前記入力巻線の巻数よりも多く、
前記検出部側スイッチは、前記出力巻線と前記ダイオードとの接続点よりも前記出力巻線側で、当該出力巻線に並列接続されている請求項１に記載の電力変換装置。
前記検出部側スイッチに直列接続された直流電源（７１〜７４）を備え、
前記検出部側スイッチ及び前記直流電源の直列接続体が、前記出力巻線又は前記補助巻線に並列接続されており、
前記制御部は、前記第１期間において前記第２電流検出部が備える前記検出部側スイッチを一時的にオン操作し、前記第２期間において、前記第１電流検出部が備える前記検出部側スイッチを一時的にオン操作する請求項１に記載の電力変換装置。
前記制御部は、前記第１期間において、前記第１電流を前記指令電流で制限すべく前記第１駆動スイッチを操作し、前記第２期間において、前記第２電流を前記指令電流で制限すべく前記第２駆動スイッチを操作するピーク電流モード制御を実施し、
前記制御部は、前記ピーク電流モード制御により前記第１駆動スイッチを操作する期間において、前記第２電流検出部が備える前記検出部側スイッチをオン操作し、前記ピーク電流モード制御により前記第２駆動スイッチを操作する期間において、前記第１電流検出部が備える前記検出部側スイッチをオン操作する請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記電力変換器は、前記第１駆動スイッチと第１駆動側整流素子（Ｄｍ１，Ｑ３）との直列接続体と、前記第２駆動スイッチと第２駆動側整流素子（Ｄｍ２，Ｑ４）との直列接続体とが並列接続されることで構成されており、
前記第１駆動スイッチと前記第１駆動側整流素子との接続点には、前記リアクトルを介して前記交流電源の第１端子が接続されており、前記第２駆動スイッチと前記第２駆動側整流素子との接続点には、前記交流電源の第２端子が接続されている請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記電力変換器は、前記第１駆動スイッチと前記第２駆動スイッチとの直列接続体と、１組の整流素子（Ｄｍ１，Ｄｍ２，Ｑ５，Ｑ６）の直列接続体とが並列接続されることで構成されており、
前記第１駆動スイッチと前記第２駆動スイッチとの接続点には、前記リアクトルを介して前記交流電源の第１端子が接続されており、前記１組の整流素子の接続点には、前記交流電源の第２端子が接続されている請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。