JP2011130573A - Ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するものにあって、コイルを含んで構成される磁気部品が大型化しやすいこと。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンとなる際にバッテリ１０の両端子とコイルＷ１，Ｗ２とで閉ループ回路を構成し、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることで、コイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギをダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力する。これらコイルＷ１，Ｗ２は、コア２０によって磁気結合される。コア２０は、コイルＷ１によって生じる磁束の経路とコイルＷ２によって生じる磁束の経路のうち、これらによって共有される経路部分を備えない開ループ構造とされる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータに関する。

この種のＤＣＤＣコンバータとしては、例えば下記非特許文献１に見られるように、マルチフェーズ方式のトランスリンク形昇圧コンバータも提案されている。このコンバータは、図１０に示すように、バッテリ１０およびコイルＷ１を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ１と、バッテリ１０およびコイルＷ２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ２と、コイルＷ１，Ｗ２に蓄積されたエネルギをコンデンサ１２に出力するダイオードＤ１，Ｄ２とを備え、コイルＷ１，Ｗ２をコア１２０によって磁気結合させたものである。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、スイッチング周期の「１／２」の位相差で操作することで、コイルＷ１，Ｗ２に流れる電流の漸増および漸減の周期によって定まる周波数（リプル電流の周波数）を、スイッチング周波数の「２倍」にすることができる。

なお、従来のＤＣＤＣコンバータとしては、他にも例えば下記特許文献１に見られるものもある。

特開２００６−２６２６０１号公報

橋谷ら「マルチフェーズ方式トランスリンク形昇圧チョッパの小型化に関する研究」、平成１９年電気学会産業応用部門大会、１−１１９

ただし、上記ＤＣＤＣコンバータのコア１２０は、磁気部品の体格が大きくなりやすいという問題がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するものにあって、コイルを含んで構成される磁気部品を小型化することのできるＤＣＤＣコンバータを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、前記コイルは、所定の複数個のコイルを含み、前記各コイルの軸方向に延びる部分と、該延びる部分同士を接続する部分とを有するコアと、前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生成される磁束の経路であって且つ前記軸方向に延びる部分および前記接続する部分を備えるループ経路として、隣接する一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生成される磁束についての前記一対のコイルによって共有される経路であって且つ前記一対のコイルから等距離となって前記接続する部分へとつながる経路部分を備えない開ループ構造を有するものであることを特徴とする。

上記発明では、コアが、上記一対のコイルから等距離となる経路部分を備えない開ループ構造を有するため、コアおよびコイルを備える磁気部品を小型化することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記所定の複数個のコイルは、その軸方向が、１の中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に配置され、前記コアは、中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記各コイルの軸方向に延びる部分同士を接続して且つ前記所定の複数個のコイルを覆う部分とを有し、前記一対のコイルから等距離となる経路は、前記コアによって覆われた空間内に形成されるものであることを特徴とする。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とする。

上記発明では、上記単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるため、コイルに電流が流れることで生じる磁界がコアの外部で互いに相殺するようにすることができる。このため、コアの外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。

請求項４記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、前記コイルは、その軸方向の長さよりも該軸方向に直交する方向の長さの方が短いことを特徴とする。

上記発明では、上記一対のコイルから等距離となる経路部分の磁気抵抗が過度に大きくなることを回避することが可能となる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする。

上記発明では、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、入力端子の電圧を降圧して出力端子に出力することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルは、２個のコイルであることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる磁気回路を示す図。 同実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの操作態様を示すタイムチャート。 同実施形態の効果を示す図。 従来の構成の問題点を示す図。 上記実施形態の効果を示す図。 第２の実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。 上記各実施形態の変形例にかかる磁気部品の構成を示す図。 上記各実施形態の変形例の磁気部品の断面構成を示す断面図。 従来のＤＣＤＣコンバータの構成を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるＤＣＤＣコンバータを昇圧コンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の電圧を昇圧して一対の出力端子間に設けられるコンデンサ１２の電圧とするものである。ＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の正極側に接続されるコイルＷ１と、バッテリ１０およびコイルＷ１を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ３と、コイルＷ１の出力電流をコンデンサ１２に出力するダイオードＤ１とを備える。また、ＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の正極側に接続されるコイルＷ２と、バッテリ１０およびコイルＷ２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ４と、コイルＷ２の出力電流をコンデンサ１２に出力するダイオードＤ２とを備える。ここで、コイルＷ１，Ｗ２の巻数はともにＮであり同一である。

上記コイルＷ１、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１を備える回路と、コイルＷ２、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２を備える回路とは、独立に昇圧動作を行うことのできる周知の昇圧回路の構成を有している。すなわち、これらはいずれもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンとなる際にバッテリ１０の両端子とコイルＷ１，Ｗ２とで閉ループ回路を構成し、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることで、コイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギをダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力する。ただし、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータＣＶは、これらコイルＷ１，Ｗ２がコア２０によって磁気結合している。

コア２０は、電磁鋼板によって形成されており、中心部２０ａと、中心部２０ａを中心に同一平面上で放射状且つ等角度間隔に延びて且つコイルＷ１，Ｗ２の各軸を含む軸案内部２０ｂ、２０ｃとを備えている。さらに、コア２０は、これら中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃおよびコイルＷ１，Ｗ２を内包して且つ軸案内部２０ｂ、２０ｃ同士を接続する結合部２０ｆを備えている。なお、コイルＷ１，Ｗ２は、軸方向の長さよりもこれに直交する方向の長さの方が短くなっている。

上記ＤＣＤＣコンバータＣＶは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が制御装置３０によって周期的にオン・オフ操作される（チョッパ制御）ことで、昇圧動作を行うものである。ここで、出力電圧は、オン・オフ操作の１周期に対するオン時間の比率（時比率Ｄ）によって制御される。この時比率Ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に共通であるが、スイッチング素子Ｑ１のオン操作開始タイミングとスイッチング素子Ｑ２のオン操作開始タイミングとは、その位相が「１８０°」ずらされる。すなわち、オン・オフ操作の半周期だけずらされる。こうした設定により、チョッパ制御に伴ってコイルＷ１，Ｗ２を流れるリプル電流の周波数を、スイッチング周波数の「２」倍とすることができる。

以下、チョッパ制御によってコイルＷ１，Ｗ２を流れる電流や磁束について説明する。ここでは、図２（ａ）に示すように、コイルＷ１，Ｗ２に電流が流れることで生じる磁束をそれぞれΦ１、Φ２として、中心部２０ａからコイルＷ１，Ｗ２の軸方向に直交する方向に延びる経路を通る磁束を、対称性に鑑みて共通の磁束Φ３とする。この場合、磁気部品の磁気回路は、図２（ｂ）となる。すなわち、コイルＷ１の起磁力は、巻数Ｎおよび電流Ｉ１によって、Ｎ・Ｉ１と表現でき、コイルＷ２の起磁力は、巻数Ｎおよび電流Ｉ２によって、Ｎ・Ｉ２と表現できる。なお、図２（ｂ）に示す磁気回路では、対称性に鑑み、軸案内部２０ｂおよび結合部２０ｆの磁気抵抗と軸案内部２０ｃおよび結合部２０ｆの磁気抵抗とをともに磁気抵抗Ｒ１として且つ、磁束Φ３の通る経路の磁気抵抗をともに磁気抵抗Ｒ２としている。

この場合、以下の式が成立する。

Φ３＝（Φ１＋Φ２）／２ …（ｃ１）
Ｎ・Ｉ１＝Ｒ１・Φ１＋Ｒ２・Φ３ …（ｃ２）
Ｎ・Ｉ２＝Ｒ１・Φ２＋Ｒ２・Φ３ …（ｃ３）
ここで、本実施形態では、磁束Φ３の通る経路がコア２０によって構成されず空間によって構成されるため、その磁気抵抗Ｒ２が磁路のうちのコア２０によって形成される経路部分の磁気抵抗（磁気抵抗Ｒ１）と比較して非常に大きい。このため、上記の式（ｃ２）、（ｃ３）の右辺第１項を無視できる。そしてこの場合、コイルＷ１を流れる電流Ｉ１とコイルＷ２を流れる電流Ｉ２とは、略同一となる。

図３に、本実施形態にかかるチョッパ制御によりコイルＷ１，Ｗ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２等の挙動を示す。図示されるように、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流は、いずれもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか一方のオン期間において漸増し、双方のオフ期間に漸減する。そして、この漸増および漸減の１周期（リプル電流の周期）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ操作の半周期となる。

ちなみに、ＤＣＤＣコンバータＣＶの出力電圧は、バッテリ１０の電圧Ｖｂを用いると、「Ｖｂ／（１−Ｄ）」と表現できる。これは、コイルＷ１、スイッチング素子Ｑ１およびコンデンサ１２を備える基本的な昇圧回路の出力電圧と同一である。これは、図３に示されるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオフ期間においてダイオードＤ１，Ｄ２に順方向電流が流れることと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオン期間およびオフ期間におけるＥＴ積が等しくなるとの考察から導くことができる。

上記磁気部品は、コア２０の外部への磁束漏れを好適に低減できる優れた構造を有するものである。図４（ａ）に、ＤＣＤＣコンバータＣＶの動作時における磁束分布をＣＡＥ（Computer Aided Engineering）を使用して解析した結果を示す。図示されるように、コア２０の外部への漏れ磁束は好適に低減されている。これは、図４（ｂ）に示すように、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれの起磁力によって生じる磁束が、コア２０の外部で互いに相殺するためである。図４（ｂ）では、コイルＷ１の起磁力Ｎ・Ｉ１によって生じる磁束を２点鎖線にて示し、コイルＷ２の起磁力Ｎ・Ｉ２によって生じる磁束を一点鎖線にて示している。図示されるように、コア２０の外部において、上記一対の磁束は互いに向きが反対となっている。

図５に、先の図１０に示したコンバータの駆動時における磁束分布を示す。図示されるように、この場合、コイルＷ１，Ｗ２に電流が流れることによって生じる磁束は非常に広範囲に広がっている。

さらに、上記磁気部品は、コイルＷ１に電流が流れることで生じる磁束とコイルＷ２に電流が流れることで生じる磁束との共通の経路部分が、コア２０内の空間によって構成され、電磁鋼板等によって形成されていないため、小型化することが容易である。図６に、本実施形態と先の図１０に示した従来の磁気部品との寸法比較を示す。ここでは、入力電流（バッテリ１０の出力電流）、入力電圧、出力電流（コンデンサ１２の流入電流）、出力電圧が同一である場合に、入力電流のリプル成分が同一となるように設計した場合の寸法を比較している。ここで、縦、横、高さの寸法は、先の図１０に示した構成の１辺を基準単位として表示している。図示されるように、本実施形態によれば、磁気部品を小型化することができる。ちなみに、図６に示す例では、先の図１０に示したコアと比較してコア２０の容積を「２５％」低減でき、また、コイルＷ１，Ｗ２を含めた磁気部品の容積を先の図１０に示した磁気部品と比較して「２８％」低減できた。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）コア２０を、中心部２０ａ、軸案内部２０ｂ、２０ｃおよび結合部２０ｆを備えて且つコイルＷ１，Ｗ２のそれぞれに電流が流れることで生成される磁束の通過するループ経路として、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれに電流が流れることで生成される磁束によって共有される経路であって且つコイルＷ１，Ｗ２から等距離となる経路部分を備えない開ループ経路を構成するものとした。これにより、コア２０およびコイルＷ１，Ｗ２を備える磁気部品を小型化することができる。

（２）コイルＷ１，Ｗ２の軸方向を、１の中心に対して同一平面上で放射状且つ互いに等角度間隔に配置し、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定した。これにより、コア２０の外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。

（３）コイルＷ１，Ｗ２の軸方向の長さよりも軸方向に直交する方向の長さを短く設定した。これにより、コイルＷ１，Ｗ２から等距離となる磁束の通る経路（磁路）部分の磁気抵抗が過度に大きくなることを回避することが可能となる。

（４）スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン状態とすることでバッテリ１０およびコイルＷ１，Ｗ２を備える閉ループ回路を形成してコイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄え、このエネルギをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることでダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力した。これにより、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータＣＶを示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータＣＶを昇降圧チョッパ回路とする。すなわち、先の図１に示したダイオードＤ１，Ｄ２に並列に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を接続する。ここで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、コンデンサ１２側からバッテリ１０側への電流の流通を許容するものである。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を用いたチョッパ制御により、バッテリ１０側を入力としてその電圧を昇圧する動作のみならず、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を用いたチョッパ制御により、コンデンサ１２側を入力としてその電圧を降圧する動作を行うことができる。

ちなみに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、オン・オフ操作の時比率Ｄがともに同一であって且つ、オン操作の開始タイミングが互いに「１８０°」ずらされている。これにより、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフ操作の時比率Ｄとコンデンサ１２の電圧Ｖｃとを用いて、出力電圧を「Ｄ・Ｖｃ」とすることができる。なお、スイッチング素子Ｑ３，ダイオードＤ３、コイルＷ１およびバッテリ１０や、スイッチング素子Ｑ４，ダイオードＤ４、コイルＷ２およびバッテリ１０は、それぞれ独立で降圧コンバータを構成しうるものである。すなわち、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンとなることで、コンデンサ１２からバッテリ１０に電流が流れるとともに、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフとなることでコイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギがダイオードＤ３，Ｄ４、コイルＷ１，Ｗ２、およびバッテリ１０を備える閉ループ回路を介してバッテリ１０に出力される。ただし、コイルＷ１，Ｗ２がコア２０によって磁気結合しているため、コイルＷ１、Ｗ２を流れるリプル電流の周波数は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチング周波数の２倍となる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。

（５）入力端子の正極（コンデンサ１２の正極）と出力端子の正極（バッテリ１０の正極）との間にコイルＷ１，Ｗ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介在させて且つ、出力端子の正極および負極間にダイオードＤ３，Ｄ４を備えた。これにより、コンデンサ１２の電圧を降圧してバッテリ１０に出力することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜コアについて＞
コアとしては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば先の図１０に示した構成において、センターコア１２０ａを削除してもよい。また、例えば図９（ｂ）に示すように、先の図１０に示した磁気部品を、コイルが３つの構成に拡張した場合において、センターコアを省いてもよい。

また、コアの材料としては、電磁鋼板に限らず、例えばダストコア等の圧粉磁性材料等であってもよい。図８（ａ）に、ダストコアを用いた場合の例を示す。図示されるように、コア２０は、上記結合部２０ｆによってコイルＷ１，Ｗ２を覆っているが、コイルＷ１の端子Ｔａ、Ｔ１ｂと、コイルＷ２の端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂとがコイルＷ１，Ｗ２と電気的に接続されて且つコア２０の外部に突出している。図８（ｂ）は、図８（ａ）のＡ−Ａ断面である。図示されるように、コイルＷ１，Ｗ２は、軸方向の長さよりもこれに直交する方向の長さの方が短くなっている。図８（ｃ）は、図８（ｂ）のＢ−Ｂ断面である。なお、図８（ａ）に示す磁気部品は、リング状のコイルＷ１，Ｗ２を予め作成しておき、コア２０と一体成型することもできる。これにより、デッドスペースを排除することができるため、磁気部品を小型化することができる。
＜磁気結合されるコイルの数について＞
磁気結合されるコイルの数は、２個に限らず、３個以上であってもよい。図９（ａ）に、コイルの数が３個である場合を示す。ここで、コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３は、その軸方向が、中心ＣＰに対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置されている。そして、コイルＷ１、Ｗ２，Ｗ３のそれぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、コイルＷ１、Ｗ２，Ｗ３のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。なお、これらの巻数と印加電圧の大きさとは互いに同一とする。

さらに、３個のコイルを備えるものにも限らず、４個以上のコイルを備えてもよい。この場合であっても、各コイルの軸方向を、同一平面上で中心に対して放射状且つ等角度間隔に配置して且つ、それぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、それぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとすることが望ましい。

もっとも、各コイルの軸方向を、中心に対して放射状且つ等角度間隔に配置するに際しては、これら各コイルの軸が同一平面内に収まるものにも限らない。例えば６個のコイルを備えるものにおいて、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に４つのコイルを配置して且つ、この平面に直交する方向に２つのコイルを配置してもよい。

なお、Ｎｃ個のコイルを備える場合、これらとバッテリ１０とを接続するループ回路を開閉するスイッチング素子を互いに「３６０°／Ｎｃ」の位相差で操作することが望ましい。ただし、こうした設定としなくても、スイッチング素子の操作の位相に差があるなら、スイッチング周波数よりもリプル電流の周波数を大きくすることはできる。
＜そのほか＞
・上記各実施形態では、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流の流通方向が互いに相違しないようにしたがこれに限らない。相違する場合において、特にセンターコア２０ｄ，２０ｅ以外の磁束経路の磁気抵抗を無視し得ないなら、コイルＷ１の起磁力とコイルＷ２の起磁力とのそれぞれに平行な単位ベクトルの和がゼロとならないタイミングが生じうる。この場合、上記単位ベクトルの和の時間平均値がゼロとなるようにしたり、スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期における上記ゼロとならない期間の比率を小さくしたりすることで、コア２０の外部に漏れる磁束を低減することはできると考えられる。

・コイルの軸方向の長さをこれに直交する方向の長さよりも短くしても上記第１の実施形態の上記（１）等の効果を得ることはできる。

・チョッパ制御に用いるスイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らない。例えばパワーＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。

・ＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧コンバータや昇降圧チョッパ回路に限らず、例えば降圧コンバータであってもよい。これは、例えば先の図７に示した構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を削除することで構成することができる。またこれに限らず、例えば、所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子を備えて構成されるコンバータにおいて、コイル同士を磁気結合させる構成であればよい。

１０…バッテリ、１２…コンデンサ、２０…コア、Ｗ１，Ｗ２…コイル、ＣＶ…ＤＣＤＣコンバータ。

Claims (7)

1. チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、
   前記コイルは、所定の複数個のコイルを含み、
   前記各コイルの軸方向に延びる部分と、該延びる部分同士を接続する部分とを有するコアと、
   前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、
   前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生成される磁束の経路であって且つ前記軸方向に延びる部分および前記接続する部分を備えるループ経路として、隣接する一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生成される磁束についての前記一対のコイルによって共有される経路であって且つ前記一対のコイルから等距離となって前記接続する部分へとつながる経路部分を備えない開ループ構造を有するものであることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
2. 前記所定の複数個のコイルは、その軸方向が、１の中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に配置され、
   前記コアは、中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記各コイルの軸方向に延びる部分同士を接続して且つ前記所定の複数個のコイルを覆う部分とを有し、
   前記一対のコイルから等距離となる経路は、前記コアによって覆われた空間内に形成されるものであることを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータ。
3. 前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とする請求項２記載のＤＣＤＣコンバータ。
4. 前記コイルは、その軸方向の長さよりも該軸方向に直交する方向の長さの方が短いことを特徴とする請求項２または３記載のＤＣＤＣコンバータ。
5. 前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
   前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
6. 前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、
   前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、
   前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。
7. 前記所定の複数個のコイルは、２個のコイルであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。

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