JP4878645B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に分散電源を系統に連系するパワーコンディショナ等に用いる電力変換装置に関するものである。

従来のパワーコンディショナでは、例えばソーラパワーコンディショナに示されるように、太陽電池である分散電源からチョッパを用いて昇圧し、その後段にＰＷＭ制御のインバータを挿入して、出力の交流電圧を発生している。
このような従来のパワーコンディショナの基本的な動作を以下に示す。太陽電池から出力される直流電力は、パワーコンディショナの内部制御電源を駆動し内部回路が動作可能になる。チョッパ回路を用い、太陽電池の電圧を、系統へ連系するのに必要となる電圧まで昇圧する。インバータ部は４つのスイッチから構成され、系統電圧に同期した位相の出力電流となるようＰＷＭスイッチングを行う。このように出力に短冊状の波形を出力し、出力する時間比率を変えることによって出力の平均電圧をコントロールし、出力された電圧は出力側に設けられた平滑フィルタによって平均化し、系統へは交流電力が出力される（例えば、非特許文献１参照）。

「ソーラーパワーコンディショナ形ＫＰ４０Ｆの開発」OMRON TECHNICS Vol.42 No.2(通巻142号)２００２年

太陽光電圧を系統に連系させる従来のパワーコンディショナでは、インバータの出力電圧の最大値は、チョッパによる昇圧電圧の大きさによって決まる。このため、例えば２００Ｖの交流電圧を出力する場合には、昇圧された直流電圧は２８２Ｖ以上が必要であり、通常は余裕を見てさらに高く設定されている。太陽光電圧の出力電圧は、通常２００Ｖ程度、あるいはそれ以下であり、上述したように２８２Ｖ以上に昇圧する必要がある。昇圧率が高くなるとチョッパ部のスイッチング素子やダイオードの損失が大きくなり、パワーコンデショナ全体の効率が低下してしまうという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、太陽光などの直流電源からの電力を交流に変換して系統や負荷に出力する電力変換装置において、各部の損失を低減して変換効率の向上を図ることを目的とする。

この発明による電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する。上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、上記第１の直流電源は昇圧回路を介して第３の直流電源から生成される。そして、上記各第２の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が小さくなるように、上記第１の直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整するものである。

この発明による電力変換装置は、第３の直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路の出力電圧より高い電圧を出力可能となり、昇圧回路の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また各第２の直流電源の各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が小さくなるように、上記第１の直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整するため、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して授受される電力量を容易な調整で抑制することができ、損失を抑制できる。このため、変換効率の高い電力変換装置が得られる。

この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力パターンと出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態１によるインバータのＰＷＭ制御における出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による各単相インバータの出力パターンと出力階調との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１による各単相インバータの直流電圧条件と出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態１によるチョッパ回路の動作を示す図である。 この発明の実施の形態２による各単相インバータを介して流出する電荷量を示す図である。 この発明の実施の形態２による各単相インバータを介する電力変動量と電圧利用率との関係を示す図である。 この発明の実施の形態２によるチョッパ回路の動作を示す図である。 この発明の実施の形態３による各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態４による各単相インバータの出力電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態５によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態５の別例によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態６によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。 この発明の実施の形態７による出力パルス調整を説明する図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置（以下、パワーコンディショナと称す）を図について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図１（ａ）に示すように、複数（この場合３個）の単相インバータ3B-INV、2B-INV、1B-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット１を構成する。また、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２の後段に、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子（以下、スイッチと称す）３ａ、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃから成る昇圧回路としてのチョッパ回路３が設置されている。チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、第１の直流電源となる平滑コンデンサ４に充電される電圧Ｖ_Ｃが得られる。

各単相インバータ3B-INV、2B-INV、1B-INVは、図１（ｂ）に示すように、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子で構成されて、直流電力を交流電力に変換して出力し、それぞれの入力の直流電源部分は双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５にて接続される。
これらの単相インバータ3B-INV、2B-INV、1B-INVは出力として正負およびゼロの電圧を発生することができ、インバータユニット１は、これらの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧Ｖ_Ａを階調制御により出力する。この出力電圧Ｖ_Ａはリアクトル６ａおよびコンデンサ６ｂから成る平滑フィルタ６により平滑され、交流電圧Ｖ_ｏｕｔを系統あるいは負荷に供給する。

また、3B-INVの入力となる直流電源（第１の直流電源）は平滑コンデンサ４に相当し、その電圧Ｖ_３Ｂ（＝Ｖ_Ｃ）は、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVの入力となる直流電源（第２の直流電源）の電圧Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂよりも大きく、Ｖ_３Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_１Ｂは所定の電圧比になるようにＤＣ／ＤＣコンバータ５にて制御される。なお、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂは各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの直流電源電圧を示すため、以後、各インバータの入力となる直流電源を便宜上、直流電源Ｖ_１Ｂ、直流電源Ｖ_２Ｂ、直流電源Ｖ_３Ｂと記載する。
ここで、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係を１：３：９とする。このとき図２（ａ）に示されるように３つのインバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの出力パターンをうまく組み合わせると、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａは、０〜１３の１４階調の出力電圧が選択できる。これにより、図２（ｂ）に示すように、ほぼ正弦波の出力電圧波形１１となる出力電圧Ｖ_Ａが得られ、平滑フィルタ６に入力される。さらに、図３に示されるように、各階調レベルにおいてＰＷＭ制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。なお、図２（ａ）で示した各インバータの出力パターンは、１が正電圧発生、−１が負電圧発生、０がゼロ電圧発生を表す。

Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係は１：３：９以外でもよく、１：２：４から１：３：９まで各種のパターンにより、出力電圧Ｖ_Ａはそれぞれ連続的な階調レベルの変化が可能である。それぞれの場合について、各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの出力パターンとそれらを直列接続したインバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａの階調レベルとの関係を図４のＡ〜Ｊの論理表に示す。また、これらの内、１：３：９の場合が、最もレベル数が多くなり高精度な出力電圧波形が期待できる。なお、各階調レベルにおいてＰＷＭ制御を併用すれば、より高精度に電圧波形をコントロールできる。各階調レベルにおいて電圧の出力方法にＰＷＭ制御を加えるには、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧関係によっては、複数の単相インバータの出力にＰＷＭ制御を加える必要がある。

また、ＰＷＭ制御を前提とした場合、直流電源Ｖ_１Ｂの電圧が図４で示した電圧関係よりも大きいものであっても良く、図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ制御による電圧制御に加え、各階調レベル間はΔＶだけオーバーラップするため、より連続的な波形出力が可能となる。図４のＡ〜Ｊの論理表に対応する条件Ａｘ〜Ｊｘを図５（ｂ）に示す。例えば条件Ｊｘでは、ΔＶ＝Ｖ_１Ｂ−Ｖ_３Ｂ／９となる。

ところで、２００Ｖの交流出力に必要な最大出力電圧は約２８２Ｖであり、インバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａは、最大でＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂまで出力できる。このためＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂが約２８２Ｖ以上であれば、パワーコンディショナは２００Ｖの交流出力が可能になる。Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは、チョッパ回路３で昇圧された電圧であるＶ_３Ｂより大きく、例えば、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの関係が１：３：９の場合、Ｖ_３Ｂの１３／９倍となる。即ち、Ｖ_３Ｂが約１９５Ｖ以上のときＶ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂは２８２Ｖ以上となり、これが交流出力の条件となる。
このようなパワーコンディショナのチョッパ回路３における太陽光電圧に対する動作電圧およびそのときの効率推定値を図６に示す。図６に示すように、直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_Ｏが、所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）までＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして該電圧Ｖ_ｍ１に昇圧し、所定の電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止する。

このように、太陽光電圧Ｖ_Ｏが１９５Ｖ以上であれば、昇圧動作をしなくても所定の交流出力を得ることができるため、このときチョッパ回路３の昇圧動作を停止する。太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加と共に昇圧率が低下してチョッパ回路３の効率が良くなるが、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止すると損失が大幅に低下し、ダイオード３ｃの導通損失のみとなる。従って、太陽光電圧Ｖ_Ｏが１９５Ｖを境に効率が急に増加する。１９５Ｖよりさらに高くなると太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加に伴い電流が低下しダイオード３ｃでの導通損失が低下するから（同一パワー条件）、パワーコンデショナ全体の効率が増加する。

この実施の形態では、太陽光電圧Ｖ_Ｏをチョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂを直流源とした単相インバータ3B-INVと、他の単相インバータ2B-INV、1B-INVとの交流側を直列に接続して、各インバータの発生電圧の総和にて出力電圧を得るようにパワーコンデショナを構成したため、チョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３Ｂよりも高い電圧を出力することができ、チョッパ回路３の昇圧率を低減できて損失を低減できる。また、電圧Ｖ_３Ｂの動作領域を、パワーコンデショナの出力電圧の最大値よりも低電圧領域とすると、チョッパ回路３の昇圧率を確実に低減できて損失を低減できる。さらに、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）を超えるとき、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止するため、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。

実施の形態２．
次に、図１で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の効率を向上したものを以下に説明する。
図１に示すように、各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの入力となる直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂは双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５にて接続される。このＤＣ／ＤＣコンバータ５は、各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧比を一定にしつつ、余剰もしくは不足のエネルギを互いに供給し合うものである。

ここで、パワーコンディショナから出力される交流電圧Ｖ_ｏｕｔの最大値（波高値）をＶｍとし、電圧利用率＝Ｖｍ／（Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂ）とする。この電圧利用率と各インバータを介した充放電による直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの変動電力量との関係を以下に説明する。
各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧比が１：３：９の関係のときに、パワーコンディショナに接続される負荷に正弦波で力率１の電流を流した場合、各インバータを介して流出する電荷量を電圧利用率が１の場合と０．８５の場合とについて図７に示す。図において、１Ｂ電荷量、２Ｂ電荷量、３Ｂ電荷量は、各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVを介した放電と充電とにより直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂから流出した電荷量である。
図７（ａ）、図７（ｂ）に示すように、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介して流出する電荷量は、電圧利用率が０．８５の場合の方が１の場合に比べ大幅に小さいことがわかる。

図８は、横軸に電圧利用率を、縦軸に電力量を表し、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介した充放電により変動する電力量を示す。１Ｂ電力、２Ｂ電力は、1B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂの変動電力量、2B-INVの直流電源Ｖ_２Ｂの変動電力量であり、これらを加算した（１Ｂ電力＋２Ｂ電力）を併せて図示する。変動電力量が正の時は、放電量が充電量より大きく、負の時は充電量の方が大きい。
図に示すように、（１Ｂ電力＋２Ｂ電力）は、電圧利用率Ｐ（＝約０．８３）でゼロとなる。また、１Ｂ電力の絶対値と２Ｂ電力の絶対値との和は、電圧利用率Ｑ（＝約０．８４５）で最小となる。

以上のような特性から、この実施の形態では、パワーコンディショナの電圧利用率＝Ｖｍ／（Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂ）をＰまたはＱとなるように制御する。これによりインバータ1B-INV、2B-INVの各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介した充放電により変動する電力量を略０あるいは最小にすることができる。従って、インバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３Ｂ（平滑コンデンサ４）からＤＣ／ＤＣコンバータ５を介して各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに授受される電力量を最も低減でき、このためＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失が低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。

なお、直流電源Ｖ_３Ｂ（平滑コンデンサ４）からＤＣ／ＤＣコンバータ５を介して各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに授受される電力量が最小となるのは、各インバータ1B-INV、2B-INVの出力パターンが同じ場合は（１Ｂ電力＋２Ｂ電力）の大きさが最小であれば良いが、各出力パターンが異なる場合は、１Ｂ電力の絶対値と２Ｂ電力の絶対値との和を演算して最小である場合を求める必要がある。このため、各インバータ1B-INV、2B-INVの出力パターンに応じて電圧利用率をＰまたはＱとなるように制御する。

パワーコンディショナの電圧利用率をＰとするには、例えばＶ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの比が１：３：９の関係のとき、Ｖ_３Ｂを（Ｖｍ／Ｐ）・（９／１３）とすれば良く、このときの電圧値をＶ_ｍｐとする。２００Ｖの交流電圧Ｖ_ｏｕｔでは、Ｖｍ＝約２８２Ｖであり、Ｐ＝約０．８３であるため、Ｖ_ｍｐ＝約２３５Ｖとなる。
従って、太陽光電圧Ｖ_Ｏをチョッパ回路３で昇圧した直流電圧Ｖ_３ＢをＶ_ｍｐ（＝約２３５Ｖ）にすることにより、パワーコンディショナの電圧利用率をＰに制御できる。
電圧利用率をＱに制御するのも、同様にＶ_ｍＱ＝（Ｖｍ／Ｑ）・（９／１３）を演算してチョッパ回路３の出力電圧Ｖ_３ＢをＶ_ｍＱにすれば良い。

次に、パワーコンディショナのチョッパ回路３における太陽光電圧に対する動作電圧を図９に示す。
図９（ａ）は、パワーコンディショナの電圧利用率を常にＰとする場合で、ＩＧＢＴスイッチ３ａはオンオフ動作を続け、直流電源２で得られた直流電圧（太陽光電圧）Ｖ_ＯをＶ_ｍｐ（＝約２３５Ｖ）に常に昇圧する。これにより、常にＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失が低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。

図９（ｂ）では、所定の交流出力を得るために昇圧が必要なとき、即ち太陽光電圧Ｖ_Ｏが上記実施の形態１で示した電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）以下のとき、ＩＧＢＴスイッチ３ａをオンオフして太陽光電圧Ｖ_ＯをＶ_ｍｐ（＝約２３５Ｖ）に昇圧する。そして太陽光電圧Ｖ_Ｏが電圧Ｖ_ｍ１を超えるとＩＧＢＴスイッチ３ａを停止する。
このように、昇圧が必要な区間ではＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失が低減できる電圧に昇圧し、昇圧動作をしなくても所定の交流出力が得られる場合は、チョッパ回路３の昇圧動作を停止してチョッパ回路３の損失を大幅に低減しダイオード３ｃの導通損失のみとする。また太陽光電圧Ｖ_Ｏの増加に伴い電流が低下しダイオード３ｃでの導通損失も低下する。このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失低減とチョッパ回路３の損失低減とが併せて得られるようにチョッパ回路３を動作させるため、パワーコンディショナ全体の効率を精度良く向上できる。

なお、上記実施の形態では、パワーコンディショナの電圧利用率＝Ｖｍ／（Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂ）をＰまたはＱとなるように制御したが、電圧利用率をＰまたはＱの近傍に制御することで直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの各インバータを介した変動電力量は充分小さくでき、変動電力量を所定量以下に制御できる。
また、図８で示されるように、電圧利用率を０．８〜０．９で制御すると、変動電力量を所定の範囲に抑制でき、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失低減の効果が得られる。

また、上記実施の形態では、Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの比が１：３：９の関係のときについて示したが、電圧利用率と各インバータを介した充放電による直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの変動電力量との関係は、電圧利用率の動作ポイントこそ異なるが、図４や図５に示した各パターンにおいても同様である。このため、それぞれの場合に対して、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの変動電力量が小さくなるように電圧利用率をＰまたはＱに制御することで、同様の効果が得られる。

また、上記実施の形態のインバータユニット１の出力電圧Ｖ_Ａの各階調レベルにおいてＰＷＭ制御を併用しても良く、平均的な出力電圧に変化はないため同様の効果が得られる。

実施の形態３．
次に、図１で示した同様の回路構成であるパワーコンディショナにおいて、各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧関係を、Ｖ_１Ｂ＝Ｖ_２Ｂ≧（２／９）・Ｖ_３Ｂとした場合について説明する。即ち、インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧が等しくかつ、両者の合計が（４／９）・Ｖ_３Ｂに等しいか大きい。
各インバータ1B-INV、2B-INV、3B-INVの出力電圧波形を図１０に示す。図１０に示すようにインバータ1B-INVおよびインバータ2B-INVは、目標の出力電圧とインバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。この場合、インバータ1B-INVの出力とインバータ2B-INVの出力は等しいため、出力する電力量も等しく直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ間で各インバータを介した電力授受はない。このため、インバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３ＢからＤＣ／ＤＣコンバータ５を介して各インバータ1B-INV、2B-INVの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに電荷が供給もしくは需給されることとなる。

また、太陽光電圧Ｖ_Ｏを昇圧するチョッパ回路３を、出力電圧Ｖ_３ＢをＶ_ｍｐ（＝（Ｖｍ／Ｐ）・（９／１３））として動作させて、図８で示したように電圧利用率をＰとし、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介した充放電により変動する電力量の和（１Ｂ電力＋２Ｂ電力）がゼロとなるように制御する。これによりインバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３ＢからＤＣ／ＤＣコンバータ５を介して各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂに授受される電力量を最小にでき、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失が最も低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。また、２つのインバータ1B-INV、2B-INVは、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電圧が等しく、出力も等しいため、インバータユニット１の構成が簡素で制御も容易である。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを図について説明する。
図１１は、この発明の実施の形態４によるパワーコンディショナを示す概略構成図である。図に示すように、複数（この場合２個）の単相インバータ3B-INV、2Ba-INVの交流側を直列に接続して単相多重変換器であるインバータユニット１ａを構成する。また、単相インバータ3B-INV、2Ba-INVの入力となる各直流電源（第１の直流電源、第２の直流電源）Ｖ_３Ｂ、Ｖ_２Ｂａは双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ５ａにて接続される。
また、第３の直流電源としての太陽光による直流電源２の後段に、ＩＧＢＴ等のスイッチ３ａ、リアクトル３ｂおよびダイオード３ｃから成る昇圧回路としてのチョッパ回路３が設置されている。チョッパ回路３は直流電源２で得られた直流電圧Ｖ_Ｏを昇圧し、第１の直流電源となる平滑コンデンサ４に充電される電圧Ｖ_Ｃ（＝Ｖ_３Ｂ）が得られる。インバータユニット１ａは、各単相インバータ3B-INV、2Ba-INVの発生電圧を組み合わせた総和としての電圧Ｖ_Ａを階調制御により出力する。この出力電圧Ｖ_Ａはリアクトル６ａおよびコンデンサ６ｂから成る平滑フィルタ６により平滑され、交流電圧Ｖ_ｏｕｔを系統あるいは負荷に供給する。

このように構成されるパワーコンディショナにおいて、各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂａの電圧関係を、Ｖ_２Ｂａ≧（４／９）・Ｖ_３Ｂとする。
各インバータ2Ba-INV、3B-INVの出力電圧波形を図１２に示す。図１２に示すようにインバータ2Ba-INVは、目標の出力電圧とインバータ3B-INVの出力電圧との差分を補うようにＰＷＭ制御により出力される。この場合、インバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３ＢからＤＣ／ＤＣコンバータ５ａを介してインバータ2Ba-INVの直流電源Ｖ_２Ｂａに電荷が供給もしくは需給されることとなる。

また、太陽光電圧Ｖ_Ｏを昇圧するチョッパ回路３を、出力電圧Ｖ_３ＢをＶ_ｍｐ（＝（Ｖｍ／Ｐ）・（９／１３））として動作させて、図８で示したように電圧利用率をＰとし、直流電源Ｖ_２Ｂaが各インバータを介した充放電により変動する電力量がゼロとなるように制御する。これによりインバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３ＢからＤＣ／ＤＣコンバータ５ａを介して直流電源Ｖ_２Ｂａに授受される電力量を最小にでき、ＤＣ／ＤＣコンバータ５ａの損失が最も低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。

実施の形態５．
上記実施の形態４では、インバータ3B-INVの直流電源Ｖ_３ＢからＤＣ／ＤＣコンバータ５ａを介してインバータ2Ba-INVの直流電源Ｖ_２Ｂａに電荷が供給もしくは需給されるとしたが、電圧利用率をＰに良好に制御できれば、図１３に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ５ａは省略できる。ここで、７は直流電源Ｖ_２Ｂａを構成するコンデンサである。
即ち、直流電源Ｖ_２Ｂaが各インバータを介した充放電により変動する電力量がゼロに精度よく制御できるとき、直流電源Ｖ_３ＢからＤＣ／ＤＣコンバータ５ａを介する直流電源Ｖ_２Ｂaへの電力授受は不要であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ５ａが省略されたパワーコンディショナを用いることができる。これによりパワーコンディショナの効率を向上できるとともに、装置構成を小型化、簡略化できる。

なお、上記実施の形態３で示した場合についても同様であり、電圧利用率をＰに良好に制御できれば、図１４に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ５は省略できる。ここで、７ａ、７ｂは直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂを構成するコンデンサである。これにより同様に、パワーコンディショナの効率を向上できるとともに、装置構成を小型化、簡略化できる。

実施の形態６．
上記実施の形態５では、直流電源Ｖ_３Ｂと他の直流電源との電力授受のためのＤＣ／ＤＣコンバータ５、５ａが省略されたものを示したが、図１５に示すように、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ間でのみ電力授受を行うＤＣ／ＤＣコンバータ５ｂを設けても良い。
上記実施の形態３と同様にインバータユニット１を構成して、各インバータの直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧関係を、Ｖ_１Ｂ＝Ｖ_２Ｂ≧（２／９）・Ｖ_３Ｂとし、電圧利用率をＰに良好に制御する。この場合、直流電源Ｖ_３Ｂから直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂへの電力授受は不要で、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ間でのみＤＣ／ＤＣコンバータ５ｂを介して電力授受を行う。

このように直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ間でのみ電力授受を行うＤＣ／ＤＣコンバータ５ｂを設けると、Ｖ_１Ｂ＝Ｖ_２Ｂでなくても良く、例えば、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧比を１：３：９の関係としても良い。また、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介した充放電により変動する電力量の和がゼロになる点（電圧利用率Ｐ）が存在して、電圧利用率Ｐに精度よく制御できれば、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ、Ｖ_３Ｂの電圧比は１：３：９以外でも良い。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ５ｂは、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂ間でのみ電力授受を行うものであるため、損失は小さく、パワーコンディショナの効率を向上できる。

実施の形態７．
上記実施の形態２〜６では、パワーコンディショナの電圧利用率＝Ｖｍ／（Ｖ_１Ｂ＋Ｖ_２Ｂ＋Ｖ_３Ｂ）をＰまたはＱとなるように制御することで、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介した充放電により変動する電力量をゼロまたは最小としたが、この実施の形態では、図１６に示すように、インバータ3B-INVの出力パルス幅を調整して、各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂの電力量を調整する。
図１６（ａ）に示すように、パワーコンディショナのチョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が約２３５Ｖのとき、電圧利用率はＰ（＝約０．８３）となり、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は、ゼロ付近となる。なお、１５はインバータ3B-INVの出力パルス、１６はインバータ1B-INV、2B-INVの合計出力、１７はパワーコンディショナからの交流出力電圧Ｖ_ｏｕｔである。
次に、図１６（ｂ）に示すように、外気温度の上昇などにより太陽光の電圧が低下し、パワーコンディショナのチョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が例えば約２０４Ｖのとき、電圧利用率＝約０．９５となり、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は増大する。このような場合、インバータ3B-INVの出力パルス幅を広げると、インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担が小さくなり、（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）はゼロに近づく。なお、１５ａ、１５ｂは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ3B-INVの出力パルス、１６ａ、１６ｂは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ1B-INV、2B-INVの合計出力である。

次に、図１６（ｃ）に示すように、外気温度の低下などにより太陽光の電圧が上昇し、パワーコンディショナのチョッパ回路３の出力電圧Ｖｃ（Ｖ_３Ｂ）が例えば約２６０Ｖのとき、電圧利用率＝約０．７５となり、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）は減少して負方向に大きくなる。このような場合、インバータ3B-INVの出力パルス幅を狭めると、インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担が大きくなり、（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）はゼロに近づく。なお、１５ｃ、１５ｄは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ3B-INVの出力パルス、１６ｃ、１６ｄは、それぞれパルス幅の調整前後のインバータ1B-INV、2B-INVの合計出力である。

このように、インバータ3B-INVの出力パルス幅を増減することで、インバータ1B-INV、2B-INVの電力負担を容易に調整できるため、直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂからの流出電荷量（Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ）をゼロに近づくように容易に調整できる。
これにより、インバータ1B-INV、2B-INVの各直流電源Ｖ_１Ｂ、Ｖ_２Ｂが各インバータを介した充放電により変動する電力量が小さくなるように容易に調整できる。このため、ＤＣ/ＤＣコンバータ５の扱う電力を容易に０に近づけることができ、ＤＣ／ＤＣコンバータ５の損失が低減できてパワーコンディショナの効率を向上できる。
なお、この場合も、上記実施の形態１と同様に、太陽光電圧Ｖ_Ｏが所定の電圧Ｖ_ｍ１（１９５Ｖ）を超えるとき、ＩＧＢＴスイッチ３ａを停止して昇圧動作を停止すると、上述したように昇圧に係る損失を大きく低減することができ、さらに変換効率の高いパワーコンデショナが得られる。

２ 第３の直流電源（太陽光）、３ 昇圧回路としてのチョッパ回路、
３ａ スイッチ、４ 第１の直流電源としての平滑コンデンサ、
５，５ａ，５ｂ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
７，７ａ，７ｂ 第２の直流電源としてのコンデンサ、
１５，１５ａ〜１５ｄ 出力パルス、１７ 出力電圧、
1B-INV，2B-INV，2Ba-INV，3B-INV 単相インバータ、Ｑ_１Ｂ＋Ｑ_２Ｂ 電荷量。

Claims (10)

1. 直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータの交流側を複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御する電力変換装置において、
   上記各単相インバータの入力となる複数の上記直流電源は、電圧が最大である第１の直流電源と、その他の１あるいは複数の第２の直流電源とから成り、
   上記第１の直流電源は昇圧回路を介して第３の直流電源から生成され、
   上記各第２の直流電源の該各単相インバータを介した放電と充電とによる総変動電力量が小さくなるように、上記第１の直流電源を入力とする単相インバータの出力パルス幅を調整することを特徴とする電力変換装置。
2. 上記第１の直流電源と上記各第２の直流電源とは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記各第２の直流電源の該各単相インバータを介した総変動電力量は、該各第２の直流電源の各変動電力量の総和、あるいは該各変動電力量の絶対値の総和であることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 上記第３の直流電源の電圧が所定の電圧を超えるとき、上記昇圧回路内のスイッチのオンオフ動作を停止して昇圧動作を停止することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記第１の直流電源の電圧は、該電力変換装置の出力電圧の最大値より低い電圧領域で動作することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 直流電圧が略同等の２つの直流電源を、上記第２の直流電源としたことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記各第２の直流電源の直流電圧の総和は、上記第１の直流電源の直流電圧の４／９に等しいか大きいことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記第１、第２の直流電源から成る複数の上記直流電源を３個とし、その電圧比は、概、９：３：１であることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 上記複数の単相インバータの内、所定の単相インバータの出力電圧をＰＷＭ制御し、上記階調制御における各出力電圧レベルに、上記ＰＷＭ制御による出力電圧を組み合わせたことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 所定の交流電圧、交流電流を出力して負荷に供給する、あるいは該所定の交流出力を系統に並列に接続し、上記第３の電源を該系統に連系させることを特徴とした請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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