CN113783426A - 同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置 - Google Patents

同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置，该电路包括：第一上晶体管体二极管的阳极端与耦合电感的第一绕组异名端、第一下晶体管体二极管的阴极端连接，第一上晶体管体二极管的阴极端与电源输出端连接；第二上晶体管体二极管的阳极端与耦合电感的第二绕组异名端、第二下晶体管体二极管的阴极端连接，第二上晶体管体二极管的阴极端与电源输出端连接；第一下晶体管体二极管的阳极端接地；第二下晶体管体二极管的阳极端接地。本发明可以解决整流二极管的压降损耗、整流晶体管体二极管的反向恢复电荷损耗、在电感电流断续时电感与寄生电容谐振导致功率因素和谐波因素差，以及下桥晶体管的开通损耗问题。

Description

同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置
本申请要求2021年08月20日，申请号为“202110964772.7”，申请名称为“同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置”的中国专利申请的优先权，在此将其全文引入作为参考。
技术领域
本发明涉及电子电路技术领域，特别涉及一种同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置。
背景技术
Boost电路是一种最简单的升压式转换器电路，在电力电子技术领域得到广泛应用。传统高压Boost电路为了高效率一般均采用Qrr(反向恢复电荷)比较小的器件做整流。可以只是整流，如SiC二极管或者超快恢复二极管；也可以是整流加同步，如GanFET或者SicFET。因为一般的Si晶体管具有很大Qrr，一般不会直接用Si MOSFET做同步整流。现有的高压Boost电路具有以下问题：整流二极管的压降损耗问题，整流晶体管体二极管的Qrr损耗问题，在电感电流断续时电感和寄生电容谐振导致PF(功率因素)和THD(谐波因素)差的问题，以及下桥晶体管的开通损耗问题。
发明内容
本发明的主要目的是提出一种同步耦合Boost电路、Boost电路及电源装置，旨在解决上述的问题。
为实现上述目的，本发明提出一种同步耦合Boost电路，所述同步耦合Boost电路包括：
电源输入端及电源输出端；
耦合电感，所述耦合电感包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组具有相同的线圈匝数，所述第一绕组和所述第二绕组的同名端共接作为公共端；
第一上晶体管，所述第一上晶体管体二极管的阳极端与所述耦合电感的第一绕组异名端连接，所述第一上晶体管体二极管的阴极端与所述电源输出端连接；
第一下晶体管，所述第一下晶体管体二极管的阴极端与所述耦合电感的第一绕组异名端连接，所述第一下晶体管体二极管的阳极端接地；
第二上晶体管，所述第二上晶体管体二极管的阳极端与所述耦合电感的第二绕组异名端连接，所述第二上晶体管体二极管的阴极端与所述电源输出端连接；
第二下晶体管，所述第二下晶体管体二极管的阴极端与所述耦合电感的第二绕组异名端连接，所述第二下晶体管体二极管的阳极端接地。
可选地，所述第一绕组和所述第二绕组的公共端与所述电源输入端连接。
可选地，所述耦合电感还包括第三绕组，所述第三绕组的同名端与所述电源输入端连接，所述第三绕组的异名端与所述第一绕组和所述第二绕组的公共端连接。
可选地，所述第一绕组、第一上晶体管及第一下晶体管组合成第一Boost支路；
所述第二绕组、第二上晶体管及第二下晶体管组合成第二Boost支路；
第一Boost支路和第二Boost支路轮流作为主功率电路工作。
可选地，设定所述Boost电路的电源输入电压为Vin，电源输出电压为Vout，所述第一下晶体管和/或所述第二下晶体管的开关频率跟随电源输入电压Vin变化，以
Figure BDA0003256517920000021
中的任一值为中心往两边逐渐减小。
可选地，控制开关周期，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，使得所述第二下晶体管体二极管在所述第一下晶体管关断前截止；
控制开关周期，在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，使得所述第一下晶体管体二极管在所述第二下晶体管关断前截止。
可选地，控制开关周期，使得所述第一绕组电流在所述第一Boost支路作为主功率电路开始工作前为负；
控制开关周期，使得所述第二绕组电流在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前为负。
可选地，在所述第一Boost支路作为主功率电路开始工作前，所述第一上晶体管先于所述第二上晶体管关断；所述第一上晶体管关断一个死区时间后，所述第一下晶体管再开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前，所述第二上晶体管先于所述第一上晶体管关断；所述第二上晶体管关断一个死区时间后，所述第二下晶体管再开通。
可选地，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，所述第一下晶体管开通后所述第二下晶体管再开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，所述第二下晶体管开通后所述第一下晶体管再开通。
可选地，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，所述第一下晶体管关断后所述第一上晶体管先于所述第二上晶体管开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，所述第二下晶体管关断后所述第二上晶体管先于所述第一上晶体管开通。
可选地，在一个控制周期的上半周期内，所述第一Boost支路作为主功率电路，晶体管的工作时序为：
在第一时刻，所述第一上晶体管关断；
在第二时刻，所述第一下晶体管开通；
在第三时刻，所述第二上晶体管关断；
在第四时刻，所述第一下晶体管关断；
在第五时刻，所述第一上晶体管开通；
在第六时刻，所述第二上晶体管开通；
在一个控制周期的下半周期内，所述第二Boost支路作为主功率电路，晶体管的工作时序为：
在第七时刻，所述第二上晶体管关断；
在第八时刻，所述第二下晶体管开通；
在第九时刻，所述第一上晶体管关断；
在第十时刻，所述第二下晶体管关断；
在第十一时刻，所述第二上晶体管开通；
在第十二时刻，所述第一上晶体管开通。
可选地，所述的同步耦合Boost电路工作于同步并联模式，第一Boost支路和第二Boost支路作为并联支路，同步工作，分摊电流。
本发明还提出一种Boost电路，包括：
电源输入端及电源输出端；
电感，所述电感的输入端与所述电源输入端连接；
二极管，所述二极管的阳极端与所述电感输出端连接，所述二极管的阴极端与所述电源输出端连接；
晶体管，所述晶体管体二极管的阴极端与所述电感的输出端连接，所述晶体管体二极管的阳极端接地；
设定所述Boost电路的电源输入电压为Vin，电源输出电压为Vout，所述晶体管的开关频率跟随电源输入电压Vin变化，以
Figure BDA0003256517920000041
中的任一值为中心往两边逐渐减小。
本发明还提出一种电源装置，包括如上所述的同步耦合Boost电路或者如上Boost电路。
本发明同步耦合Boost电路通过控制耦合电感第一绕组、第一上晶体管及第一下晶体管组成的第一Boost支路的充电放电时序，以及，耦合电感第二绕组、第二上晶体管及第二下晶体管组成的第二Boost支路充电放电时序，解决传统整流二极管的压降损耗问题，整流晶体管体二极管的Qrr损耗问题，在传统PFC电感电流断续时电感和寄生电容谐振导致PF和THD差的问题，以及第一下晶体管和第二下晶体管的开通损耗问题。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1为本发明同步耦合Boost电路一实施例的功能模块示意图；
图2为本发明同步耦合Boost电路一实施例的电路结构示意图；
图3为本发明同步耦合Boost电路另一实施例的电路结构示意图；
图4为图3中耦合电感一实施例的电路结构示意图；
图5为图2或图3中同步耦合Boost电路一实施例的等效电路结构示意图；
图6为本发明同步耦合Boost电路中各个开关的时序控制图；
图7为本发明Boost电路一实施例的电路结构示意图。
附图标号说明：
标号 名称 标号 名称
Q<sub>1up</sub> 第一上晶体管 Q<sub>1dn</sub> 第一下晶体管
Q<sub>2up</sub> 第二上晶体管 Q<sub>2dn</sub> 第二下晶体管
Lm 耦合电感 Q1 晶体管
L1 电感 D1 二极管
VIN 电源输入端 VOUT 电源输出端
本发明目的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
本发明提出一种同步耦合Boost电路。
参照图1至图6，在本发明一实施例中，该同步耦合Boost电路包括：
电源输入端VIN及电源输出端VOUT；
耦合电感Lm，所述耦合电感Lm包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组具有相同的线圈匝数，所述第一绕组和所述第二绕组的同名端共接作为公共端；
第一上晶体管Q1up，所述第一上晶体管Q1up体二极管的阳极端与所述耦合电感Lm的第一绕组异名端连接，所述第一上晶体管Q1up体二极管的阴极端与所述电源输出端VOUT连接；
第一下晶体管Q1dn，所述第一下晶体管Q1dn体二极管的阴极端与所述耦合电感Lm的第一绕组异名端连接，所述第一下晶体管Q1dn体二极管的阳极端接地；
第二上晶体管Q2up，所述第二上晶体管Q2up体二极管的阳极端与所述耦合电感Lm的第二绕组异名端连接，所述第二上晶体管Q2up体二极管的阴极端与所述电源输出端VOUT连接；
第二下晶体管Q2dn，所述第二下晶体管Q2dn体二极管的阴极端与所述耦合电感Lm的第二绕组异名端连接，所述第二下晶体管Q2dn体二极管的阳极端接地。
其中，第一下晶体管Q1dn及第二下晶体管Q2dn可以采用IGBT、MOSFET、SicFET、GanFET等带有体二极管的晶体管来实现，第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up可以采用MOSFET、SicFET、GanFET等带有体二极管并且导通电阻较小的晶体管来实现。
在一实例中，所述第一绕组和所述第二绕组的公共端与所述电源输入端VIN连接；
在一实例中，所述耦合电感还包括第三绕组，所述第三绕组的同名端与所述电源输入端VIN连接，所述第三绕组的异名端与所述第一绕组和所述第二绕组的公共端连接。
本实施例中，所述耦合电感Lm的第一绕组、第一上晶体管Q1up及第一下晶体管Q1dn组合成第一Boost支路；所述耦合电感Lm的第二绕组、第二上晶体管Q2up及第二下晶体管Q2dn组合成第二Boost支路。
第一Boost支路和第二Boost支路可以轮流作为主功率电路，具体而言，第一Boost支路作为主功率电路时，第一绕组承担主要电流。第一下晶体管Q1dn开通时，耦合电感Lm通过第一绕组储能，第一下晶体管Q1dn关断一个死区时间后，第一上晶体管Q1up开通，耦合电感Lm上的电流通过第一绕组经第一上晶体管Q1up输出至电源输出端VOUT，实现电源升压。
第二Boost支路作为主功率电路时，第二绕组承担主要电流。第二下晶体管Q2dn开通时，耦合电感Lm通过第二绕组储能，第二下晶体管Q2dn关断一个死区时间后，第二上晶体管Q2up开通，耦合电感Lm上的电流通过第二绕组经第二上晶体管Q2up输出至电源输出端VOUT，实现电源升压。
参照图4，本实施例中，同步耦合Boost电路中的耦合电感还可以包括第三绕组，第三绕组的同名端与电源输入端连接，异名端与所述第一绕组和所述第二绕组的公共端连接。
在绕制第一绕组、第二绕组和第三绕组时，可以采用以下方法进行绕制，先从A点出发沿一个方向绕P圈形成一个独立绕组即第三绕组AN，再从N点出发沿之前方向绕Q圈形成一个独立绕组即第一绕组NB，最后再从N点出发沿之前方向绕Q圈形成一个独立绕组即第二绕组NC。这三个绕组的线圈通过合理的空间安排获得合适的第一绕组和第二绕组漏感(即漏感Lk1和漏感Lk2)。
所述第一绕组和所述第二绕组组成一个变压器，此变压器可以等效为一个两边线圈匝数相同的理想变压器，一个磁化电感，第一绕组漏感Lk1以及第二绕组漏感Lk2。此变压器两边线圈的一端共接，两边线圈匝数相同，因此此变压器两边线圈的另一端电压也完全相同，此两端可以认为等效的共接在一起，也即第一绕组漏感Lk1的一端和第二绕组漏感Lk2的一端等效共接在一起。因此在等效电路分析中可以省去第一绕组和第二绕组之间的理想变压器，而不对电路产生实质影响。参照图5，图5为图2或者图3等效电路。其中，Leff为耦合电感Lm的等效自感，Lk1、Lk2为耦合电感Lm第一绕组和第二绕组的漏感。图2和图3的等效电路结构相同，区别在于Leff的值。在图2中，Leff等于所述第一绕组和所述第二绕组组成的变压器的磁化电感。在图3中，Leff等于所述第一绕组和所述第二绕组组成的变压器的磁化电感再加第三绕组的电感。漏感Lk1电流即为第一绕组电流I1，漏感Lk2电流即为第二绕组电流I2。
参照图1至图6，在一实施例中，设定所述同步耦合Boost电路的电源输入端VIN接入的电源电压为Vin，所述同步耦合Boost电路的电源输出电压为Vout，所述第一下晶体管Q1dn和/或所述第二下晶体管Q2dn的开关频率以
Figure BDA0003256517920000081
中的任一值为中心逐渐减小。
第一Boost支路和第二Boost支路轮流作为主功率电路工作，同一时间有且只有一个支路作为主功率支路在工作。对于耦合电感的磁通变化而言，在第一支路和第二支路参数一致的情况下，可以看做是同一个支路在工作，以下的分析基于等效一个支路的情况。
本示例中，考虑耦合电感磁平衡，同步耦合Boost电路的开关占空比D可以采用以下公式(1)来表示：
Figure BDA0003256517920000091
对应磁通量变化的耦合电感纹波电流大小Iripple采用以下公式(2)来表示(Lk1和Lk2相对于Leff很小，此处忽略不计)：
Figure BDA0003256517920000092
将公式(1)计算的占空比，代入至公式(2)可以得到：
Figure BDA0003256517920000093
其中，Vin为电源输入端VIN接入的实时电压，Vout为输出电压，Leff为耦合电感Lm的等效自感，T为第一下晶体管Q1dn和第二下晶体管Q2dn看成一体的等效开关周期。
根据上述计算公式可以获得，当
Figure BDA0003256517920000094
时，纹波电流达到抛物线的顶点范围，尤其是
Figure BDA0003256517920000095
时最大。纹波电流随着电源输入端VIN接入的电压Vin而变化，以
Figure BDA0003256517920000096
为中心，不断往两边减小。在PFC中当Vin远离
Figure BDA0003256517920000097
的时候纹波电流很小，此时可以适度地减小开关频率，以增大纹波电流，即以较小的磁耗增加为代价，减小更多的开关损耗。具体可以适度的改变第一下晶体管Q1dn和第二下晶体管Q2dn的开关频率而实现，例如，在输入电源电压逐渐增大至
Figure BDA0003256517920000098
的过程中，第一下晶体管Q1dn和第二下晶体管Q2dn的开关频率以一定速率逐渐增大，直至输入电源电压达到
Figure BDA0003256517920000099
后，第一下晶体管Q1dn和第二下晶体管Q2dn的开关频率再逐渐减小。在本实例中，开关损耗还表现在大电流从漏感Lk1(漏感Lk2)切换到漏感Lk2(漏感Lk1)的磁切换损耗。相较于传统PFC的CrCM(临界导通)模式中，纹波电流Iripple随着Vin的增大而增大，本发明通过主动变化第一下晶体管Q1dn和第二下晶体管Q2dn的开关频率，从而可以保证Iripple恒定或者在某个范围内。
参照图1至图6，在一实施例中，控制开关周期，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，使得所述第二下晶体管体二极管在所述第一下晶体管关断前截止；
控制开关周期，在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，使得所述第一下晶体管体二极管在所述第二下晶体管关断前截止。
所述第二Boost支路刚开始作为主功率电路工作时，第二下晶体管Q2dn处于开通状态，第一上晶体管Q1up体二极管处于导通状态，第一上晶体管Q1up、第一下晶体管Q1dn以及第二上晶体管Q2up处于关断状态。第二绕组电流迅速增加，第一绕组电流迅速减小，直到第一绕组电流全都转至第二绕组。随后第一上晶体管Q1up体二极管Qrr、漏感Lk1、漏感Lk2以及VA点寄生电容一起作用，发生谐振，最终VA点电压被第一下晶体管Q1dn体二极管钳位。第一绕组通过负的漏感谐振电流。忽略第一下晶体管Q1dn体二极管的压降，在漏感Lk1和漏感Lk2相同或者基本相同的情况下，第一绕组和第二绕组电流以相同或者基本相同的速度增加，只要控制合理的开关周期，使得第一绕组电流从负至零这个过程有充足的时间，再加上第一下晶体管Q1dn体二极管反向恢复时间就可以使得第一下晶体管Q1dn体二极管截止。第一下晶体管Q1dn体二极管截止后，VA点电压升高就不会引入反向恢复电荷。
同理，控制开关周期，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，可以使得所述第二下晶体管体二极管在所述第一下晶体管关断前截止。
参照图1至图6，在一实施例中，控制开关周期，使得所述第一绕组电流在所述第一Boost支路作为主功率电路开始工作前为负；
控制开关周期，使得所述第二绕组电流在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前为负。
所述第二Boost支路作为主功率电路工作，第二下晶体管Q2dn处于开通状态，第一上晶体管Q1up、第一下晶体管Q1dn以及第二上晶体管Q2up处于关断状态。第二Boost支路以上述状态工作一段时间后，第二下晶体管Q2dn关断，VB点电压不断升高，直至被第二上晶体管Q2up体二极管钳位，随后第二上晶体管Q2up开通。
如果第二下晶体管Q2dn关断前第一下晶体管Q1dn体二极管还有电流，从二极管阳极至阴极的电流会因为漏感两端电压的原因，以一定的di/dt降至零以下，同时还会引入反向恢复电荷。第一下晶体管Q1dn体二极管阳极至阴极的电流降为零后，第一下晶体管Q1dn体二极管Qrr、漏感Lk1、漏感Lk2以及VA点寄生电容一起作用，发生谐振。如果第二下晶体管Q2dn关断前第一下晶体管Q1dn体二极管截止，则反向恢复电荷为零，漏感Lk1、漏感Lk2以及VA点寄生电容一起作用，发生谐振。
上述两种情况下，最终VA点电压因为谐振被第一上晶体管Q1up体二极管钳位，此时第一上晶体管Q1up开通，第一绕组电流为正的谐振电流。
第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up均开通后，在漏感Lk1和漏感Lk2相同或者基本相同的情况下，第一绕组和第二绕组电流以相同或者基本相同的速度下降，只要控制合理的开关周期，就可以使得第一绕组电流有足够长的时间降为负电流，并且此负电流值的漏感能量足够用于第一下晶体管Q1dn的软开通。
同理控制开关周期可以使得所述第二绕组电流在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前为负。
参照图1至图6，在一实施例中，在所述第一Boost支路作为主功率电路开始工作前，所述第一上晶体管先于所述第二上晶体管关断；所述第一上晶体管关断一个死区时间后，所述第一下晶体管再开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前，所述第二上晶体管先于所述第一上晶体管关断；所述第二上晶体管关断一个死区时间后，所述第二下晶体管再开通。
在第一Boost支路作为主功率电路开始工作前，第二Boost支路作为主功率电路，第一上晶体管Q1up以及第二上晶体管Q2up处于开通状态，第一下晶体管Q1dn以及第二下晶体管Q2dn处于关断状态。第一绕组电流I1为负，漏感Lk1和第一上晶体管Q1up在同一个通路上。第一上晶体管Q1up关断，VA点被电流I1放电，VA点电压不断降低，在漏感Lk1和漏感Lk2漏感能量足够的情况下，第一下晶体管Q1dn的体二极管导通，此时开通第一下晶体管Q1dn，可以实现完全软开通。在漏感Lk1和漏感Lk2漏感能量不足的情况下，漏感能量用尽的时候，VA点电压为最低，此时开通第一下晶体管Q1dn损耗最小，也即部分软开通。在第二上晶体管Q2up电流大的时候可以适当晚一些关断第二上晶体管Q2up，以减小第二上晶体管Q2up体二极管续流损耗和提升效率。
第一下晶体管Q1dn开通后，因为Lk1和Lk2与Leff相比很小，可以忽略此时Leff对第二上晶体管Q2up体二极管电流变化速率的影响，当第二上晶体管Q2up体二极管的电流大于零时，电流以Vout/(Lk1+Lk2)的速率减小。因为漏感限制了第二上晶体管Q2up体二极管电流的变化速率，可以大大的减少第二上晶体管Q2up体二极管的Qrr损耗。
在第二Boost支路作为主功率电路开始工作前，第一Boost支路作为主功率电路，第一上晶体管Q1up以及第二上晶体管Q2up处于开通状态，第一下晶体管Q1dn以及第二下晶体管Q2dn处于关断状态。第二绕组电流I2为负，漏感Lk2和第二上晶体管Q2up在同一个通路上。第二上晶体管Q2up关断，VB点被电流I2放电，VB点电压不断降低，在漏感Lk1和漏感Lk2漏感能量足够的情况下，第二下晶体管Q2dn的体二极管导通此时开通第二下晶体管Q2dn，可以实现完全软开通。在漏感Lk1和漏感Lk2漏感能量不足的情况下，漏感能量用尽的时候，VB点电压为最低，此时开通第二下晶体管Q2dn损耗最小，也即部分软开通。在第一上晶体管Q1up电流大的时候可以适当晚一些关断第一上晶体管Q1up，以减小第一上晶体管Q1up体二极管续流损耗和提升效率。
第二下晶体管Q2dn开通后，因为Lk1和Lk2与Leff相比很小，可以忽略此时Leff对第一上晶体管Q1up体二极管电流变化速率的影响，当第一上晶体管Q1up体二极管的电流大于零时，电流以Vout/(Lk1+Lk2)的速率减小。因为漏感限制了第一上晶体管Q1up体二极管电流的变化速率，可以大大的减少第一上晶体管Q1up体二极管的Qrr损耗。
传统的Boost电路使用整流二极管，在Boost电感电流降为零时，因为二极管的截止，Boost电感会和端点寄生电容产生谐振，此时电流非线性变化，电流处于一种失控状态，导致PFC的PF值(功率因素)以及THD值(谐波因素)非常差。
参照图1至图6，在一实施例中，利用整流晶体管的可控导通性，整流晶体管可以实现双向导通电流。第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up两者采用并不完全是同步的整流，而是允许第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up中电流均为负，从而使Boost电路获得连续的线性电流，避免了传统整流二极管电流不能为负而产生的LC谐振。当第一Boost支路作为主功率支路前，第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up一直保持开通，即使晶体管内电流降至零以下，直到第一上晶体管Q1up关断。当第二Boost支路作为主功率支路前，第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up一直保持开通，即使晶体管内电流降至零以下，直到第二上晶体管Q2up关断。第一下晶体管Q1dn或者第二下晶体管Q2dn开通后，耦合电感电流一直线性增加，不会产生LC谐振。综上，耦合电感的电流始终处于线性连续状态，是完全可控的，因此可以有效改善PFC的PF值(功率因素)以及THD值(谐波因素)。
参照图1至图6，在一实施例中，如图6虚线，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，所述第一下晶体管开通后所述第二下晶体管再开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，所述第二下晶体管开通后所述第一下晶体管再开通。
在第一Boost支路作为主功率电路，并且第一下晶体管Q1dn处于开通状态，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up以及第二下晶体管Q2dn处于关断状态。VB点最终会因为谐振导致电压被第二下晶体管Q2dn体二极管钳位，此时开通第二下晶体管Q2dn，并且在第一下晶体管Q1dn关断前及时关断第二下晶体管Q2dn；
在第二Boost支路作为主功率电路，并且第二下晶体管Q2dn处于开通状态，第一上晶体管Q1up、第一下晶体管Q1dn、以及第二上晶体管Q2up处于关断状态。VA点最终会因为谐振导致电压被第一下晶体管Q1dn体二极管钳位，此时开通第一下晶体管Q1dn，并且在第二下晶体管Q2dn关断前及时关断第一下晶体管Q1dn。
参照图1至图6，在一实施例中，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，所述第一下晶体管关断后所述第一上晶体管先于所述第二上晶体管开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，所述第二下晶体管关断后所述第二上晶体管先于所述第一上晶体管开通。
所述第一Boost支路作为主功率电路工作，第一下晶体管Q1dn处于开通状态，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up以及第二下晶体管Q2dn处于关断状态。第一下晶体管Q1dn关断之后，第一绕组的电流充电VA点，最终使得VA点电压超过VOUT点电压，第一上晶体管Q1up体二极管导通，此时开通第一上晶体管Q1up。VA点电压升高的过程中，VB点电压也会在第二下晶体管Q2dn体二极管阳极至阴极的电流降为零后，因为漏感的谐振和第二下晶体管Q2dn体二极反向恢复电荷共同作用而跟随VA点电压升高，但是时间上落后于VA点，VB点电压最终超过VOUT点电压，第二上晶体管Q2up体二极管导通，此时开通第二上晶体管Q2up。第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up的开通，以晶体管阻性损耗取代了二极管的压降损耗，如果选择阻值很小的晶体管就可以最大幅度减小此处损耗。
所述第二Boost支路作为主功率电路工作，第二下晶体管Q2dn处于开通状态，第一上晶体管Q1up、第一下晶体管Q1dn以及第二上晶体管Q2up处于关断状态。第二下晶体管Q2dn关断之后，第二绕组的电流充电VB点，最终使得VB点电压超过VOUT点电压，第二上晶体管Q2up体二极管导通，此时开通第二上晶体管Q2up。VB点电压升高的过程中，VA点电压也会在第一下晶体管Q1dn体二极管阳极至阴极的电流降为零后，因为漏感的谐振和第一下晶体管Q1dn体二极反向恢复电荷共同作用而跟随VB点电压升高，但是时间上落后于VB点，VA点电压最终超过VOUT点电压，第一上晶体管Q1up体二极管导通，此时开通第一上晶体管Q1up。第一上晶体管Q1up和第二上晶体管Q2up的开通，以晶体管阻性损耗取代了二极管的压降损耗，如果选择阻值很小的晶体管就可以最大幅度减小此处损耗。
参照图6，其中图6为第一Boost支路和所述第二Boost支路中各个开关的时序控制图，在一实施例中，在一个控制周期的上半周期内，所述第一Boost支路作为主功率电路，晶体管的工作时序为：
在第一时刻t1之前，第一下晶体管Q1dn、第二下晶体管Q2dn处于关断状态，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up处于开通状态。第一绕组和第一上晶体管Q1up在同一个通路上，而且电流I1为负。
在第一时刻t1，所述第一上晶体管Q1up关断，VA点被负的电流I1放电，VA点的电压会不断降低。
在第二时刻t2，VA点电压降低到最低点，所述第一下晶体管Q1dn开通，此时第一下晶体管Q1dn开通损耗最小。
在第三时刻t3，所述第二上晶体管Q2up关断。如果关断前第二上晶体管Q2up电流为正，则电流开始从第二上晶体管Q2up通道流过转向从其体二极管流过，漏感Lk2上的电流以一定速率减小，直至第二上晶体管Q2up体二极管被软关断，这样使得第二上晶体管Q2up体二极管反向恢复电荷引起的损耗很小，从而解决了整流晶体管体二极管的Qrr损耗问题，以及整流晶体管过高的尖峰电压问题。第二上晶体管Q2up体二极管Qrr、漏感Lk1、漏感Lk2以及VB点寄生电容一起作用，发生谐振，最终VB点电压被第二下晶体管Q2dn体二极管钳位。如果关断前第二上晶体管Q2up电流为负，VB点会立马发生谐振，最终被第二下晶体管Q2dn体二极管钳位，整流晶体管体二极管的Qrr损耗可以忽略不计，整流晶体管的尖峰电压也基本没有。VB点电压被钳位后，第二绕组电流I2会从负向零变化。在等效自感固定的情况下，控制合理的开关周期可以使得第二下晶体管Q2dn体二极管在第一下晶体管Q1dn关断前截止。
在第四时刻t4，等效自感Leff上的电流完成增长，此时第一下晶体管Q1dn关断。随着第一下晶体管Q1dn的关断，耦合电感Lm通过第一绕组充电VA点，使得VA点电压升高。如果此时第二下晶体管Q2dn体二极管阳极至阴极电流大于零，在VA、VB两点压差和漏感作用下，第二下晶体管Q2dn体二极管阳极至阴极电流会快速减小，在第二下晶体管Q2dn体二极管阳极至阴极电流降为零后，第二下晶体管Q2dn体二极管Qrr、漏感Lk1、漏感Lk2以及VB点寄生电容一起作用，发生谐振；如果此时第二下晶体管Q2dn体二极管截止，漏感Lk1、漏感Lk2以及VB点寄生电容一起谐振。VB点电压也会被不断升高。
在第五时刻t5，VA点电压超过Vout，第一上晶体管Q1up体二极管导通，此时第一上晶体管Q1up软开通；
在第六时刻t6，VB点电压最终也会超过Vout，第二上晶体管Q2up体二极管导通，此时第二上晶体管Q2up软开通；
在第二上晶体管Q2up软开通至第二上晶体管Q2up关断期间(第六时刻t6～第七时刻t7)，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up均处于开通状态，因为电源输入端VIN接入的电压Vin小于电源输出端VOUT的电压Vout，在漏感Lk1和漏感Lk2值相同或者基本相同的情况下，漏感Lk1和漏感Lk2的电流都会以相同或者基本相同的速率减少。因为漏感Lk2和第二上晶体管Q2up这一通路初始电流(即谐振电流)比较小，第二绕组电流I2会逐渐变成负值，此负电流又被用于下一阶段第二下晶体管Q2dn的软开通。
在一个控制周期的下半周期内，所述第二Boost支路作为主功率电路，晶体管的工作时序为：
在第七时刻t7之前，第一下晶体管Q1dn、第二下晶体管Q2dn处于关断状态，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up处于开通状态。第二绕组和第二上晶体管Q2up在同一个通路上，而且电流I2为负。
在第七时刻t7，所述第二上晶体管Q2up关断，VB点被负的电流I2放电，VB点的电压会不断降低。
在第八时刻t8，VB点电压降低到最低点，所述第二下晶体管Q2dn开通，此时第二下晶体管Q2dn开通损耗最小。
在第九时刻t9，所述第一上晶体管Q1up关断。如果关断前第一上晶体管Q1up电流为正，则电流开始从第一上晶体管Q1up通道流过转向从其体二极管流过。漏感Lk1上的电流以一定速率减小，直至第一上晶体管Q1up体二极管被软关断，这样使得第一上晶体管Q1up体二极管反向恢复电荷引起的损耗很小，从而解决了整流晶体管体二极管的Qrr损耗问题，以及整流晶体管过高的尖峰电压问题。第一上晶体管Q1up体二极管Qrr、漏感Lk1、漏感Lk2以及VA点寄生电容一起作用，发生谐振，最终VA点电压被第一下晶体管Q1dn体二极管钳位。如果关断前第一上晶体管Q1up电流为负，VA点会立马发生谐振，最终被第一下晶体管Q1dn体二极管钳位，整流晶体管体二极管的Qrr损耗可以忽略不计，整流晶体管的尖峰电压也基本没有。VA点电压被钳位后，第一绕组电流I1会从负向零变化。在等效自感固定的情况下，控制合理的开关周期可以使得第一下晶体管Q1dn体二极管在第二下晶体管Q2dn关断前截止。
在第十时刻t10，等效自感Leff上的电流完成增长，此时第二下晶体管Q2dn关断。随着第二下晶体管Q2dn的关断，耦合电感Lm通过第二绕组充电VB点，使得VB点电压升高。如果此时第一下晶体管Q1dn体二极管阳极至阴极电流大于零，在VA、VB两点压差和漏感作用下，第一下晶体管Q1dn体二极管阳极至阴极电流快速减小，在第一下晶体管Q1dn体二极管阳极至阴极电流降为零后，第一下晶体管Q1dn体二极管Qrr、漏感Lk1、漏感Lk2以及VA点寄生电容一起作用，发生谐振；如果此时第一下晶体管Q1dn体二极管截止，漏感Lk1、漏感Lk2以及VA点寄生电容一起谐振。VA点电压也会被不断升高。
在第十一时刻t11，VB点电压超过Vout，第二上晶体管Q2up体二极管导通，此时第二上晶体管Q2up软开通。
在第十二时刻t12，VA点电压最终也会超过Vout，第一上晶体管Q1up体二极管导通，此时第一上晶体管Q1up软开通。
在第一上晶体管Q1up软开通至第一上晶体管Q1up关断期间(第十二时刻t12～第一时刻t1)，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up均处于开通状态，因为电源输入端VIN接入的电压Vin小于电源输出端VOUT的电压Vout，在漏感Lk1和漏感Lk2值相同或者基本相同的情况下，漏感Lk1和漏感Lk2的电流都会以相同或者基本相同的速率减少。因为漏感Lk1和第一上晶体管Q1up这一通路初始电流(即谐振电流)比较小，第一绕组电流I1会逐渐变成负值，此负电流又被用于下一阶段第一下晶体管Q1dn的软开通。
参照图1至图5，在一实施例中，所述的同步耦合Boost电路工作于同步并联模式，第一Boost支路和第二Boost支路作为并联支路，同步工作，分摊电流。
当第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up使用Qrr很小的晶体管时(GanFet或者SicFet，但不限于此)，第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up同时开通关断，第一下晶体管Q1dn、第二下晶体管Q2dn也同时开通关断，工作模式如同两个传统Boost电路的并联。在此模式下，耦合电感Lm的线圈被完全利用起来，达到减小电感阻性损耗的效果。此模式区别于传统Boost电路在于第一下晶体管Q1dn、第二下晶体管Q2dn由漏感隔离开，开通时是独立的晶体管开通，不会有第一下晶体管Q1dn、第二下晶体管Q2dn的并联震荡。第一上晶体管Q1up、第二上晶体管Q2up也是被漏感分开使用，不会产生并联震荡。
本发明通过控制耦合电感第一绕组、第一上晶体管Q1up及第一下晶体管Q1dn组合成第一Boost支路的充电放电时序，以及，所述耦合电感第二绕组、第二上晶体管Q2up及第二下晶体管Q2dn组合成第二Boost支路充电放电时序，解决整流二极管的压降损耗问题，整流晶体管体二极管的Qrr损耗问题，整流晶体管的尖峰电压问题，在电感电流断续时和寄生电容震荡导致PF和THD差的问题，以及下桥晶体管(第一下晶体管Q1dn及第二下晶体管Q2dn)的开通损耗问题。
本发明还提出一种电源装置，包括如上所述的同步耦合Boost电路。
所述电源装置包括如上所述的同步耦合Boost电路。该同步耦合Boost电路的详细结构可参照上述实施例，此处不再赘述；可以理解的是，由于在本发明电源装置中使用了上述同步耦合Boost电路，因此，本发明电源装置的实施例包括上述同步耦合Boost电路全部实施例的全部技术方案，且所达到的技术效果也完全相同，在此不再赘述。
本发明还提出一种Boost电路，参照图7，该Boost电路包括：
电源输入端VIN及电源输出端VOUT；
电感L1，所述电感L1的输入端与所述电源输入端Vin连接；
二极管D1，所述二极管D1的阳极与所述电感L1输出端连接，所述二极管D1的阴极与所述电源输出端Vout连接；
晶体管Q1，所述晶体管Q1体二极管的阴极端与所述电感L1的输出端连接，所述晶体管Q1体二极管的阳极端接地；
设定所述Boost电路的电源输入电压为Vin，电源输出电压为Vout，电感L1的值为Leff，所述晶体管Q1的开关频率跟随电源输入电压Vin变化，以
Figure BDA0003256517920000181
中的任一值为中心往两边逐渐减小。
本实施例中，考虑电感磁平衡，同步耦合Boost电路的开关占空比D可以采用以下公式(4)来表示：
Figure BDA0003256517920000182
纹波电流大小Iripple采用以下公式(5)来表示：
Figure BDA0003256517920000183
将公式(4)计算的占空比，代入至公式(5)可以得到：
Figure BDA0003256517920000184
其中，Vin为电源输入端VIN接入的输入电压，Vout为电源输出端VOUT的输出电压，Leff为电感L1的电感值，T为晶体管Q1的开关周期。
根据上述计算公式可以获得，当
Figure BDA0003256517920000191
时，纹波电流达到抛物线的顶点范围，尤其是
Figure BDA0003256517920000192
时最大。纹波电流随着电源输入端VIN接入的电压Vin而变化，以
Figure BDA0003256517920000193
为中心，往两边不断减小。在PFC中当Vin远离
Figure BDA0003256517920000194
的时候纹波电流很小，此时可以适度地减小开关频率，适度地增大纹波电流，即以较小的磁耗增加为代价，减小更多的开关损耗。具体可以适度的改变晶体管Q1的开关频率而实现，例如，在输入电源电压逐渐增大至
Figure BDA0003256517920000195
的过程中，晶体管Q1的开关频率以一定速率逐渐增大，直至输入电源电压达到
Figure BDA0003256517920000196
后，晶体管Q1的开关频率再逐渐减小。相较于传统PFC的CrCM(临界导通)模式中，纹波电流Iripple随着Vin的增大而增大，本发明通过主动变化晶体管Q1的开关频率，从而可以保证Iripple恒定或者在某个范围内。
本发明还提出一种电源装置，包括如上所述的Boost电路。
所述电源装置包括如上所述的Boost电路。该Boost电路的详细结构可参照上述实施例，此处不再赘述；可以理解的是，由于在本发明电源装置中使用了上述Boost电路，因此，本发明电源装置的实施例包括上述Boost电路全部实施例的全部技术方案，且所达到的技术效果也完全相同，在此不再赘述。
以上所述仅为本发明的可选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (14)

1.一种同步耦合Boost电路，其特征在于，所述同步耦合Boost电路包括：
电源输入端及电源输出端；
耦合电感，所述耦合电感包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组和所述第二绕组具有相同的线圈匝数，所述第一绕组和所述第二绕组的同名端共接作为公共端；
第一上晶体管，所述第一上晶体管体二极管的阳极端与所述耦合电感的第一绕组异名端连接，所述第一上晶体管体二极管的阴极端与所述电源输出端连接；
第一下晶体管，所述第一下晶体管体二极管的阴极端与所述耦合电感的第一绕组异名端连接，所述第一下晶体管体二极管的阳极端接地；
第二上晶体管，所述第二上晶体管体二极管的阳极端与所述耦合电感的第二绕组异名端连接，所述第二上晶体管体二极管的阴极端与所述电源输出端连接；
第二下晶体管，所述第二下晶体管体二极管的阴极端与所述耦合电感的第二绕组异名端连接，所述第二下晶体管体二极管的阳极端接地。
2.如权利要求1所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，所述第一绕组和所述第二绕组的公共端与所述电源输入端连接。
3.如权利要求1所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，所述耦合电感还包括第三绕组，所述第三绕组的同名端与所述电源输入端连接，所述第三绕组的异名端与所述第一绕组和所述第二绕组的公共端连接。
4.如权利要求2或者3所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，所述第一绕组、第一上晶体管及第一下晶体管组合成第一Boost支路；
所述第二绕组、第二上晶体管及第二下晶体管组合成第二Boost支路；
第一Boost支路和第二Boost支路轮流作为主功率电路工作。
5.如权利要求4所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，设定所述Boost电路的电源输入电压为Vin，电源输出电压为Vout，所述第一下晶体管和/或所述第二下晶体管的开关频率跟随电源输入电压Vin变化，以
Figure FDA0003256517910000021
中的任一值为中心往两边逐渐减小。
6.如权利要求4所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，控制开关周期，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，使得所述第二下晶体管体二极管在所述第一下晶体管关断前截止；
控制开关周期，在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，使得所述第一下晶体管体二极管在所述第二下晶体管关断前截止。
7.如权利要求4所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，控制开关周期，使得所述第一绕组电流在所述第一Boost支路作为主功率电路开始工作前为负；
控制开关周期，使得所述第二绕组电流在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前为负。
8.如权利要求7所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，在所述第一Boost支路作为主功率电路开始工作前，所述第一上晶体管先于所述第二上晶体管关断；所述第一上晶体管关断一个死区时间后，所述第一下晶体管再开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路开始工作前，所述第二上晶体管先于所述第一上晶体管关断；所述第二上晶体管关断一个死区时间后，所述第二下晶体管再开通。
9.如权利要求4所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，所述第一下晶体管开通后所述第二下晶体管再开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，所述第二下晶体管开通后所述第一下晶体管再开通。
10.如权利要求4所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，在所述第一Boost支路作为主功率电路工作时，所述第一下晶体管关断后所述第一上晶体管先于所述第二上晶体管开通；
在所述第二Boost支路作为主功率电路工作时，所述第二下晶体管关断后所述第二上晶体管先于所述第一上晶体管开通。
11.如权利要求7所述的同步耦合Boost电路，其特征在于，在一个控制周期的上半周期内，所述第一Boost支路作为主功率电路，晶体管的工作时序为：
在第一时刻，所述第一上晶体管关断；
在第二时刻，所述第一下晶体管开通；
在第三时刻，所述第二上晶体管关断；
在第四时刻，所述第一下晶体管关断；
在第五时刻，所述第一上晶体管开通；
在第六时刻，所述第二上晶体管开通；
在一个控制周期的下半周期内，所述第二Boost支路作为主功率电路，晶体管的工作时序为：
在第七时刻，所述第二上晶体管关断；
在第八时刻，所述第二下晶体管开通；
在第九时刻，所述第一上晶体管关断；
在第十时刻，所述第二下晶体管关断；
在第十一时刻，所述第二上晶体管开通；
在第十二时刻，所述第一上晶体管开通。
12.如权利要求2或者3所述的同步耦合Boost电路工作于同步并联模式，其特征在于，第一Boost支路和第二Boost支路作为并联支路，同步工作，分摊电流。
13.一种Boost电路，其特征在于，包括：
电源输入端及电源输出端；
电感，所述电感的输入端与所述电源输入端连接；
二极管，所述二极管的阳极端与所述电感输出端连接，所述二极管的阴极端与所述电源输出端连接；
晶体管，所述晶体管体二极管的阴极端与所述电感的输出端连接，所述晶体管体二极管的阳极端接地；
设定所述Boost电路的电源输入电压为Vin，电源输出电压为Vout，所述晶体管的开关频率跟随电源输入电压Vin变化，以
Figure FDA0003256517910000041
中的任一值为中心往两边逐渐减小。
14.一种电源装置，其特征在于，包括如权利要求1至12任意一项所述的同步耦合Boost电路；
或者，包括如权利要求13所述的Boost电路。
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