JP2009005579A

JP2009005579A - 電力変換回路

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Publication number: JP2009005579A
Application number: JP2008139615A
Authority: JP
Inventors: Andrew John Skinner; ジョンスキナーアンドリュー
Original assignee: Coutant Lambda Ltd
Current assignee: TDK Lambda UK Ltd
Priority date: 2007-06-04
Filing date: 2008-05-28
Publication date: 2009-01-08
Also published as: US20090128101A1; GB2449856A; GB0710662D0

Abstract

【課題】回路自体を大きくすることなく、電力変換回路の個々の構成部品を介して流れるリップル電流および電力変換回路全体で生じるリップル電流を最小限にする。
【解決手段】ブースト・コンバータ１０は、入力端子１２と入力リターン端子１４および出力端子１６、１８を有している。入力端子１２は、ノード４０に接続された第１のインダクタ２０に接続されている。ノード４０は一方で、ダイオード２６のアノード端子に接続された第２のインダクタ２２に接続され、ダイオード２６のカソード端子は、出力端子１６に接続されている。さらに、ノード４０はダイオード２８のアノード端子に接続された第３のインダクタ２４に接続され、ダイオード２８のカソード端子は、出力端子１６に接続されている。コンデンサ４２は出力端子１６、１８間に接続されている。第２のインダクタ２２は、フェライトコアによって第３のインダクタ２４に磁気的に結合されている。
【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換回路(power conversion circuit)に関する。

一般に、既知の昇圧型コンバータ（ブースト・コンバータ）は、入力ＤＣ電圧とスイッチの間にインダクタが接続された構成となっており、そのスイッチは、インダクタを入力ＤＣ電圧または出力端子へと交互に切り替えて接続するようになっている。そして、そのスイッチは、所定のデューティサイクルで駆動し、回路が、常に、入力電圧と等しいかあるいは大きい出力電圧を提供するようになっている。

バック・コンバータは、ブースト・コンバータと逆に動作する回路であり、入力電圧が必ず出力電圧と等しいかあるいは大きくなるようになっている。以下、ブースト・コンバータについて説明するが、同様なことがバック・コンバータについても適用できる。

ブースト・コンバータのインダクタが連続的にチャージおよびディスチャージすると、その結果生じるインダクタ電流は、リップル電流と呼ばれるＡＣ成分を有する。通常、そのようなリップル電流は、回路構成部品の機能を低下させ、回路へ悪影響を及ぼすため好ましくないものであった。

このようなリップル電流を減少させる既知の方法の１つは、回路の動作電圧に対してインダクタのサイズを大きくすることである。しかしながら、この方法は、回路自体が大きくなると共にコスト大となってしまう欠点があった。

リップル電流を減少させる他の方法としては、大きなインダクタを使用する代わりに、２つあるいはそれ以上のブースト・コンバータ回路を並列に動作させる方法がある。しかしながら、この方法では、それぞれのスイッチのスイッチングの間に位相シフトが生じてしまう。このような回路は、インターリーブド・ブースト・コンバータ回路として知られており、その一例を図１に示す。

図１に示すように、インターリーブド・ブースト・コンバータ１０’は、２つのサブ回路を有し、第１のサブ回路は、インダクタ２２’、ダイオード２６’、およびスイッチ３２’を含み、第２のサブ回路は、インダクタ２４’、ダイオード２８’およびスイッチ３０’を含む。スイッチ３０’は、コントローラ３４’によってコントロールされ、インダクタ２４’を介して流れる電流を、入力１２’からダイオード２８’を介して入力リターン端子１４’へ戻る第１のパスと、入力１２’からリターン端子１４’へ直接戻る第２のパスとの間で切り替える。また、スイッチ３２’は、コントローラ３６’によってコントロールされ、インダクタ２２’を介して流れる電流を、入力１２’からダイオード２６’を介して入力リターン端子１４’へ戻る第１のパスと、入力１２’からリターン端子１４’へ直接戻る第２のパスとの間で切り替える。ここで、“インターリーブド”とは、コントローラ３４’、３６’が、それぞれの位相が互いに異なるようにスイッチ３０’、３２’を動作させることをいう。そして、サブ回路の各々は、既知の電力変換回路と同様に作動し、出力端子電圧が出力端子１６’、１８’間に生成される。

２個のスイッチ３４’、３６’の動作における位相シフトにより、２つのサブ回路におけるリップル電流の間で、一方のリップル電流が他方のリップル電流をキャンセルする状態が生じる。これにより、入力および出力の両方でのリップル電流が減少される。しかしながら、このような回路構成では、ブースト・コンバータの種類によっては、回路の構成部品を流れるリップル電流は減少せずに、依然として上述したような欠点を有する。

インターリーブド・ブースト・コンバータの他の従来例として、「“Control Strategy of an Interleaved Boost Power Factor Correction Converter" Pinheiro, J.R.; Grundling, H.A.; Vidor, D.L.R; Baggio, J. E. Power Electronics Specialists Conference, 1999, PESC 99. 30^th Annual IEEE Volume 1, 2７ July 1999, vol. 1, pages 137-142」に記載されたものがある。従って、回路によって生成されるリップル電流と当該回路の構成部品を流れるそれらのリップル電流を最小限にする電力変換回路を提供することが要望されている。

また、一般に、電力変換回路のスイッチにおけるピーク電流が高くなればなるほど、電導性およびターンオフ損失が高くなってしまう。従って、電力変換回路の動作中にスイッチのピーク電流を最小限にすることが望ましい。

また、US-A-2006/0028186には、メインスイッチにおける電圧ストレスを制限するため、ブースト・コンバータにおいてトランスフォーマを利用する技術が記載されており、この技術によれば、スイッチング損失を低減するとともに、その回路で使用される低定格電圧でのスイッチの使用を可能にする。

本発明は、上記従来の問題点を鑑みてなされたものであり、その目的は、回路自体を大きくすることなく、電力変換回路の個々の構成部品を介して流れるリップル電流および電力変換回路全体で生じるリップル電流を最小限にすることができる電力変換回路を提供することである。

上述の目的を達成するために、本発明の第１の態様によれば、電力変換回路は、電気エネルギーの保持のため少なくとも２つのサブ回路に接続されたインダクタを有し、各サブ回路は、それぞれ整流器およびスイッチを備えている。そして、そのスイッチは、第１の電圧レベルにおいて対応するインダクタを通る第１の電流パスと、第２の電圧レベルにおいて対応するインダクタおよび対応する整流器を通る第２の電流パスと、を切り替え、それにより、使用された際に、各サブ回路により電力変換がなされる。電気エネルギー保持インダクタは、サブ回路のインダクタの各々に接続され、サブ回路のうちのいずれか１つのインダクタは、少なくとも１つの他のサブ回路のインダクタに磁気的に結合されている。

ＤＣ入力が、本発明の好ましい実施形態による電力変換回路に供給されると、磁気的に結合されたインダクタは、それぞれの巻線に流れる直流によって動作する。また、これらの磁気的に結合されたインダクタの位相の極性は、電磁結合のＤＣ磁化の合計が０となるようになっている。したがって、既知の電力変換回路と比較して、本発明の実施形態による電力変換回路では、より小さな回路構成部品を用いることができる。

さらに、本発明の実施形態による電力変換回路によれば、従来の電力変換回路と比較して、スイッチにおいてピーク電流がより低くなり、スイッチング損失を減少させる。したがって、本発明の実施形態による電力変換回路は、より効率的で、比較可能な既知の電力変換回路に比べて大幅に小型化できる。

いずれか１つのサブ回路のインダクタは、他のサブ回路の各々のインダクタに磁気的に結合してもよい。

その磁気的に結合されたインダクタは、トランスフォーマから構成してもよい。

このトランスフォーマは、多相トランスフォーマから構成してもよく、その場合、各サブ回路は、その多相トランスフォーマの対応する入力位相に接続される。

磁気的に結合されたこれらのインダクタおよび電気エネルギー保持インダクタは、一体型回路構成部品として構成することもできる。これにより、別個の磁気的に結合されたインダクタおよび電気エネルギー保持インダクタを有する回路構成よりもコンパクトな回路構成を可能とする。

電力変換回路は２つのサブ回路を含んでもよく、その場合、コントロール手段は、１８０°の位相差でこれらの対応する２個のスイッチを切り替える。

また、電力変換回路を２つ以上のサブ回路で構成することもでき、その場合、いずれか１つのサブ回路のインダクタが、他のサブ回路のそれぞれのインダクタに磁気的に結合される。

また、電力変換回路をn個のサブ回路で構成することもでき、その場合、コントロール手段は、３６０°/nの位相差で対応するスイッチを切り替える。

また、電力変換回路は、さらに出力フィルタリング手段を含んでもよい。

また、コントロール手段は、ピーク電流モード・スイッチング機能を用いてもよい。

また、本発明は、上述した電力変換回路を備えたバック・コンバータにも適用できる。

さらに他の態様によれば、本発明は、複数のスイッチングサブ回路およびトランスフォーマを含む電力変換回路を提供する。この場合、すべてのサブ回路が、使用の際に、２つの電圧レベル間の切り替えを行い、各サブ回路が、前記トランスフォーマの対応する入力位相に接続され、当該トランスフォーマの各出力位相が共通のノードに接続されるようになっている。また、その電力変換回路は、さらに、前記共通のノードへのあるいはそのノードからの切り替え電流を生成するため、前記複数のサブ回路のスイッチングを制御するコントロール手段を有する。

そのコントロール手段は、第１の周波数で前記スイッチを切り替え、第２の周波数で前記切り替え電流を生成するようにしてもよい。この場合、第２の周波数が第１の周波数より小さい。

以下に添付の図を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。
図１は、従来の電力変換回路の回路図である。
図２は、本発明の電力変換回路の好ましい実施形態の回路図である。
図３は、第１のモード（連続動作モード）で動作する図２に示した電力変換回路における時間に対するインダクタに流れる電流および切り替えを示すグラフである。
図４は、第１のモードで動作する図２に示した電力変換回路における時間に対する３つのインダクタに流れる電流を示すグラフである。
図５は、第１のモードで動作する図２に示した電力変換回路における時間に対する２つのダイオードに流れる電流を示すグラフである。
図６は、第１のモードで動作する図１に示した従来の電力変換回路における時間に対する２つのインダクタに流れる電流の合計とスイッチに流れる電流を示すグラフである。
図７は、第２のモード（不連続動作モード）で動作する図２に示した電力変換回路における時間に対する１つのインダクタに流れる電流とスイッチに流れる電流を示すグラフである。
図８は、第２のモードで動作する図１に示した従来の電力変換回路における１つのインダクタに流れる電流とスイッチに流れる電流を示すグラフである。
図９は、第２のモードで動作する図１に示した従来の電力変換回路における２つのインダクタに流れる電流を示すグラフである。
図１０は、本発明のさらに好ましい実施形態による電力変換回路の概要の回路図である。

図２は、本発明の電力変換回路の好ましい実施形態としてのブースト・コンバータ１０の回路図である。このブースト・コンバータ（昇圧型電力変換回路）１０は、入力端子１２と入力リターン端子１４および出力端子１６、１８を有している。接地リターンライン３８は、入力リターン端子１４を出力端子１８に接続している。入力端子１２は、ノード４０に接続された第１のインダクタ（電気エネルギー保持素子）２０に接続されている。また、ノード４０は、一方で、ダイオード２６のアノード端子に接続された第２のインダクタ２２に接続されている。ダイオード２６のカソード端子は、出力端子１６に接続されている。したがって、電流パスは、入力端子１２から、第１のインダクタ２０、ノード４０、第２のインダクタ２２およびダイオード２６を介して出力端子１６へと形成される。

また、ノード４０は、ダイオード２８のアノード端子に接続された第３のインダクタ２４に接続されている。ダイオード２８のカソード端子は、出力端子１６に接続されている。したがって、電流パスは、入力端子１２から、第１のインダクタ２０、ノード４０、第３のインダクタ２４およびダイオード２８を介して、出力端子１６へ形成される。

なお、第２のインダクタ２２は、フェライトコアによって第３のインダクタ２４に磁気的に結合されている(図２に概略的に点線で示される)。

ブースト・コンバータ１０は、さらに第１のスイッチ（電子制御スイッチング素子）３０を有し、そのドレイン端子は、第３のインダクタ２４とダイオード２８のアノード端子との間の接点に接続されている。スイッチ３０のソース端子は、入力リターン端子１４および出力端子１８に接続された接地リターン・ライン３８に接続されている。コントローラ３４は、第１のスイッチ３０に接続され、スイッチ３０にパルス幅変調されたコントロール信号を供給する。

第２のスイッチ（電子制御スイッチング素子）３２のドレイン端子は、第２のインダクタ２２とダイオード２６のアノード端子の間の接点に接続されている。このスイッチ３２のソース端子は、入力リターン端子１４および出力端子１８を接続する接地リターンライン３８に接続されている。コントローラ３６は、スイッチ３２に接続され、スイッチ３２にパルス幅変調されたコントロール信号を供給する。

コントローラ３４、３６は、各々スイッチ３０、３２へ、これらのスイッチのデューティサイクルを決めるパルス幅変調されたコントロール信号を供給する。なお、コントローラ３４、３６は、別個の回路素子として描かれているが、同じ機能が単一の回路素子によって実現されるようにしてもよい。

第１のインダクタ２０、第２のインダクタ２２、ダイオード２６および第２のスイッチ３２により、第１の電力変換サブ回路が形成され、一方第１のインダクタ２０、第２のインダクタ２４、ダイオード２８および第１のスイッチ３０により、第２の電力変換サブ回路が形成される。さらに、各サブ回路は、インダクタ２２、２４に磁気的に結合されたインダクタをそれぞれ含むようにしてもよい。

コンデンサ４２は、出力端子１６、１８間に接続され、この分野でよく知られている出力フィルタリング機能を提供する。また、コンデンサ４２以外の他の出力フィルタリング方法も知られており、それらを本発明の実施形態に係る回路を用いてもよい。

次に、ブースト・コンバータ１０の動作について説明する。なお、ブースト・コンバータ１０の動作については、ノード４０の電圧を注視することで、最もよく理解される。

連続動作モード（第１のモード）において、両方のスイッチ３０、３２が閉じている場合、結合された第２および第３のインダクタ２２、２４は短絡回路として機能し、ノード４０の電圧はほぼ０となる。スイッチ３０、３２のどちらかが開いている場合、ノード４０の電圧は、出力端子１６、１８間の出力電圧に比例した値となり、この電圧値は、第２および第３のインダクタ２２、２４の設定値に基づいた値となる。スイッチ３０、３２が両方とも開いている場合、ノード４０の電圧は出力電圧と等しくなる。

不連続動作モード（第２のモード）においては、スイッチ３０、３２は、各サイクルにおいて、ダイオード２８、２６および出力端子１６、１８を介して負荷に供給された電流が、スイッチ３０、３２のオフ時間の間に０に減衰するように動作する。この不連続動作モードにおいては、ノード４０の電圧は、負荷電流が０に落ちるまでインダクタ２２、２４の値によって決定される出力電圧に比例して拘束される。そして、負荷電流が０になった時に、スイッチ３２が閉まっており、スイッチ３０が開いている場合、そのノード４０の電圧が第１および第２のインダクタ２０、２２へ供給（印加）され、一方、スイッチ３０が閉まっておりスイッチ３２が開いている場合、そのノード４０の電圧が第１および第３のインダクタ２０、２４へ供給（印加）される。

すなわち、負荷電流が０に落ちた後、入力電圧は、第１および第２のインダクタ２０、２２の間に、あるいは第１および第３のインダクタ２０、２４の間に印加される。従って、軽負荷に対する回路の利得は、連続動作モードのために必要な保持電力とは無関係に設定することができる。しかも、結合されたインダクタ２２、２４の設定値をより高いインダクタンス値にすることにより、不連続動作モードでの軽負荷における電流利得に対するデューティ比が効率的に設定されるので、インダクタ２０の値を、保持電力が減少されるように低い値とすることができる。

また、結合されたインダクタ２２、２４が高いインダクタンスを持つ場合、回路の利得は、不連続動作モードで、結合されたインダクタ２２、２４のサイズに関係なく、熱およびフラックス密度の状況に応じて減少する。

コントローラ３４、３６は、特別のデューティサイクルでそれぞれのスイッチ３０、３２を動作させ、スイッチ３０、３２のうちの１つのスイッチ切替位相を、他方のスイッチ切替位相に対してシフトさせることができる。

結合されたインダクタ２２、２４は、１:１の巻線比率を持っている。そして、両方のスイッチ３０、３２のデューティサイクルが５０%あるいはそれ以下である場合、両スイッチは決して同時にオンすることはなく、ノード４０は、Vout/２あるいはVoutの値となる。両方のスイッチ３０、３２のデューティサイクルが５０%以上である場合、ノード４０は、０VあるいはVout/２の値となる。

いずれの場合においても、図１に示すような従来の既知の回路に比較して、Volt-secondsの数値は、インダクタ２０の両側で著しく減少することが実現される。

図３〜図５は、連続動作モード（第１のモード）における図２に示すブースト・コンバータ１０の様々な回路構成部品における電流変化を示すグラフである。これらのグラフにおいては、回路構成部品の値は以下のように設定される。インダクタ２０の値は、２１μHであり、インダクタ２２、２４の値は、両方とも４００μHである。これらの図では、電力変換回路は、１６００Wおよび９０Vの入力電力で動作するようになっている。第１および第２のスイッチ３０、３２は、１８０°の位相シフト、１００KHzのスイッチング周波数、７５%のデューティサイクルで動作する。

図３〜図９のグラフを作成するにあたり、対応するそれぞれの回路は、スイッチ間で１８０°の位相差で動作したものである。

図３には、図２に示したインダクタ２０に流れる電流７０および第２のスイッチ３２に流れる電流７２が示されている。図４には、図２に示した第１のインダクタ２０に流れる電流７０、第２のインダクタ２２に流れる電流７４および第３のインダクタ２４に流れる電流７６が示されている。図５には、図２に示した２つのダイオード２６、２８に流れる電流７８、８０が示されている。

図６は、連続動作モード（第１のモード）において動作する図１に示した従来の電力変換回路の動作を示すグラフである。この図は、インダクタ２２’、２４’が各々５０μHの値を持ち、スイッチ３０’、３２’が１００KHzの周波数で、連続動作モードで１８０°の位相シフトで７５%のデューティサイクルで動作する場合の従来の電力変換回路の動作を示す。ここでは、入力電力はおよそ１６００Wである。図６の符号８２は、図１に示した２つのインダクタ２２’、２４’における電流の合計を示し、符号８４は、図１に示したスイッチ３２’における電流を示す。

図３および図６を比較すると、本発明の実施形態による電力変換回路の第２のスイッチ３２におけるピーク・ドレイン電流は、図３の符号７２で示すように約１０.５Ａとなり、図６の符号８４に示す従来の場合の約１６Ａと比較してはるかに低くなっている。これは、従来の電力変換回路のスイッチではより高いコンダクションとなり、ターンオフ損失が高くなることを示している。

図７は、図３〜図５のグラフの場合と同じ回路で５０%のデューティサイクルで作動する場合のグラフである。符号８６は、インダクタ２０における電流を示し、符号８８はスイッチ３２における電流を示す。

図８は、図７のグラフの場合と同じ負荷条件で、図１に示した従来のインターリーブド電力変換回路の動作を示すグラフであり、符号９０は、図１に示したインダクタ２２’における電流を示し、符号９２は、図１のスイッチ３０’における電流を示す。図９は、図１の従来の電力変換回路動作を示すグラフであり、符号９４は、図１に示したインダクタ２０’、２２’の両方における時間に対する電流を示し、符号９２は、図１に示したスイッチ３２’における時間に対する電流を示す。

図８は、従来の電力変換回路の入力端子における相殺（キャンセル）が不完全となる原因の不連続インダクタ電流を示している。インダクタ２２’の電流９０があるスイッチング・サイクルにおいてほぼ０に落ち、そのためにインダクタ２４’における電流のキャンセルが達成できていないことが分かる。

図９で示すように、従来の電力変換回路では、前述のオペレーティング・パラメーターおよび構成部品の値の場合、約５Ａの入力電流においてピーク間ピークリップル電流で動作する。これに対し、本発明の実施形態のインダクタ２０におけるリップル電流は、図７の符合８６で示すように、ほぼ完全に相殺される。それに対し、従来の回路設計によってインダクタに同様のほぼ連続的な電流を流すためには、１１５μH以上のレ−トのインダクタが要求される。

従来の電力変換回路と比較すると、本発明の実施形態による回路のスイッチによれば、著しく低いピーク電流で動作可能となり、それにより、著しく低いコンダクションおよびターンオフ損失を達成できる。また、本発明の実施形態によれば、従来の回路で必要とされた値より低い値の定格部品を有するインダクタにおいてリップル電流を相殺することができる。したがって、本発明の実施形態では、電気エネルギー保持回路構成部品のサイズおよびスイッチ損失を大幅に減少できる。より小さな回路構成部品の使用が可能となれば、その結果、集積化をより進め、全体的に小さくできる。

図１０は、本発明のさらに他の実施形態による電力変換回路５０を示し、図２に示した電力変換回路と同じ構成要素には同じ符号が付されている。

図１０において、電力変換回路５０は、上部と底部とでＥの形と逆Ｅの形とが接続されるように上部リム４４と下部リム４６とが接続されたコア５２を有し、２つの中央部リム４７、４８の間には、エアギャップ６６が設けられている。コア５２は、上部リム４４に巻線５４、５６を有し、下部リム４６に巻線５８、６０を有し、エアギャップ６６を持つ２つの中央部リム４７、４８に、各々対応する巻線６２、６４を有している。

巻線５４、５６、５８、６０、６２、６４を備えたコアは、図２に示すインダクタ２０、２２、２４を置き換えたものである。コア５２の上部リム４４上の巻線５４は、スイッチ３０のドレイン端子およびコア５２の下部リム４６上の巻線６０の一端に接続されている巻線６０の他端は、上部リム４４上の巻線５６に接続されたノードに４０"に接続されている。巻線５６は、コア５２の下部リム４６上の巻線５８に接続されている。巻線５８はスイッチ３２のドレイン端子に接続されている。

ノード４０"は、コア５２の中央部リム４８上の巻線６４に接続され、巻線６４は、さらにコア５２の中央部リム４７上の巻線６２にエアギャップ６６を横切って接続されている。巻線６２は入力端子１２に接続されている。

上述のような接続により、入力１２からの電流は、巻線６２、６４を介してノード４０へと流れる。この電流は、ノード４０"から巻線５６および巻線５８を介しスイッチ３２のドレイン端子へ流れる。また、電流は、さらにノード４０"から巻線６０へと流れ、次に巻線５４を介してスイッチ３０のドレイン端子へ流れる。ダイオード２６のアノード端子は、巻線５４およびスイッチ３０のドレイン端子間の接合点に接続されている。図１０に示した実施形態における残りの接続および回路素子は、図２に示したものと同様となっている。

巻線５４、５６、５８、６０は、結合されたインダクタとして機能し、巻線６２、６４は、電力変換回路５０の電気エネルギー保持インダクタとして機能する。エアギャップ６６は電気エネルギーを保持するが、必ずしもエアギャップである必要はなく、他の手段で達成することもできる。

図１０の回路は、図２の回路と同様に動作し、図２のノード４０に関して前述した説明は、図１０のノード４０"に関して同様に適用できる。コア５２は、巻線５４、５６、５８、６０と共に磁気的に結合されたインダクタを提供し、巻線６２、６４と共に電気エネルギー保持インダクタを提供する。

磁気的に結合されたインダクタをなす巻線５４、５６、５８、６０からの磁束は、接続された上部リム４４および下部リム４６の周囲に生じ、巻線６２、６４による電気エネルギー保持インダクタからのＤＣフラックスは、中央部リム４７、４８を流れる。電気エネルギー保持インダクタからのＡＣフラックスは、上部リム４４あるいは下部リム４６の内の一方における正味のＡＣフラックスを増加させ、他方の正味のＡＣフラックスを減少させる。このフラックスの不均衡は、２つの外部リム４４、４６の各々における磁気的に結合されたインダクタを形成する各巻線の巻数を半分にすることにより相殺（キャンセル）される。しかしながら、電気エネルギー保持インダクタからのＡＣフラックスが低い場合、磁気的に結合されたインダクタのための巻線は外部リム４４、４６に全部巻きつけられる。なお、図１０で示す巻線の巻数は、状況に応じて変えてもよい。

この一体型コア５２は、磁気的に結合されたインダクタとエネルギー保持インダクタの間のコア部材を共有できるので、図１０の回路は、図２のものより大幅に小型化することができる。

なお、図２および図１０に示す実施形態では、結合されたインダクタは、基本周波数をキャンセルするために、１:１の巻線比を持つ。

図１は、従来の電力変換回路の回路図である。図２は、本発明の電力変換回路の好ましい実施形態の回路図である。図３は、第１のモード（連続動作モード）で動作する図２に示した電力変換回路における時間に対するインダクタに流れる電流および切り替えを示すグラフである。図４は、第１のモードで動作する図２に示した電力変換回路における時間に対する３つのインダクタに流れる電流を示すグラフである。図５は、第１のモードで動作する図２に示した電力変換回路における時間に対する２つのダイオードに流れる電流を示すグラフである。図６は、第１のモードで動作する図１に示した従来の電力変換回路における時間に対する２つのインダクタに流れる電流の合計とスイッチに流れる電流を示すグラフである。図７は、第２のモード（不連続動作モード）で動作する図２に示した電力変換回路における時間に対する１つのインダクタに流れる電流とスイッチに流れる電流を示すグラフである。図８は、第２のモードで動作する図１に示した従来の電力変換回路における１つのインダクタに流れる電流とスイッチに流れる電流を示すグラフである。図９は、第２のモードで動作する図１に示した従来の電力変換回路における２つのインダクタに流れる電流を示すグラフである。図１０は、本発明のさらに好ましい実施形態による電力変換回路の概要の回路図である。

Claims

入力端子と、出力端子と、前記入力端子に一端が接続された電気エネルギー保持素子と、少なくとも２つのサブ回路と、を有する電力変換回路であって
前記少なくとも２つのサブ回路のそれぞれは、前記出力端子と前記電気エネルギー保持素子の他端との間に直列に接続されており、
前記各サブ回路は、インダクタと、整流素子と、当該サブ回路内で前記インダクタと前記整流素子の間に接続され前記インダクタが前記入力端子に並列に接続されるように切り替え制御を行なう電子制御スイッチング素子と、を有し、
前記少なくとも２つのサブ回路のそれぞれのインダクタは、磁気的に一体になるように結合されていることを特徴とする電力変換回路。
前記電気エネルギー保持素子がインダクタからなる請求項１に記載の電力変換回路。
前記すべてのサブ回路のそれぞれのインダクタが実質的に同じである請求項１あるいは２に記載の電力変換回路。
前記磁気的に結合されているインダクタおよび前記電気エネルギー保持素子が一体型統合磁気回路構成部品として提供される請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換回路。
前記電力変換回路が、３つ以上のサブ回路を有しており、これらのサブ回路のうちのいずれか1つのインダクタが他のサブ回路の各インダクタに磁気的に結合されている請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換回路。
請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換回路を備えたブースト・コンバータ。
請求項１〜５のいずれかに記載の電力変換回路を備えたバック・コンバータ。
少なくとも２つのサブ回路に接続された電気エネルギーの保持のための電気エネルギー保持インダクタを有し、
前記サブ回路のそれぞれが、インダクタ、整流器およびスイッチを有し、該スイッチは、各サブ回路が使用された際に電圧変換を行うべく前記インダクタを介する第1の電流経路および前記インダクタおよび前記整流器を介する第２の電流経路を提供するように、前記整流器および前記インダクタに接続され、
前記電気エネルギー保持インダクタが、前記サブ回路のそれぞれのインダクタに接続され、
前記サブ回路のうちのいずれか１つのインダクタが、他のサブ回路のインダクタに磁気的に結合されていることを特徴とする電力変換回路。