KR20170071491A - 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

복수의 직류 전원의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 변환 장치로서, 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와, 필터 회로를 통해 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와, 복수의 직류 전원의 각각과 DC/AC 인버터의 사이에 설치되는 DC/DC 컨버터와, DC/AC 인버터와 DC/DC 컨버터의 사이에 설치되는 제2 콘덴서와, 교류 전력의 전압, 교류 리액터에 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 제1 콘덴서 및 제2 콘덴서에 각각 흐르는 무효 전류, 및 각 직류 전력의 전압에 기초하여 DC/DC 컨버터의 각 전류 목표치를 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 구비하고 있다.

Description

변환 장치{CONVERTING DEVICE}
본 발명은 직류를 교류로 변환하거나 또는 교류를 직류로 변환하는 변환 장치에 관한 것이다.
축전지로부터 출력하는 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 부하에 제공하는 변환 장치는, UPS(Uninterruptible Power Supply: 무정전 전원 장치) 등의 백업 전원 장치로서 많이 이용되고 있다(예컨대 특허문헌 1(도 1) 참조.). 이러한 변환 장치는, 축전지의 전압을 승압하는 DC/DC 컨버터와, 직류를 교류로 변환하는 인버터를 구비하고 있다. 또한, 변환 장치는 양방향성이 있으며, 통상은 상용 전원 등의 교류 전원으로부터 출력되는 교류 전압을, 충전에 알맞은 직류 전압으로 변환하여 축전지를 충전하고 있다. 이 경우, 인버터는 AC/DC 컨버터가 되고, DC/DC 컨버터는 강압의 기능을 발휘한다.
한편, 태양광 발전 등의 직류 전원으로부터 얻어지는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 교류 전력 계통과의 계통 연계를 행하는 것에도 변환 장치(파워 컨디셔너)가 이용된다(예컨대 특허문헌 2 참조.).
특허문헌 1 : 일본 특허공개 2003-348768호 공보 특허문헌 2 : 일본 특허공개 2000-152651호 공보 특허문헌 3 : 일본 특허공개 2003-134667호 공보
상기와 같은 종래의 변환 장치에 있어서, AC/DC 컨버터 및 DC/DC 컨버터는 모두 스위칭 소자에 의해서 구성되어 있으며, 항상 고속의 스위칭을 행하고 있다. 이러한 스위칭 소자는 미소한 스위칭 손실을 동반한다. 1회의 스위칭 손실은 미소하지만, 복수의 스위칭 소자가 고주파로 스위칭을 행하면, 전체적으로는 무시할 수 없을 정도의 스위칭 손실이 생긴다. 이 스위칭 손실은 당연히 전력 손실로 된다.
한편, 직류에서 교류로의 변환 장치로서는, DC/DC 컨버터와 인버터를 교대로 고주파 스위칭시킴으로써 스위칭 손실을 저감하는 것이 제안되어 있다(특허문헌 2 참조.).
그런데, 예컨대 직류 전원으로서 태양광 발전 패널을 이용하는 경우, 복수의 태양광 발전 패널을 접속하여 이루어지는 태양전지 어레이를, 변환 장치에 대하여 복수 개 병렬로 접속하는 경우가 있다(예컨대, 특허문헌 3 참조.). 그 경우, 각 태양전지 어레이에서 최적 동작점이 다른 경우가 있기 때문에, 태양전지 어레이마다 DC/DC 컨버터가 준비된다. 이에 따라, 각 DC/DC 컨버터에 의해서, 대응하는 태양전지 어레이의 동작점을 알맞게 제어할 수 있다.
그러나, DC/DC 컨버터를 복수 개 구비한 구성으로 한 후에, 상기 특허문헌 2에서 제안되어 있는 것과 같이, DC/DC 컨버터 및 인버터의 스위칭 동작을 교대로 정지시키는 제어를 하는 경우, DC/DC 컨버터의 스위칭을 정지시켰을 때에 인버터에 주어지는 전력은, 각 어레이 중, 가장 높은 전압으로 전력을 출력하고 있는 어레이로부터만 공급되게 된다. 따라서, 상대적으로 전압이 낮은 그 밖의 어레이로부터는 전력의 공급을 얻을 수 없는 상태가 된다. 이래서는 발전의 효율이 저하한다.
이것은 복수의 DC/DC 컨버터를 구비한 변환 장치에 복수의 축전지를 접속한 경우에 있어서 교류에서 직류로 변환할 때에도 마찬가지로 상정된다. 예컨대 축전지의 충전 상태가 다른 경우, 축전지마다의 충전을 DC/DC 컨버터에 의해서 행하고 싶지만, DC/DC 컨버터가 스위칭을 정지하는 기간에는, 축전지의 충전을 적절히 행할 수 없는 경우가 일어날 수 있다. 이래서는 충전의 효율이 저하한다.
이러한 문제점을 감안하여, 본 발명은, 복수의 직류 전원에 각각 대응한 DC/DC 컨버터를 갖춘 변환 장치에 있어서, 스위칭 손실을 저감하여 높은 변환 효율을 실현함과 더불어, 복수의 직류 전원을 유효하게 활용할 수 있게 하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 변환 장치는, 복수의 직류 전원의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 변환 장치로서, 상기 부하와 접속되며 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와, 상기 필터 회로를 통해 상기 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와, 상기 복수의 직류 전원의 각각과 상기 DC/AC 인버터의 사이에 설치되는 전체로서의 복수의 DC/DC 컨버터와, 상기 DC/AC 인버터와 상기 복수의 DC/DC 컨버터의 사이에 설치되는 제2 콘덴서와, 상기 교류 전력의 전압, 상기 교류 리액터에 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 상기 제1 콘덴서 및 상기 제2 콘덴서에 각각 흐르는 무효 전류, 및 상기 각 직류 전력의 전압에 기초하여 상기 복수의 DC/DC 컨버터의 각 전류 목표치를 상기 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 구비하고 있다.
본 발명의 변환 장치에 따르면, 높은 변환 효율을 실현할 수 있다. 또한, 복수의 직류 전원을 유효하게 활용할 수 있다.
도 1은 일 실시형태에 따른 인버터 장치를 갖춘 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다.
도 2는 인버터 장치의 회로도의 일례이다.
도 3은 제어부의 블록도이다.
도 4는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 및 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, 그리고 제1 직류 입력 전류 검출치 Ig.1의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.
도 5는 평균화 처리부가 행하는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 평균화할 때의 양태를 도시하는 도면이다.
도 6은 제어 처리부에 의한 제어 처리를 설명하기 위한 제어 블록도이다.
도 7은 양쪽 승압 회로 및 인버터 회로의 제어 처리를 도시하는 흐름도이다.
도 8은 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 일례를 도시하는 도면이다.
도 9는 승압 회로 전압 목표치 Vo*를 구하는 방법을 도시하는 모식도로, (a)는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*와 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1의 비교를 도시하는 도면, (b)는 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 파형을 도시하는 도면, (c)는 제2 승압 회로가 출력하는 전력을, 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2를 기준으로 승압한 경우를 도시하는 도면이다.
도 10은 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과를, 각 목표치와 함께 도시하는 그래프이며, 상단의 그래프는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*와 계통 전압 검출치 Va의 관계를 도시하는 그래프, 중단의 그래프는 직류 입력 전압치 Vg.1, Vg.2와 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 관계를 도시하는 그래프, 하단의 그래프는 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*, Iin.2*를 도시하는 그래프이다.
도 11의 (a)는 제1 승압 회로용 반송파와 제1 승압 회로 전압 참조치 Vbc1#의 파형을 비교한 그래프이고, (b)는 제1 승압 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 12의 (a)는 인버터 회로용 반송파와 인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형을 비교한 그래프, (b)는 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 구동 파형, (c)는 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 13은 참조파 및 각 스위칭 소자의 구동 파형의 일례를 도시하는 도면이다.
도 14의 (a)는 제2 승압 회로용 반송파와 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#의 파형을 비교한 그래프, (b)는 제2 승압 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 15의 (a)는 인버터 회로로부터 출력된 교류 전압, 상용 전력 계통 및 교류 리액터의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 도시하는 그래프이고, (b)는 교류 리액터에 흐르는 전류 파형을 도시하는 그래프이다.
도 16은 교류에서 직류로의 전력 변환을 행하는 변환 장치를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다.
도 17은 도 16의 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 18은 도 16의 변환 장치의 동작을 개념적으로 도시하는 전압 파형의 도면이다.
도 19는 복합적인 전력 변환을 행하는 변환 장치를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다.
도 20은 복합적인 전력 변환을 행하는 변환 장치를 갖춘 축전 시스템의 다른 예를 도시하는 블록도이다.
[실시형태의 요지]
본 발명의 실시형태의 요지로서는 적어도 이하의 것이 포함된다.
(1) 이것은, 복수의 직류 전원의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 변환 장치로서, 상기 부하와 접속되며 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와, 상기 필터 회로를 통해 상기 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와, 상기 복수의 직류 전원의 각각과 상기 DC/AC 인버터의 사이에 설치되는 전체로서의 복수의 DC/DC 컨버터와, 상기 DC/AC 인버터와 상기 복수의 DC/DC 컨버터의 사이에 설치되는 제2 콘덴서와, 상기 교류 전력의 전압, 상기 교류 리액터에 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 상기 제1 콘덴서 및 상기 제2 콘덴서에 각각 흐르는 무효 전류, 및 상기 각 직류 전력의 전압에 기초하여 상기 복수의 DC/DC 컨버터의 각 전류 목표치를 상기 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 구비하고 있다.
이러한 변환 장치에서는, DC/AC 인버터와 적어도 하나의 DC/DC 컨버터가, 각각에, 필요 최저한의 횟수로 고주파 스위칭을 행한다. 또한, DC/AC 인버터는, 교류 전압의 진폭의 피크 및 그 근방을 피하여 동작하고, DC/DC 컨버터는 교류 전압의 제로 크로스와 그 근방을 피하여 동작하게 되기 때문에, 고주파 스위칭을 행할 때에, 각각 컨버터의 반도체 소자 및 리액터에 인가되는 전압이 상대적으로 낮아진다. 이것도, 반도체 소자의 스위칭 손실 및 리액터의 철손 저감에 기여한다. 이렇게 해서, 변환 장치 전체적인 손실을 저감할 수 있다. 또한, 이 변환 장치는, 부하가, 교류 전원이 접속된 교류 계통이라도 좋고, 직류 전원에서 교류 계통으로의 계통 연계를 위한 변환을, 높은 효율로 행할 수 있다. 이 때, 상기 「필요 최소한의 횟수」가 되기 위해서, 이상적으로는 DC/AC 인버터와 DC/DC 컨버터에서 교대로 고주파 스위칭을 행하여, 고주파 스위칭의 시기가 겹치지 않는 것이 바람직하지만, 실제로는 약간의 중복이 생기더라도, 각각의 정지 기간이 있으면, 손실은 저감되어 고효율화에 기여한다.
또한, 복수의 DC/DC 컨버터의 각 전류 목표치를, 교류 전력의 전압, 교류 리액터에 흐르는 전류와 임피던스에 의한 전압 변화, 제1 및 제2 콘덴서에 흐르는 무효 전류 및 각 직류 전력의 전압에 기초하여, 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정함으로써, 상기 변환 장치는, 교류 전력의 전압, 주파수 및 출력 전류가 변화되더라도 항상 교류 전압과 동기한(혹은 교류 전압에 대하여 임의의 위상각으로 제어된) 왜곡이 없는 전류를 출력할 수 있다.
(2) 또한 (1)의 변환 장치에 있어서, 상기 복수의 직류 전원에는 태양전지 어레이 및 축전지 중 적어도 한쪽이 포함되어 있으며, 상기 제어부는, 상기 전류 목표치에 기초하여, 각 DC/DC 컨버터에 배분하여야 할 전류 목표치를 설정하여, 직류 전원이 태양전지 어레이인 경우에는 그 출력을 행하게 하고, 직류 전원이 축전지인 경우에는 충전 또는 방전을 행하게 하는 것이라도 좋다.
이 경우, 각 태양전지 어레이의 발전 상황 및 각 축전지의 충전 상태에 따라서 적절히 전류 목표치를 정할 수 있다.
(3) 또한 (1) 또는 (2)의 변환 장치에 있어서, 상기 제어부는, 상기 복수의 직류 전원에 대응하는 숫자를 i(=1, 2, …), 상기 각 직류 전원으로부터 상기 부하로의 출력 전류 목표치를 Ia.i*, 상기 제1 콘덴서의 정전 용량을 Ca, 상기 교류 전력의 전압치를 Va, 상기 복수의 직류 전원의 각각에 기초한 전압을 VDC.i, 라플라스 연산자를 s라고 할 때, 상기 필터 회로와 상기 DC/AC 인버터의 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전류 목표치 Iinv*를 Ia.i*의 합계와 상기 제1 콘덴서에 흐르는 무효 전류를 합한 값으로 설정하고, 또한 상기 교류 리액터의 임피던스를 Za로 할 때, 상기 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*를,
Vinv*=Va+ZaIinv*
로 설정하고, 상기 전압 VDC.i 및 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치 중 큰 어느 한 쪽을, 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*로 설정하고, 상기 제2 콘덴서의 정전 용량을 C라고 할 때, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin.i*를,
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(sCaVa)Vinv*+(s CVo*)×Vo*}]/VDC.i(Ki는 ΣKi=1을 만족하는 임의의 상수의 조(組)임)
로 설정할 수 있다.
상기 (3)의 변환 장치는, (1)의 변환 장치를 실현하는 것보다 구체적인 제어 방법을 나타내는 일례이다. 상기한 각 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin.i*는, 교류 전력의 전압, 교류 리액터에 흐르는 전류와 임피던스에 의한 전압 변화, 제1 및 제2 콘덴서에 흐르는 무효 전류 및 각 직류 전력의 전압을 전부 반영하고 있고, 각 직류 전원의 전압이나 교류 출력 전류가 변화되었을 때에도, 항상 교류 출력 전류에 동기한 전력을 출력할 수 있다. 이 때문에, 각 DC/DC 컨버터 및 DC/AC 인버터는 필요 최저한의 횟수의 고주파 스위칭으로 교류에서 직류로의 변환을 할 수 있기 때문에, 반도체 스위칭 소자의 스위칭 손실, 교류 및 직류 리액터의 철손이 대폭 저감되어, 높은 변환 효율을 얻을 수 있다. 또한, 출력되는 교류 전력은 품질이 높고, 상용 계통으로의 연계에도 충분한 저왜곡의 전류를 얻을 수 있다.
(4) 또한 (1) 내지 (3) 중 어느 한 변환 장치에 있어서, 상기 복수의 DC/DC 컨버터는 각각에 직류 리액터를 포함하고, 각 직류 리액터에 흐르는 전류와 임피던스에 의해서 발생하는 전압 변화를 상기 각 직류 전원의 전압 Vg.i로부터 뺀 전압을, 상기 각 직류 전력의 전압 또는 전압 VDC.i으로 할 수 있다.
이 경우, 직류 리액터의 전류와 임피던스에 의한 전압 강하도 고려하고 있기 때문에, 각 DC/DC 컨버터에 흐르는 전류가 변화되었을 때도 항상 정확하게 제어할 수 있다.
(5) 또한 (1) 내지 (4) 중 어느 한 변환 장치에 있어서, 상기 부하를 교류 전원으로 할 수 있다.
이 경우, 상기 교류 전력의 전압은 교류 전원의 전압이 되지만, 각 DC/DC 컨버터의 전류 목표치를, 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부를 갖추고 있기 때문에, 소위 계통 연계 운전을 할 수 있다.
(6) 또한 (5)의 변환 장치에 있어서, 상기 교류 전원으로부터 상기 복수의 직류 전원 중 적어도 하나에 전력을 공급할 수 있다.
이 경우, 교류 전원에서 상기 직류 전원으로의 입력 전류 목표치 Ia.i*는 직류 측에서 봤을 때 교류 전원의 전압과 위상이 반전된 전류가 되는데, (3)에 기재된 각 계산식이 그대로 성립한다. 즉, (1) 내지 (6)의 변환 장치는, 직류 전원의 직류 전력을 교류 전력으로 변환할 뿐만 아니라, 교류 전원의 교류 전력을 직류로 변환하는 양방향의 변환기로서 이용할 수 있다. 복수의 직류 전원 중, 어느 하나를 직류 전력의 발생원으로 하고, 나머지를 직류 전력을 흡수하는 직류 부하로서 동작시킬 수도 있다.
(7) 또한 (1) 내지 (6) 중 어느 한 변환 장치에 있어서, 상기 복수의 DC/DC 컨버터 및 상기 DC/AC 인버터에 포함되는 반도체 스위칭 소자의 적어도 어느 하나하나에 SiC 소자를 이용할 수 있다.
(1) 내지 (6)에 기재된 변환 장치는 고주파 스위칭의 횟수를 저감함으로써 반도체 소자의 스위칭 손실과 직류 및 교류 리액터의 철손을 저감할 수 있지만, 반도체 소자의 도통 손실을 저감할 수는 없다. 이 점에서, 반도체 소자로서 SiC 소자를 이용하면 도통 손실을 저감할 수 있으므로, (1) 내지 (6)에 기재된 변환 장치와 조합하면, 양자의 상승 효과에 의해 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
[실시형태의 상세]
이하, 본 발명의 실시형태에 관해서 도면을 참조하면서 설명한다.
《계통 연계 기능을 갖춘, 직류에서 교류로의 변환 장치》
우선, 계통 연계 기능을 갖춘, 직류에서 교류로의 변환 장치(이하, 단순히 인버터 장치라고 한다.)에 관해서 상세히 설명한다.
〔1 전체 구성에 관해서〕
도 1은 일 실시형태에 따른 인버터 장치를 갖춘 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다. 도면에서, 인버터 장치(1)의 입력단에는, 직류 전원으로서의 제1 태양전지 어레이(2) 및 제2 태양전지 어레이(40)가 접속되고, 출력단에는, 교류의 상용 전력 계통(3)(교류 계통)이 접속되어 있다.
이 시스템은, 제1 태양전지 어레이(2)(이하, 단순히 제1 어레이(2)라고도 한다) 및 제2 태양전지 어레이(40)(이하, 단순히 제2 어레이(40)라고도 한다)가 발전하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여, 상용 전력 계통(3)에 출력하는 연계 운전을 행한다.
제1 어레이(2) 및 제2 어레이(40)는 복수의 태양광 발전 패널(모듈)을 직병렬로 접속하여 구성되어 있다. 본 실시형태에서는, 제2 어레이(40)는, 이 제2 어레이(40)가 출력하는 전력의 전압이 제1 어레이(2)가 출력하는 전력의 전압보다도 작아지는 구성으로 되어 있다.
인버터 장치(1)는, 제1 어레이(2)가 출력하는 직류 전력이 주어지는 제1 승압 회로(DC/DC 컨버터)(10)와, 제2 어레이(40)가 출력하는 직류 전력이 주어지는 제2 승압 회로(DC/DC 컨버터)(41)와, 양쪽 승압 회로(10, 41)로부터 주어지는 전력을 교류 전력으로 변환하여 상용 전력 계통(3)에 출력하는 인버터 회로(DC/AC 인버터)(11)와, 이들 회로(10, 11, 41)의 동작을 제어하는 제어부(12)를 구비하고 있다.
제1 승압 회로(10)와 제2 승압 회로(41)는 인버터 회로(11)에 대하여 병렬로 접속되어 있다.
도 2는 인버터 장치(1)의 회로도의 일례이다.
제1 어레이(2)가 접속되어 있는 제1 승압 회로(10)는, 직류 리액터(15)와, 다이오드(16)와, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등으로 이루어지는 스위칭 소자(Qb1)를 구비하고 있고, 승압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다.
제1 승압 회로(10)의 입력 측에는, 제1 전압 센서(17), 제1 전류 센서(18) 및 평활화를 위한 콘덴서(26)가 설치되어 있다. 제1 전압 센서(17)는, 제1 어레이(2)가 출력하고, 제1 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1(직류 입력 전압치)를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다. 제1 전류 센서(18)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류인 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다.
제2 어레이(40)가 접속되어 있는 제2 승압 회로(41)는, 직류 리액터(42)와, 다이오드(43)와, IGBT 등으로 이루어지는 스위칭 소자(Qb2)를 구비하고 있고, 제1 승압 회로와 마찬가지로 승압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다.
또한, 제2 승압 회로(41)의 입력 측에는, 제2 전압 센서(44), 제2 전류 센서(45) 및 평활화를 위한 콘덴서(46)가 설치되어 있다. 제2 전압 센서(44)는, 제2 어레이(40)가 출력하고, 제2 승압 회로(41)에 입력되는 직류 전력의 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg2를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다. 제2 전류 센서(45)는, 직류 리액터(42)에 흐르는 전류인 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다.
제어부(12)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2로부터 입력 전력 Pin.1, Pin.2을 연산하여, 제1 어레이(2) 및 제2 어레이(40)에 대한 MPPT(Maximum Power Point Tracking: 최대 전력점 추종) 제어를 행하는 기능을 갖고 있다.
양쪽 승압 회로(10, 41)와 인버터 회로(11)의 사이에는 평활용의 콘덴서(19)가 접속되어 있다.
인버터 회로(11)는 FET(Field Effect Transistor)로 이루어지는 스위칭 소자(Q1~Q4)를 갖추고 있다. 이들 스위칭 소자(Q1~Q4)는 풀 브릿지 회로를 구성하고 있다.
각 스위칭 소자(Q1~Q4)는 제어부(12)에 접속되어 있으며, 제어부(12)에 의해 제어 가능하게 되어 있다. 제어부(12)는 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 동작을 PWM 제어한다. 이에 따라, 인버터 회로(11)는 양쪽 승압 회로(10, 41)로부터 주어지는 전력을 교류 전력으로 변환한다.
인버터 장치(1)는, 인버터 회로(11)와 상용 전력 계통(3) 사이에 필터 회로(21)를 갖추고 있다.
필터 회로(21)는 2개의 교류 리액터(22)와 콘덴서(23)를 구비하여 구성되어 있다. 필터 회로(21)는, 인버터 회로(11)로부터 출력되는 교류 전력에 포함되는 고주파 성분을 제거하는 기능을 갖고 있다. 필터 회로(21)에 의해 고주파 성분이 제거된 교류 전력은 상용 전력 계통(3)에 주어진다.
또한, 필터 회로(21)에는, 인버터 회로(11)에 의한 출력의 전류치인 인버터 전류 검출치 Iinv(교류 리액터(22)에 흐르는 전류)를 검출하기 위한 제3 전류 센서(24)가 접속되어 있다. 또한, 필터 회로(21)와 상용 전력 계통(3)의 사이에는, 상용 전력 계통(3) 측의 전압치(계통 전압 검출치 Va)를 검출하기 위한 제3 전압 센서(25)가 접속되어 있다.
제3 전류 센서(24) 및 제3 전압 센서(25)는, 검출한 인버터 전류 검출치 Iinv 및 계통 전압 검출치 Va를 제어부(12)에 출력한다.
제어부(12)는, 이들 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv와, 상술한 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2, 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2에 기초하여, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.
〔2 제어부에 관해서〕
도 3은 제어부(12)의 블록도이다. 제어부(12)는, 도 3에 도시하는 것과 같이, 제어 처리부(30)와, 제1 승압 회로 제어부(32)와, 인버터 회로 제어부(33)와, 평균화 처리부(34)와, 제2 승압 회로 제어부(35)를 기능적으로 갖고 있다.
제어부(12)의 각 기능은 그 일부 또는 전부가 하드웨어 회로에 의해서 구성되어도 좋고, 그 일부 또는 전부가 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)를 컴퓨터에 의해서 실행시킴으로써 실현되고 있어도 좋다. 제어부(12)의 기능을 실현하는 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)는 컴퓨터의 기억 장치(도시 생략)에 저장된다.
제1 승압 회로 제어부(32)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치와 검출치에 기초하여, 제1 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb1)를 제어하여, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 제1 승압 회로(10)에 출력하게 한다.
제2 승압 회로 제어부(35)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치와 검출치에 기초하여, 제2 승압 회로(41)의 스위칭 소자(Qb2)를 제어하여, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 제2 승압 회로(41)에 출력하게 한다.
또한, 인버터 회로 제어부(33)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치와 검출치에 기초하여, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 제어하여, 상기 목표치에 따른 전류의 전력을 인버터 회로(11)에 출력하게 한다.
제어 처리부(30)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2, 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2, 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv가 주어진다.
제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2로부터, 제1 승압 회로(10)의 제1 입력 전력 Pin.1 및 그 평균치 〈Pin.1〉, 그리고 제2 승압 회로(41)의 제2 입력 전력 Pin.2 및 그 평균치 〈Pin.2〉를 연산한다.
제어 처리부(30)는, 제1 입력 전력 평균치 〈Pin.1〉에 기초하여, 제1 승압 회로(10)의 제1 직류 입력 전류 목표치 Ig.1*(후에 설명한다)를 설정하고, 제1 어레이(2)에 관해서 MPPT 제어를 행함과 더불어, 제1 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.
또한, 제어 처리부(30)는, 제2 입력 전력 평균치 〈Pin.2〉에 기초하여, 제2 승압 회로(41)의 직류 입력 전류 목표치 Ig.2*(후에 설명한다)를 설정하고, 제2 어레이(40)에 관해서 MPPT 제어를 행함과 더불어, 제1 승압 회로(10)를 피드백 제어하는 기능도 갖고 있다.
직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2는 평균화 처리부(34) 및 제어 처리부(30)에 주어진다.
평균화 처리부(34)는, 양쪽 전압 센서(17, 44) 및 양쪽 전류 센서(18, 45)로부터 주어지는 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2를, 미리 설정된 소정의 시간 간격마다 샘플링하여 각각의 평균치를 구하고, 평균화된 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2를 제어 처리부(30)에 주는 기능을 갖고 있다.
도 4는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 및 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.
제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1는, 후술하는 것과 같이, 목표치에 기초하여 계통 전압과 동기한 파형으로서 나타나고 있다.
또한, 제1 직 류입력 전류 검출치 Ig.1는, 콘덴서(26)보다도 입력 측에서 검출되는 전류치이다.
도 4에 도시하는 것과 같이, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 및 제1 직류 입력 전류 검출치 Ig.1, 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1는, 계통 전압의 1/2의 주기로 변동하고 있는 것을 알 수 있다.
도 4에 도시하는 것과 같이, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 및 제1 직류 입력 전류 검출치 Ig.1가 주기적으로 변동하는 이유는 다음과 같다. 즉, 인버터 장치(1)의 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1는, 제1 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 동작에 따라서, 교류 주기의 1/2 주기로 거의 0 A에서부터 피크치까지 크게 변동한다. 그 때문에, 콘덴서(26)로 변동 성분을 완전히 제거할 수 없고, 제1 직류 입력 전류 검출치 Ig.1는, 교류 주기의 1/2 주기로 변동하는 성분을 포함하는 맥류가 된다. 한편, 태양광 발전 패널은 출력 전류에 의해서 출력 전압이 변화된다.
따라서, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1에 생기는 주기적인 변동은, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기로 되고 있다. 즉, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 되고 있다.
평균화 처리부(34)는, 상술한 주기적 변동에 의한 영향을 억제하기 위해서, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 및 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1를 평균화한다.
도 5는, 평균화 처리부(34)가 행하는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 평균화할 때의 양태를 도시하는 도면이다.
평균화 처리부(34)는, 어떤 타이밍 t1부터, 타이밍 t2까지 사이의 기간 L에 있어서, 미리 설정된 소정의 시간 간격 Δt마다, 주어지는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1에 관해서 복수 회 샘플링(도면에서 흑점의 타이밍)을 행하여, 얻어진 복수의 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1의 평균치를 구한다.
여기서, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정한다. 또한, 평균화 처리부(34)는, 시간 간격 Δt을, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 길이보다도 충분히 짧은 기간으로 설정한다.
이에 따라, 평균화 처리부(34)는, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 주기적으로 변동하는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1의 평균치를, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서 정밀도 좋게 구할 수 있다.
여기서, 샘플링의 시간 간격 Δt은, 예컨대, 상용 전력 계통(3)의 주기의 1/100~1/1000 혹은 20 마이크로초~200 마이크로초 등으로 설정할 수 있다.
또, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 미리 기억해 둘 수도 있고, 제3 전압 센서(25)로부터 계통 전압 검출치 Va를 취득하여 상용 전력 계통(3)의 주기에 관한 정보를 취득할 수도 있다.
이 때 여기서는, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정했지만, 기간 L은, 적어도 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 설정하면, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1의 평균치를 정밀도 좋게 구할 수 있다. 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1는, 상술한 것과 같이, 제1 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 동작에 의해서, 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 주기적으로 변동하기 때문이다.
따라서, 기간 L을 보다 길게 설정할 필요가 있는 경우, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 3배나 4배와 같이, 기간 L을 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기의 정수 배로 설정하면 된다. 이로써, 주기 단위로 전압 변동을 파악할 수 있다.
상술한 것과 같이, 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1도, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 주기적으로 변동한다.
따라서, 평균화 처리부(34)는, 도 5에 도시하는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 같은 방법에 의해서, 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1의 평균치도 구한다.
또한, 제2 어레이(40) 측인, 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2 및 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2도, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 같은 이유에 의해, 상용 전력 계통(3)의 1/2 주기로 주기적으로 변동한다.
따라서, 평균화 처리부(34)는, 도 5에 도시하는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 같은 방법에 의해서, 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2 및 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2 각각의 평균치도 구한다.
제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2의 평균치를 각각 기간 L마다 축차 구한다.
평균화 처리부(34)는, 구한 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2의 평균치를 제어 처리부(30)에 준다.
본 실시형태에서는, 상술한 것과 같이, 평균화 처리부(34)가, 직류 입력 전압 검출치 Vg1, Vg2의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin1, Iin2의 평균치를 구하고, 제어 처리부(30)는, 이들 값을 이용하여, 양쪽 어레이(2, 40)에 대한 MPPT 제어를 행하면서 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)를 제어하기 때문에, 양쪽 어레이(2, 40)에 의한 직류 전류가 변동하여 불안정한 경우에도, 제어부(12)는, 양쪽 어레이(2, 40)로부터의 출력을 직류 입력 전압 검출치 Vg1, Vg2의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin1, Iin2의 평균치로서 정밀도 좋게 얻을 수 있다. 이 결과, MPPT 제어를 적합하게 행할 수 있어, 전원 효율이 저하하는 것을 효과적으로 억제할 수 있다.
또한, 상술한 것과 같이, 인버터 장치(1)의 입력 전류의 변동에 의해서, 양어레이(2, 40)가 출력하는 직류 전력의 전압(직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2)이나 전류(승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2)에 변동이 생기는 경우, 그 변동 주기는 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기(상용 전력 계통(3)의 1/2 주기)와 일치한다.
이 점에서, 본 실시형태에서는, 상용 전력 계통(3)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정된 기간 L 동안에, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2의 각각에 관해서, 교류 계통의 1/2 주기보다도 충분히 짧은 시간 간격 Δt으로 복수 회 샘플링하고, 그 결과로부터 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2의 평균치를 구했기 때문에, 직류 전류의 전압 및 전류가 주기적으로 변동했다고 해도, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2를 정밀도 좋게 구할 수 있다.
또, 양쪽 어레이(2, 40)로부터 주어지는 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2에 생기는 변동은, 상술한 것과 같이, 인버터 회로(11) 등의 임피던스의 변동에 기인하고 있다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전류 검출치 Iin.1, Iin.2는, 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기보다도 짧은 시간 간격 Δt으로 복수 회 샘플링한 결과로부터 얻어진 값이라도 좋다.
제어 처리부(30)는, 상술한 입력 전력 평균치 〈Pin.1〉, 〈Pin.2〉에 기초하여 직류 입력 전류 목표치 Ig.1*, Ig.2*를 설정하고, 이 설정한 직류 입력 전류 목표치 Ig.1*, Ig.2*나 상기 값에 기초하여, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11) 각각에 대한 목표치를 구한다.
제어 처리부(30)는, 구한 목표치를 제1 승압 회로 제어부(32), 제2 승압 회로 제어부(35) 및 인버터 회로 제어부(33)에 주어, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.
도 6은 제어 처리부(30)에 의한 제어 처리를 설명하기 위한 제어 블록도이다.
제어 처리부(30)는, 인버터 회로(11)의 제어를 행하기 위한 기능부로서 제1 연산부(51), 제1 가산기(52), 보상기(53) 및 제2 가산기(54)를 갖고 있다.
또한, 제어 처리부(30)는, 양쪽 승압 회로(10, 41)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제2 연산부(61), 제3 가산기(62), 보상기(63), 제4 가산기(64), 제5 가산기(72), 보상기(73) 및 제6 가산기(74)를 갖고 있다.
도 7은 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)의 제어 처리를 도시하는 흐름도이다. 도 6에 도시하는 각 기능부는, 도 7에 도시하는 흐름도에 나타내는 처리를 실행함으로써, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.
이하, 도 7에 따라서, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)의 제어 처리를 설명한다.
우선, 제어 처리부(30)는, 현재의 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉를 구하고(단계 S9), 이전 연산 시의 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉와 비교하여, 직류 입력 전류 목표치 Ig.i*를 설정한다(단계 S1). 이 때, 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉는 하기 식(1)에 기초하여 구한다.
입력 전력 평균치 〈Pin.i〉=〈Iin.i×Vg.i〉… (1)
이 때 식(1)에서, 「i」는 인버터 회로(11)에 접속된 각 승압 회로에 대응하는 숫자이며, 본 실시형태에서는 「1」 또는 「2」이다. 「i=1」는 제1 승압 회로(10)에 대응하고, 「i=2」는 제2 승압 회로(41)에 대응하고 있다. 따라서, 〈Pin.1〉은 제1 승압 회로(10)에 있어서의 입력 전력 평균치를 나타내고 있고, 〈Pin.2〉는 제2 승압 회로(41)에 있어서의 입력 전력 평균치를 나타내고 있다.
본 실시형태에서는, 제어 처리부(30)는, 입력 전력 평균치 〈Pin.1〉, 〈Pin.2〉를 구하여, 직류 입력 전류 목표치 Ig.1*, Ig.2*를 설정한다.
또한, 식(1)에서, Iin.i는 승압 회로 전류 검출치, Vg.i는 직류 입력 전압 검출치이고, 이들 승압 회로 전류 검출치 Iin.i 및 직류 입력 전압 검출치 Vg.i는 평균화 처리부(34)에 의해서 평균화된 값이다.
또한, 식(1) 이외의 이하에 나타내는 제어에 관한 각 식에서는, 승압 회로 전류 검출치 Iin.i 및 직류 입력 전압 검출치 Vg.i는 평균화되어 있지 않은 순시치가 이용된다.
즉, 승압 회로 전류 검출치 Iin.i의 평균치 및 직류 입력 전압 검출치 Vg.i의 평균치는 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉를 구하기 위해서 이용된다.
또한, 「〈 〉」는 괄호 내의 값의 평균치 또는 실효치를 나타내고 있다. 이하 동일하다.
제어 처리부(30)는, 설정한 직류 입력 전류 목표치 Ig.i*를 제1 연산부(51)에 준다.
제1 연산부(51)에는, 직류 입력 전류 목표치 Ig.i* 외에, 직류 입력 전압 검출치 Vg.i, 계통 전압 검출치 Va도 주어진다.
제1 연산부(51)는, 주어진 직류 입력 전류 목표치 Ig.i*, 직류 입력 전압 검출치 Vg.i, 변환 효율 ηi 및 계통 전압 검출치 Va를 이용하여, 하기 식(2)에 기초하여, 각 직류 전원을 기원으로 하여 인버터 장치(1)로서의 계통에 출력하는 출력 전류 목표치의 실효치 〈Ia*.i〉를 연산한다.
각 직류 전원으로부터의 출력 전류 목표치의 실효치 〈Ia.i*〉=
〈Ig.i*×Vg.i〉×ηi/〈Va〉… (2)
또한 제1 연산부(51)는, 하기 식(3)에 기초하여 출력 전류 목표치 Ia*를 구한다(단계 S2).
여기서, 제1 연산부(51)는, 각 출력 전류 목표치 Ia.i*를 계통 전압 검출치 Va와 동 위상의 정현파로서 구한다.
각 출력 전류 목표치 Ia.i*=(√2)×〈Ia.i*〉×sinωt … (3)
이어서, 제1 연산부(51)는, 하기 식(4)에 나타내는 것과 같이, 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 목표치 Iinv*를 연산한다(단계 S3).
인버터 전류 목표치 Iinv*=ΣIa.i*+sCaVa … (4)
단, 식(4)에서, Ca는 콘덴서(23)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.
상기 식(4)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iinv*=ΣIa.i*+Ca×(dVa/dt) … (4a)
가 된다.
식(4), 식(4a)에서, 우측 변 제2항은 필터 회로(21)의 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 고려하여 가산한 값이다.
이 때, 출력 전류 목표치 Ia*는, 상기 식(3)에 나타내는 것과 같이, 계통 전압 검출치 Va와 동 위상의 정현파로서 구해진다. 즉, 제어 처리부(30)는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 위상이 계통 전압(계통 전압 검출치 Va)과 동 위상이 되도록 인버터 회로(11)를 제어한다.
제1 연산부(51)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*를 구하면, 이 인버터 전류 목표치 Iinv*를 제1 가산기(52)에 준다.
인버터 회로(11)는 이 인버터 전류 목표치 Iinv*에 의해서 피드백 제어된다.
제1 가산기(52)에는, 인버터 전류 목표치 Iinv* 외에, 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv가 주어진다.
제1 가산기(52)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*와, 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(53)에 준다.
보상기(53)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여 연산을 하고, 또한 제2 가산기(54)에 의해서 계통 전압 Va과 가산함으로써, 이 차분을 수속시켜 인버터 전류 검출치 Iinv를 인버터 전류 목표치 Iinv*로 할 수 있는 인버터 전압 참조치 Vinv#를 구한다. 이 인버터 전압 참조치 Vinv#를 제1 연산부(51)로부터 주어지는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 인버터 회로 제어부(33)에 줌으로써, 인버터 회로(11)에 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 따른 전압을 출력하게 한다.
인버터 회로(11)가 출력한 전압은, 교류 리액터(22)에 주어져, 새로운 인버터 전류 검출치 Iinv로서 피드백된다. 그리고, 제1 가산기(52)에 의해서 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv 사이의 차분이 재차 연산되고, 상기와 마찬가지로, 이 차분에 기초하여 인버터 회로(11)가 제어된다.
이상과 같이 하여, 인버터 회로(11)는, 인버터 전류 목표치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv에 의해서 피드백 제어된다(단계 S4).
한편, 제2 연산부(61)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg.i, 계통 전압 검출치 Va 외에, 제1 연산부(51)가 연산한 인버터 전류 목표치 Iinv*가 주어진다.
제2 연산부(61)는, 하기 식(5)에 기초하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 연산한다(단계 S5).
인버터 출력 전압 목표치 Vinv*=Va+ZaIinv* … (5)
단, 식(5)에서, Za는 교류 리액터의 임피던스이다.
식(5)에서, 우측 변 제2항은, 교류 리액터(22)의 양단에 발생하는 전압을 고려하여 가산한 값이다.
본 실시형태에서는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 위상이 계통 전압 검출치 Va와 동 위상이 되도록 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*(전압 목표치)를 설정한다.
인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 구하면, 하기 식(6)에 나타내는 것과 같이, 제2 연산부(61)는, 직류 전원인 태양전지 어레이(2, 40)에 기초한 전압 VDC.i으로서 전압 Vg 또는 바람직하게는 하기의 직류 전압 Vgf과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 비교하여, 큰 쪽을 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 결정한다(단계 S6). 직류 전압 Vgf이란, Vg에 직류 리액터(15)의 임피던스 Z에 의한 전압 강하를 고려한 전압이며, 승압 회로 전류 목표치를 Iin.i*으로 하여, Vgf=(Vg-ZIin.i*)이다. 따라서,
Vo*=Max(Vg-ZIin.i*, Vinv*의 절대치) … (6)
으로 할 수 있다.
이 때 Vg는, 하기 식(7)에 나타내는 것과 같이, 각 승압 회로(10, 41) 중, 전압치가 가장 큰 값을 채용한다.
Vg=Max(Vg.i) … (7)
더욱이 제2 연산부(61)는, 하기 식(8)에 기초하여, 승압 회로 전류 목표치 Iin*를 연산한다(단계 S7).
승압 회로 전류 목표치 Iin.i*=
[Ia.i*×Vinv*+Ki{(sCaVa)Vinv*+(sCoVo*)×Vo*}]/(Vg.i-ZIin.i) … (8)
단, Ki는 이하의 조건을 만족하는 임의의 상수
ΣKi=1
i
단, 식(8)에서, Co는 콘덴서(19)(평활 콘덴서)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.
상기 식(8)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+(Co×dVo*/dt)×Vo*}]/(Vg.i-ZIin.i) … (8a)
가 된다.
또한, 콘덴서(19)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ico라고 하면,
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+Ico×Vo*}]/(Vg.i-ZIin.i) … (8b)
가 된다.
식(8), 식(8a), 식(8b)에서, 제3항은 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin.i*의 값을 구할 수 있다.
또한, 미리 인버터 장치(1)의 전력 손실 PLOSS.i을 측정해 두면, 상기 식(8a)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+(C×dVo*/dt)×Vo*}+PLOSS.i]/(Vg.i-ZIin.i) … (8c)
마찬가지로, 상기 식(8b)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+Ico×Vo*}+PLOSS.i]/(Vg.i-ZIin.i) … (8d)
가 된다.
이 경우, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여 무효 전력 및 전력 손실 PLOSS.i를 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin.i*의 값을 구할 수 있다.
제2 연산부(61)는, 상기한 것과 같이 하여, 승압 회로 전류 목표치 Iin.i*(승압 회로 전류 목표치 Iin.1*, Iin.2*)를 구한다. 제2 연산부(61)는 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*를 제3 가산기(62)에 준다.
제1 승압 회로(10)는 이 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*에 의해서 피드백 제어된다.
제3 가산기(62)에는, 승압 회로 전류 목표치 Iin.1* 외에, 현재의 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1가 주어진다.
제3 가산기(62)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*와, 현재의 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(63)에 준다.
보상기(63)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여 연산을 하고, 또한 제4 가산기(64)에 의해서 직류 입력 전압 검출치 Vg.1로부터 이것을 감산함으로써, 이 차분을 수속시켜 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1를 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*로 할 수 있는 제1 승압 회로 전압 참조치 Vbc1#를 구한다. 이 제1 승압 회로 전압 참조치 Vbc1#를 제1 연산부(51)로부터 주어지는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 제1 승압 회로 제어부(32)에 줌으로써, 제1 승압 회로(10)에 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따른 전압을 출력하게 한다.
제1 승압 회로(10)가 출력한 전력은, 직류 리액터(15)에 주어져, 새로운 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1으로서 피드백된다. 그리고, 제3 가산기(62)에 의해서 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*와 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1 사이의 차분이 재차 연산되고, 상기와 마찬가지로, 이 차분에 기초하여 제1 승압 회로(10)가 제어된다.
이상과 같이 하여, 제1 승압 회로(10)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*와 제1 승압 회로 전류 검출치 Iin.1에 의해서 피드백 제어된다(단계 S8).
또한, 제2 연산부(61)는 승압 회로 전류 목표치 Iin.2*를 제5 가산기(72)에 준다.
제2 승압 회로(41)는 이 승압 회로 전류 목표치 Iin.2*에 의해서 피드백 제어된다.
제5 가산기(72)에는, 승압 회로 전류 목표치 Iin.2* 외에, 현재의 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2가 주어진다.
제5 가산기(72)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin.2*와, 현재의 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(73)에 준다.
보상기(73)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여 연산을 하고, 또한 제6 가산기(74)에 의해서 직류 입력 전압 검출치 Vg.2로부터 이것을 감산함으로써, 이 차분을 수속시켜 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2를 승압 회로 전류 목표치 Iin.2*로 할 수 있는 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#를 구한다. 이 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#를 제1 연산부(51)로부터 주어지는 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*와 비교함으로써 얻어지는 제어 신호를 제2 승압 회로 제어부(35)에 줌으로써, 제2 승압 회로(41)에 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따른 전압을 출력하게 한다.
이와 같이 하여, 제2 승압 회로(41)는, 승압 회로 전류 목표치 Iin.2*와 제2 승압 회로 전류 검출치 Iin.2에 의해서 제1 승압 회로(10)와 마찬가지로 피드백 제어된다(단계 S8).
상기 단계 S8 후, 제어 처리부(30)는, 상기 식(1)에 기초하여, 현재의 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉를 구한다(단계 S9).
제어 처리부(30)는, 이전 연산 시의 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉와 비교하여, 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉가 최대치가 되도록(최대 전력점을 추종하도록) 직류 입력 전류 목표치 Ig.i*를 설정한다.
이상에 의해서, 제어 처리부(30)는, 제1 어레이(2) 및 제2 어레이에 대한 MPPT 제어를 행하면서, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)를 제어한다.
도 8은 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 일례를 도시하는 도면이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 파선은 상용 전력 계통(3)의 전압 파형을 나타내고 있고, 실선은 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형을 나타내고 있다.
인버터 장치(1)는, 도 7의 흐름도에 따른 제어에 의해서, 도 8에 도시하는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 전압 목표치로 하여 전력을 출력한다.
따라서, 인버터 장치(1)는, 도 9에 도시하는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형에 따른 전압의 전력을 출력한다.
도면에 도시하는 것과 같이, 양쪽 파형은 전압치 및 주파수는 상호 거의 동일하지만, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상 쪽이 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 몇 도(度) 진상(進相)하고 있다.
본 실시형태의 제어 처리부(30)는, 상술한 것과 같이, 제1 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 실행하는 중에, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상을 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 약 3도 진상시키고 있다.
인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 위상을 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 진상시키는 각도는, 몇 도이면 되고, 후술하는 것과 같이, 상용 전력 계통(3)의 전압 파형과의 사이에서 차분을 구했을 때에 얻어지는 전압 파형이, 상용 전력 계통(3)의 전압 파형에 대하여 90도 나아간 위상이 되는 범위에서 설정된다. 예컨대, 0도보다 크면서 또한 10도보다 작은 값의 범위에서 설정된다.
〔3 승압 회로의 전압 목표치에 관해서〕
본 실시형태에 있어서, 제2 승압 회로(41)에 접속되어 있는 제2 어레이(40)는, 상술한 것과 같이, 제1 어레이(2)가 출력하는 전력의 전압보다도 작은 전압으로 전력을 출력하는 구성으로 되어 있다.
그 한편, 상기 식(6), 식(7) 및 도 7의 단계 S6에 도시하는 것과 같이, 양쪽 승압 회로(10, 41)가 출력하는 전력의 전압 목표치인 승압 회로 전압 목표치 Vo*는 다음과 같이 설정된다.
즉, 제1 어레이(2)에 의한 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와, 제2 어레이(40)에 의한 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2가 비교되어, 보다 높은 전압인 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1가 선택된다(상기 식(7)).
이어서, 선택된 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 비교하여 보다 높은 쪽의 값을 채용함으로써 승압 회로 전압 목표치 Vo*를 구하도록 구성되어 있다.
도 9는 승압 회로 전압 목표치 Vo*를 구하는 방법을 도시하는 모식도이며, 도 9(a)는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*와 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1의 비교를 나타낸 도면이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.
제어 처리부(30)는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 비교하여 보다 높은 쪽의 값을 채용하기 때문에, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치 중, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상인 부분에 관해서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 따르고, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하인 부분에 관해서는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1에 따르는 파형으로 된다.
도 9(b)는 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 파형을 도시하는 도면이다. 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 도면에 도시하는 것과 같이, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상인 부분에 관해서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따른 파형으로 되고, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하인 부분에 관해서는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 따른 파형으로 되고 있다.
따라서, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 도면에 도시하는 것과 같이, 최저 전압치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1이기 때문에, 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2보다도 그 전압은 항상 커져, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 밑도는 것을 방지할 수 있다.
즉, 제2 승압 회로(41)는 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따른 전압의 전력을 출력하기 위해서 항상 승압을 행한다.
예컨대, 제2 승압 회로(41)가 출력하는 전력을, 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2를 기준으로 승압했다고 하면, 제2 승압 회로(41)가 출력하는 전력은, 도 9(c) 중, 범위 K에 있어서, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 전압치가 낮아져, 제1 어레이(2)만으로부터 전력 공급되었을 때에, 제2 어레이(40)로부터의 전력 공급을 얻을 수 없게 된다. 이 때문에, 양쪽 어레이(2, 40) 전체적인 전원 효율을 저하시킬 우려가 생긴다.
이 점에서, 본 실시형태에서는, 도 9(c)에 도시하는 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하가 되는 범위 K에 있어서, 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 전압치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 거의 일치하도록 제2 승압 회로(41)를 제어하기 때문에, 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 최저 전압치를, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 거의 일치시킬 수 있다.
이에 따라, 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 전압치가 제1 승압 회로(10)가 출력하는 전력의 전압치보다도 크게 밑도는 것을 방지할 수 있다. 이 결과, 제2 승압 회로(41)를 통한 제2 어레이(40)로부터의 전력 공급을 얻을 수 없게 되는 기간 K이 생기는 것을 방지할 수 있어, 전원 효율의 저하를 억제할 수 있다.
또한, 본 실시형태에서는, 각 승압 회로 각각의 전류 목표치인 승압 회로 전류 목표치 Iin.i*를 구하기 때문에, 상기 식(8)에 나타내는 것과 같이, 각 승압 회로(10, 41) 각각의 전류 목표치를 적합하게 얻을 수 있다. 그 결과, 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 최저 전압치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 거의 일치한다
제1 승압 회로(10)를 승압 회로 전류 목표치 Iin.1에 기초하여 제어하면, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 낮은 기간에는 승압을 정지하고, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 높은 기간에는 승압이 행해진다.
이 때, 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 전압치(제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2)와 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1가 거의 일치하는 상태란, 제1 승압 회로(10)와 제2 승압 회로(41)로부터 전력이 공급되었을 때에, 쌍방으로부터 전력 공급을 얻을 수 있을 정도로 전압이 일치하고 있는 상태를 말한다.
도 10은 직류 입력 전압 검출치 Vg.1, Vg.2 및 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과를 각 목표치와 함께 도시하는 그래프이다.
도 10에서, 상단의 그래프는 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*와 계통 전압 검출치 Va의 관계를 도시하는 그래프, 중단의 그래프는 직류 입력 전압치 Vg.1, Vg.2와 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 관계를 도시하는 그래프, 하단의 그래프는 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*, Iin.2*를 도시하는 그래프이다.
도면에 도시하는 것과 같이, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상인 부분에 관해서는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따른 파형으로 되고, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하인 부분에 관해서는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 따른 파형으로 되고 있는 것을 확인할 수 있다.
〔4 제1 승압 회로 및 인버터 회로의 제어에 관해서〕
제1 승압 회로 제어부(32)(도 3)는 제1 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb1)를 제어한다. 또한, 인버터 회로 제어부(33)는 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 제어한다.
제1 승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 각각 제1 승압 회로용 반송파 및 인버터 회로용 반송파를 생성하고, 이들 반송파를 제어 처리부(30)로부터 주어지는 목표치인 제1 승압 회로 전압 참조치 Vbc1# 및 인버터 전압 참조치 Vinv#로 변조하여, 각 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.
제1 승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 상기 구동 파형에 기초하여 각 스위칭 소자를 제어함으로써, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 제1 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)에 출력하게 한다.
도 11(a)은 제1 승압 회로용 반송파와 제1 승압 회로 전압 참조치 Vbc1#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 또한, 도 11(a)에서는, 이해를 쉽게 하기 위해서, 제1 승압 회로용 반송파의 파장을 실제보다도 길게 하여 나타내고 있다.
제1 승압 회로 제어부(32)가 생성하는 승압 회로용 반송파는 극소치가 「0」인 삼각파이며, 진폭 A1이 제어 처리부(30)로부터 주어지는 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 되어 있다.
또한, 승압 회로용 반송파의 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록 승압 회로 제어부(32)에 의해서 설정된다.
또한, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상이 되는 기간 W1에는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간에는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 제1 승압 회로용 반송파의 진폭 A1도 승압 회로 전압 목표치 Vo*를 따라서 변화하고 있다.
이 때, 본 실시형태에서는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1가 250 볼트이고, 상용 전력 계통(3)의 전압 진폭이 288 볼트라고 하자.
제1 승압 회로 전압 참조치 Vbc1#의 파형(이하, 제1 승압 회로용 참조파 Vbc1#라고도 한다)은, 제어 처리부(30)가 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*에 기초하여 구하는 값이며, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 큰 기간 W1에 있어서 플러스의 값으로 되어 있다. 제1 승압 회로용 참조파 Vbc1#는, 기간 W1에는, 승압 회로 전압 목표치 Vo*가 이루는 파형과 근사한 파형으로 되어 있고, 제1 승압 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.
제1 승압 회로 제어부(32)는, 제1 승압 회로용 반송파와 제1 승압 회로용 참조파 Vbc1#를 비교하여, 제1 승압 회로용 참조파 Vbc1#가 제1 승압 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록 스위칭 소자(Qb1)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.
도 11(b)은 제1 승압 회로 제어부(32)가 생성한 스위칭 소자(Qb1)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 11(a)의 횡축과 일치하도록 도시하고 있다.
이 구동 파형은, 스위칭 소자(Qb1)의 스위칭 동작을 나타내고 있고, 스위칭 소자(Qb1)에 줌으로써, 상기 구동 파형에 따른 스위칭 동작을 실행시킬 수 있다. 구동 파형은, 전압이 0 볼트에서 스위칭 소자의 스위치를 오프, 전압이 플러스 전압에서 스위칭 소자의 스위치를 온으로 하는 제어 명령을 구성하고 있다.
제1 승압 회로 제어부(32)는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 전압치의 절대치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상이 되는 범위 W1에서 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하인 범위에서는 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Qb1)를 제어한다.
또한, 각 펄스폭은, 삼각파인 제1 승압 회로용 반송파의 절편에 의해서 정해진다. 따라서, 전압이 높은 부분일수록 펄스폭이 커지고 있다.
이상과 같이 하여, 제1 승압 회로 제어부(32)는, 제1 승압 회로용 반송파를 제1 승압 회로용 참조파 Vbc1#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스폭을 보인 구동 파형을 생성한다. 제1 승압 회로 제어부(32)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 제1 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb1)를 PWM 제어한다.
다이오드(16)에 병렬로 다이오드의 순방향으로 도통하는 스위칭 소자(Qbu)를 설치하는 경우, 스위칭 소자(Qbu)는, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형과 반전된 구동 파형을 이용한다. 단, 스위칭 소자(Qb)와 스위칭 소자(Qbu)가 동시에 도통하는 것을 막기 위해서, 스위칭 소자(Qbu)의 구동 펄스가 오프에서 온으로 이행할 때에 1 마이크로초 정도의 데드타임을 둔다.
도 12(a)는 인버터 회로용 반송파와 인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 또한 도 12(a)에서도, 이해를 쉽게 하기 위해서, 인버터 회로용 반송파의 파장을 실제보다도 길게 하여 나타내고 있다.
인버터 회로 제어부(33)가 생성하는 인버터 회로용 반송파는, 진폭 중앙이 0볼트의 삼각파이고, 그 한쪽 진폭이 승압 회로 전압 목표치 Vo*(콘덴서(23)의 전압 목표치)로 설정되어 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2은, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg의 2배(500 볼트)의 기간과, 상용 전력 계통(3)의 전압의 2배(최대 576 볼트)의 기간을 갖고 있다.
또한, 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령 등에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록 인버터 회로 제어부(33)에 의해서 설정된다.
또, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상이 되는 기간 W1에는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간인 기간 W2에는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.
인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형(이하, 인버터 회로용 참조파 Vinv#라고도 한다)은, 제어 처리부(30)가 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 구하는 값이며, 대략 상용 전력 계통(3)의 전압 진폭(288 볼트)과 동일하게 설정되어 있다. 따라서, 인버터 회로용 참조파 Vinv#는, 전압치가 -Vg.1~+Vg.1 범위의 부분에서, 인버터 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.
인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파 Vinv#를 비교하여, 인버터 회로용 참조파 Vinv#가 인버터 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록 스위칭 소자(Q1~4)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.
도 12(b)는 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 12(a)의 횡축과 일치하게 나타내고 있다.
인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 전압이 -Vg.1~+Vg.1의 범위 W2에서 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q1)를 제어한다.
도 12(c)는 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다.
인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q3)에 관해서는, 도면에서 파선으로 나타내고 있는 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 반전파와 반송파를 비교하여 구동 파형을 생성한다.
이 경우도, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#(의 반전파)의 전압이 -Vg.1~+Vg.1의 범위 W2에서 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q3)를 제어한다.
또한, 인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q2)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성하고, 스위칭 소자(Q4)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q3)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성한다.
이상과 같이, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파를 인버터 회로용 참조파 Vinv#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스폭을 보인 구동 파형을 생성한다. 인버터 회로 제어부(33)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 PWM 제어한다.
본 실시형태의 제1 승압 회로 제어부(32)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류가 승압 회로 전류 목표치 Iin.1*에 일치하도록 전력을 출력하게 한다. 이 결과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상이 되는 기간 W1(도 11)에 제1 승압 회로(10)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 제1 승압 회로(10)는, 기간 W1에 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상의 전압을 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 근사하도록 전력을 출력한다. 한편, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하인 기간에는, 승압 회로 제어부(32)는 제1 승압 회로(10)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 따라서, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하의 범위에서는, 제1 승압 회로(10)는, 제1 어레이(2)가 출력하는 직류 전력에 관해서 승압을 행하는 일없이 인버터 회로(11)에 출력한다.
또한, 본 실시형태의 인버터 회로 제어부(33)는, 교류 리액터(22)에 흐르는 전류가 인버터 전류 목표치 Iinv*에 일치하도록 전력을 출력하게 한다. 이 결과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*가 대략 -Vg.1~+Vg.1의 범위 W2(도 12)에서 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 즉, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 전압의 절대치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이하인 기간에 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다.
따라서, 인버터 회로(11)는, 제1 승압 회로(10)가 스위칭 동작을 정지하고 있는 동안, 스위칭 동작을 행하여, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 교류 전압을 출력한다.
한편, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 전압이 대략 -Vg.1~+Vg.1인 기간 W2 이외의 기간에는, 인버터 회로 제어부(33)는 인버터 회로(11)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 이 동안, 인버터 회로(11)에는 제1 승압 회로(10)에 의해 승압된 전력이 주어진다. 따라서, 스위칭 동작을 정지하고 있는 인버터 회로(11)는, 제1 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 강압하지 않고 출력한다.
즉, 본 실시형태의 인버터 장치(1)는, 제1 승압 회로(10)와 인버터 회로(11)를 교대로 전환하도록 스위칭 동작시키고, 각각이 출력하는 전력을 서로 겹치게 함으로써, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 출력한다.
이상과 같이 본 실시형태에서는, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력 중, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 높은 부분의 전압을 출력할 때는 제1 승압 회로(10)를 동작시키고, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 낮은 부분의 전압을 출력할 때는 인버터 회로(11)를 동작시키도록 제어된다. 따라서, 인버터 회로(11)가, 제1 승압 회로(10)에 의해서 승압된 전력을 강압하는 일이 없기 때문에, 전압을 강압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있으므로, 승압 회로의 스위칭에 의한 손실을 저감하여, 보다 고효율로 교류 전력을 출력할 수 있다.
또한, 제1 승압 회로(10) 및 인버터 회로(11)는, 함께 제어부(12)가 설정한 인버터 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*를 연산하기 때문에, 교대로 전환하도록 출력되는 승압 회로의 전력과 인버터 회로의 전력 사이에서 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.
또, 제어 처리부(30)의 제1 승압 회로 제어부(32)는, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 근소하게 낮은 전압치까지 제1 승압 회로(10)를 동작시키고, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 근소하게 낮은 전압치 이하가 될 때, 스위칭 동작을 정지시키도록 제어하여도 좋다.
이 경우, 제1 승압 회로(10)가 출력하는 전력과 인버터 회로(11)가 출력하는 전력이 중첩되는 부분을 적극적으로 둠으로써, 제1 승압 회로(10)와 인버터 회로(11)가 전환되는 부분에 있어서의 전류 파형을 순조롭게 연결시킬 수 있다.
여기서, 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 근소하게 낮은 전압치란, 제1 승압 회로(10)가 출력하는 전류 파형과 인버터 회로(11)가 출력하는 전류 파형을 순조롭게 연결시키기 위해서 설정되는 전압치이며, 양쪽 전류 파형을 순조롭게 연결시키는 데 필요한 만큼 제1 승압 회로(10)의 출력과 인버터 회로(11)의 출력이 중첩되도록 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1보다도 낮게 설정된 전압치를 말한다.
도 13은 참조파 및 각 스위칭 소자(Qb1, Q1~Q4)의 구동 파형의 일례를 도시하는 도면이다.
도 13에서, 최상단에서부터 순차 인버터 회로의 참조파 Vinv# 및 반송파, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형, 제1 승압 회로의 참조파 Vbc1# 및 반송파, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형, 그리고 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 목표치 및 실측치를 나타내는 그래프를 도시하고 있다. 이들 각 그래프의 횡축은 시간을 나타내고 있으며, 상호 일치하도록 나타내고 있다.
도면에 도시하는 것과 같이, 출력 전류의 실측치 Ia는 목표치 Ia*와 일치하도록 제어되고 있는 것을 알 수 있다.
또한, 제1 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb1)의 스위칭 동작의 기간과, 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)의 스위칭 동작의 기간은 상호 교대로 전환되도록 제어되고 있는 것을 알 수 있다.
〔5 제2 승압 회로의 제어에 관해서〕
제2 승압 회로 제어부(35)(도 3)는 제2 승압 회로(41)의 스위칭 소자(Qb2)를 제어한다.
제2 승압 회로 제어부(35)는, 제2 승압 회로용 반송파를 생성하고, 이 반송파를 제어 처리부(30)로부터 주어지는 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#로 변조하여, 스위칭 소자(Qb2)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.
제2 승압 회로 제어부(35) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 상기 구동 파형에 기초하여 각 스위칭 소자를 제어함으로써, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 파형에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 인버터 회로(11)에 출력하게 한다.
도 14(a)는 제2 승압 회로용 반송파와 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.
제2 승압 회로 제어부(35)가 생성하는 제2 승압 회로용 반송파는 삼각파이며, 그 진폭이 승압 회로 전압 목표치 Vo*의 전압 진폭의 폭과 동일한 값(진폭 A1)으로 설정되어 있다. 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령 등에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록 제2 승압 회로 제어부(35)에 의해서 설정된다.
이 때, 본 실시형태에서는, 제2 직류 입력 전압 검출치 Vg.2가 150 볼트라고 하자.
승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 대략 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1 이상이 되는 기간에는, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간에는 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1를 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 제2 승압 회로용 반송파의 진폭도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.
제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#의 파형(이하, 제2 승압 회로용 참조파 Vbc2#라고도 한다)은, 제어 처리부(30)가 승압 회로 전류 목표치 Iin.2*에 기초하여 구하는 값이며, 제1 승압 회로용 참조파 Vbc1#와 달리, 전역에 걸쳐 거의 플러스의 값으로 되어 있다. 따라서, 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#는 제2 승압 회로용 반송파의 거의 전역에 걸쳐 교차하고 있다.
제2 승압 회로 제어부(35)는, 제2 승압 회로용 반송파와 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#를 비교하여, 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#가 제2 승압 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 제2 승압 회로용 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록 스위칭 소자(Qb2)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.
도 14(b)는 제2 승압 회로 제어부(35)가 생성한 스위칭 소자(Qb2)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 14(a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.
제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#는, 상술한 것과 같이, 전역에 걸쳐 제2 승압 회로용 반송파에 교차하고 있다. 따라서, 제2 승압 회로 제어부(35)는, 전역에 걸쳐 스위칭 소자(Qb2)에 의한 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다.
이상과 같이 하여, 제2 승압 회로 제어부(35)는, 제2 승압 회로용 반송파를 제2 승압 회로 전압 참조치 Vbc2#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스폭을 보인 구동 파형을 생성한다. 제2 승압 회로 제어부(35)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 제2 승압 회로(41)의 스위칭 소자(Qb2)를 PWM 제어한다.
상기 구동 파형에 기초한 제어에 의해서 제2 승압 회로(41)는, 제2 승압 회로 전류 목표치 Iin2*에 근사한 전류 파형을 출력한다. 이에 따라, 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 최저 전압치가 제1 직류 입력 전압 검출치 Vg.1와 거의 일치하기 때문에(도 9(b) 참조), 제2 승압 회로(41)로부터 출력되는 전력의 전압치가 제1 승압 회로(10)가 출력하는 전력의 전압치보다도 크게 밑도는 것을 방지할 수 있다. 이 결과, 제2 승압 회로(41)를 통한 제2 어레이(40)로부터의 전력 공급을 얻을 수 없게 되는 기간이 생기는 것을 방지할 수 있어, 전원 효율의 저하를 억제할 수 있다.
제2 승압 회로(41)가 인버터 회로(11)에 주는 전력의 전압은, 제1 승압 회로(10)가 인버터 회로(11)에 주는 전력(제1 승압 회로(10)가 승압한 전력 및 제1 어레이(2)가 출력하는 직류 전력)의 전압과 거의 일치한다. 따라서, 제2 승압 회로(41)가 인버터 회로(11)에 주는 전력은, 제1 승압 회로(10)가 인버터 회로(11)에 주는 전력에 중첩되어, 인버터 회로(11)에 주어진다.
인버터 회로(11)는, 양쪽 승압 회로(10, 41)로부터 주어진 전력에 의해서, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 출력한다.
〔6 출력되는 교류 전력의 전류 위상에 관해서〕
본 실시형태의 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)는, 제어부(12)에 의한 제어에 의해서, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을, 그 후단에 접속된 필터 회로(21)에 출력한다. 인버터 장치(1)는 필터 회로(21)를 통해 상용 전력 계통(3)에 교류 전력을 출력한다.
여기서, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*는, 상술한 것과 같이, 제어 처리부(30)에 의해서 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 몇 도 진상된 전압 위상으로서 생성된다.
따라서, 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전압도 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 몇 도 진상된 전압 위상으로 된다.
그러면, 필터 회로(21)의 교류 리액터(22)(도 2)의 양단에는, 한쪽이 양쪽 승압 회로(10, 41) 및 인버터 회로(11)의 교류 전압, 다른 쪽이 상용 전력 계통(3)과 서로 몇 도 전압 위상이 틀어진 전압이 걸리게 된다.
도 15(a)는 인버터 회로(11)로부터 출력된 교류 전압, 상용 전력 계통(3) 및 교류 리액터(22)의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 도시하는 그래프이다. 도면에서, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.
도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)의 양단이 서로 몇 도 전압 위상이 틀어진 전압이 걸리면, 교류 리액터(22)의 양단 전압은, 교류 리액터(22)의 양단에 걸리는 서로 몇 도 전압 위상이 틀어진 전압끼리의 차분이 된다.
따라서, 도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)의 양단 전압의 위상은 상용 전력 계통(3)의 전압 위상에 대하여 90도 나아간 위상이 된다.
도 15(b)는 교류 리액터(22)에 흐르는 전류 파형을 도시하는 그래프이다. 도면에서, 종축은 전류, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 횡축은 도 15(a)의 횡축과 일치하도록 나타내고 있다.
교류 리액터(22)의 전류 위상은 그 전압 위상에 대하여 90도 지연한다. 따라서, 도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)를 통해서 출력되는 교류 전력의 전류 위상은, 상용 전력 계통(3)의 전류 위상에 대하여 동기하게 된다.
따라서, 인버터 회로(11)가 출력하는 전압 위상은 상용 전력 계통(3)에 대하여 몇 도 진상하고 있지만, 전류 위상은 상용 전력 계통(3)의 전류 위상에 대하여 일치한다.
이로써, 인버터 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형은 상용 전력 계통(3)의 전압 위상과 일치한 것으로 된다.
이 결과, 상용 전력 계통(3)의 전압과 동 위상의 교류 전력을 출력할 수 있다.
〔7 기타〕
또한, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되는 것이 아니다. 상기 실시형태에서는, 제1 어레이(2) 및 제2 어레이(40)의 2개의 태양전지 어레이를 인버터 회로(11)에 대하여 병렬로 접속한 경우를 예시했지만, 예컨대, 보다 다수의 태양전지 어레이 및 태양전지 어레이가 접속되는 승압 회로를 접속하여도 좋다. 이 경우, 접속한 다수의 태양전지 어레이 중, 출력 전력의 전압치의 가장 높은 태양전지 어레이를 상기 실시형태의 제1 어레이(2)로 하고, 다른 어레이를 상기 실시형태의 제2 어레이(40)로 할 수 있다.
이 경우에 있어서도, 전압치가 가장 높은 태양전지 어레이에 있어서의 최적 동작점의 전압치를 제1 입력 전압 설정치 Vset1로 하고, 다른 태양전지 어레이로부터 출력되는 전력의 최저 전압치가 제1 입력 전압 설정치 Vset1와 거의 일치하도록 다른 태양전지 어레이를 제어한다.
이 경우도 다수의 태양전지 어레이로부터의 전력 공급을 얻을 수 없게 되는 기간이 생기는 것을 방지할 수 있어, 상기 인버터 장치(1)의 효율 저하를 억제할 수 있다.
또한, 상기 실시형태에서는 인버터 회로, 제1 승압 회로 및 제2 승압 회로의 반송파의 진폭을 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 했지만, 콘덴서(19)의 양단 전압을 검출하기 위한 전압 센서를 설치하여 승압 회로 전압 검출치 Vo를 얻고, 이것을 이용하여 제어를 할 수도 있다.
이 경우, 반송파의 진폭으로서 승압 회로 전압 검출치 Vo를 이용할 수 있다. 이에 따라, 계통 전압 또는 직류 전원의 출력 전압이 변동되었을 때에도 보다 왜곡이 적은 교류 전류를 출력할 수 있다.
〔8 부기〕
또한, 상기 실시형태에 있어서의 각 시뮬레이션에 관해서는, 실제 기기를 이용한 검증에 의해서도 같은 결과를 얻을 수 있음이 확인되었다.
《교류에서 직류로의 변환 장치》
〔전체 구성〕
이어서, 교류에서 직류로의 전력 변환을 행하는 변환 장치(1R)의 일 실시형태에 관해서 설명한다.
도 16은 이러한 변환 장치(1R)를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다. 도면에서, 변환 장치(1R)의 2 계통의 출력단에는 각각 축전지(81, 82)가 접속되고, 입력단에는 상용 전력 계통(3)(교류 계통)이 접속되어 있다. 이 축전 시스템은, 상용 전력 계통(3)으로부터 제공되는 전력을 교류에서 직류로 변환하여, 축전지(81, 82)에 축적할 수 있다.
변환 장치(1R)는, 상용 전력 계통(3)으로부터 수전(受電)한 교류를 직류로 변환하는 AC/DC 컨버터(11u)와, AC/DC 컨버터(11u)의 출력 전압을 강압하는 DC/DC 컨버터인 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)와, 이들 회로(10d, 11u, 41d)의 동작을 제어하는 제어부(12)를 구비하고 있다. 도 1과의 비교에 의해 분명한 것과 같이, 에너지의 흐름이 역방향으로 되어 있다.
도 17은 변환 장치(1R)의 회로도의 일례이다. 도 2와의 차이는, 우선 도 2에 있어서의 태양전지 어레이(2, 40)가 축전지(81, 82)로 치환되어 있다는 점이다. 또한, 변환 장치(1R)로서는, 도 2의 제1 승압 회로(10), 제2 승압 회로(41)가 각각 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)로 치환되고, 도 2에서는 인버터 회로(11)였던 회로가, 구성 요소는 동일하지만, 교류 리액터(22)와 협동하여 승압도 가능한 AC/DC 컨버터(11u)가 된다.
제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)는, 도 2과 같은 다이오드(16, 43)와 각각 병렬로 스위칭 소자(Qa1, Qa2)를 이용하고 있다. 스위칭 소자(Qa1, Qa2)로서는, 예컨대 도시하는 IGBT 또는 FET을 이용할 수 있다.
변환 장치(1R)의 그 밖의 구성은 도 2의 인버터 장치(1)와 기본적으로 마찬가지이다. 따라서, 이 변환 장치(1R)는 양방향성이 있어, 태양광 발전 패널을 접속하면 도 2의 인버터 장치(1)와 동일한 동작을 할 수 있다. 또한, 축전지(81, 82)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 자립 운전을 행할 수도 있다.
또, 변환 장치(1R)가 인버터 장치로서 동작하는 경우는, 스위칭 소자(Qa1, Qa2)는 항상 오프인 상태가 되거나 또는 각각 스위칭 소자(Qb1, Qb2)와 교대로 온 동작하도록 제어부(12)에 의해 제어된다. 또한, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)는 각각 승압 회로가 되고, AC/DC 컨버터(11u)는 인버터 회로가 된다.
상용 교류 계통(3)의 교류 전력에 기초하여 축전지(81, 82)를 충전하는 경우, 제어부(12)는 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 동작을 제어하여 동기 정류를 할 수 있다. 또한, 교류 리액터(22)의 존재 하에서 PWM 제어를 행함으로써, 승압하면서 정류를 행할 수 있다. 이렇게 해서, AC/DC 컨버터(11u)는 상용 교류 계통(3)으로부터 주어지는 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다.
제1 강압 회로(10d)는 강압 쵸퍼 회로를 구성하고, 스위칭 소자(Qb1, Qa1)는 제어부(12)에 의해서 제어된다. 또한, 제2 강압 회로(41d)는 강압 쵸퍼 회로를 구성하고, 스위칭 소자(Qb2, Qa2)는 제어부(12)에 의해서 제어된다.
또한, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)의 스위칭 동작은, AC/DC 컨버터(11u)와의 사이에서 스위칭 동작을 행하는 기간이 교대로 전환되도록 제어된다. 따라서, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)는, 각각 스위칭 동작을 행하고 있는 기간에는, 강압한 전압을 축전지(81, 82)에 출력하고, 스위칭 동작을 정지(스위칭 소자(Qb1, Qb2)가 오프, 스위칭 소자(Qa1, Qa2)가 온)한 기간은, AC/DC 컨버터(11u)가 출력하여 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)에 입력한 직류 전압을, 각각 직류 리액터(15, 42)를 통해 각각 축전지(81, 82)에 준다. 단, 축전지(81, 82)의 충전 상태나 전압에 따라서는, 전압 조정을 위해서, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d) 중 한쪽은 스위칭 동작을 정지하고 있지만, 다른 쪽은 강압을 위한 스위칭 동작을 행하는 경우가 있다.
〔전압 파형의 개요〕
도 18은 변환 장치(1R)의 동작을 개념적으로 도시하는 전압 파형의 도면이다.
(a)는 AC/DC 컨버터(11u)로의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 일례를 도시한다. 이것은, 대략 상용 교류의 전파(全波) 정류 파형이다. 2점쇄선은, 충전을 위한 직류 전압 Vg(식(7)과 마찬가지)을 나타낸다. (b)에 도시하는 것과 같이, 직류 전압 Vg 쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 높은 구간(t0~t1, t2~t3, t4~)에서는, AC/DC 컨버터(11u)가 스위칭 동작하고, 교류 리액터(22)와의 협동에 의해 승압 동작한다.
한편, 이들 구간(t0~t1, t2~t3, t4~)에 있어서 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)의 적어도 한쪽은 강압 동작을 정지하고 있다. 또한 (b)에 도시하는 가는 스트라이프는 실제로는 PWM 펄스열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 다르다. 따라서, 만일 이 상태의 전압이 축전지(81, 82)에 인가되었다고 하면, (c)에 도시하는 것과 같은 파형이 된다.
한편, 직류 전압 Vg 쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 낮은 구간(t1~t2, t3~t4)에서는, AC/DC 컨버터(11u)는 스위칭을 정지하고, 대신에 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)가 동작한다. 또한 여기서 말하는 스위칭이란, 예컨대 20 kHz 정도의 고주파 스위칭을 의미하며, 동기 정류를 행하는 정도(상용 주파수의 2배)의 저주파의 스위칭은 아니다. 또한, AC/DC 컨버터(11u)의 스위칭 정지에 의해 스위칭 소자(Q1~Q4)가 전부 오프라도, 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 내장 다이오드를 통해서 정류된 전압이 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)에 입력된다. 단, 도통 손실을 저감하기 위해서는 동기 정류를 행하는 것이 바람직하다.
동기 정류를 행하는 경우의 AC/DC 컨버터(11u)는, 제어부(12)의 제어에 의해, 교류 전압 Va의 부호가 플러스인 기간에는, 스위칭 소자(Q1, Q4)를 온, 스위칭 소자(Q2, Q3)를 오프로 하고, 또한, 교류 전압 Va의 부호가 마이너스인 기간에는, 이들의 온/오프를 반전한다. 이 반전의 주파수는 상용 주파수의 2배이기 때문에, 고주파 스위칭에 비하면 주파수가 매우 작다. 따라서, 온/오프에 의한 손실도 매우 적다.
한편, 상기한 구간(t1~t2, t3~t4)에 있어서 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)는 강압 동작한다. (d)에 도시하는 가는 스트라이프는, 실제로는 PWM 펄스열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 다르다. 강압의 결과, (e)에 도시하는 원하는 직류 전압 Vg을 얻을 수 있다.
이상과 같이, 교류 전압에 기초한 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 낮은 기간만 AC/DC 컨버터(11u)가 동작하고, 그 밖의 기간에는 스위칭을 정지시킴으로써 AC/DC 컨버터(11u)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
마찬가지로, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 높은 기간만 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)가 동작하고, 그 밖의 기간에는 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)의 적어도 한쪽의 스위칭을 정지시킴으로써, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.
이렇게 해서, AC/DC 컨버터(11u)와 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)의 적어도 한쪽이 교대로 스위칭 동작하게 된다. 즉 AC/DC 컨버터(11u) 및 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d) 각각에 스위칭의 정지 기간이 생긴다. 또한, AC/DC 컨버터(11u)는, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 피크 및 그 근방을 피하여 동작하게 되기 때문에, 스위칭을 행할 때의 전압이 상대적으로 낮게 된다. 이것도 스위칭 손실의 저감에 기여한다. 이렇게 해서, 변환 장치(1R) 전체적인 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다.
〔제어의 사양〕
상기 변환 장치(1R)의 제어는, 도 2의 인버터 장치(1)에 의한 계통 연계의 제어를 역방향으로 본 유사한 제어로서 생각할 수 있다. 이것은, 인버터 장치(1)와 동일한 계통 연계를 하게 할 수 있는 변환 장치(1R)를 이용하여, 역방향의 동작에 있어서도 변환 장치(1R)의 효율을 높이는 데에 적합한 제어이다.
인버터 장치(1)에 있어서의 제반 양과 각각 대응하는 변환 장치(1R)에 있어서의 여러가지 양은 다음과 같이 된다. 또한, 축전지(81) 및 제1 강압 회로(10d)를 제1 직류 계통, 축전지(82) 및 제2 강압 회로(41d)를 제2 직류 계통이라고 하면, 제1 직류 계통에 관해서는 i가 1이고, 제2 직류 계통에 관해서는 i가 2이다.
Ia.i* : 상용 전력 계통(3)으로부터의 입력 전류 목표치
Iin.i : 강압 회로 전류 검출치
Iin.i* : 강압 회로 전류 목표치
Iinv* : AC/DC 컨버터(11u)로의 교류 입력 전류 목표치
Ig.i* : 축전지(81, 82)에의 직류 입력 전류 목표치
Ic : 콘덴서(19)에 흐르는 전류
Ica : 콘덴서(23)에 흐르는 전류
Va : 계통 전압 검출치
Vg.i : 축전지 전압치
Vinv* : AC/DC 컨버터(11u)로의 교류 입력 전압 목표치
Vo* : 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)로의 입력 전압 목표치
Pin.i : 축전지(81, 82)로의 입력 전력
PLOSS : 변환 장치(1R)의 전력 손실
ηi : 변환 효율
따라서, 도 2의 인버터 장치(1)에 있어서의 상술한 식(1)~식(8)과 대응한 이하의 관계를 적용할 수 있다.
식(1)에 대응하는 축전지(81, 82)로의 입력 전력 평균치 〈Pin.i〉는,
〈Pin.i〉=〈Iin.i×Vg.i〉… (R1)
이다.
식(2)에 대응하는 상용 전력 계통(3)으로부터 각 축전지로의 입력 전류 목표치의 실효치 〈Ia.i*〉는,
〈Ia.i*〉=〈Ig.i*×Vg.i〉/(〈Va〉×ηi) … (R2)
이다.
식(3)에 대응하는 입력전류 목표치 Ia*는,
Ia.i*=(√2)×〈Ia.i*〉×sinωt … (R3)
이다.
식(4)에 대응하는 교류 입력 전류 목표치 Iinv*는,
Iinv*=ΣIa.i*-s CaVa … (R4)
이다.
상기 식(R4)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iinv*=ΣIa.i*-Ca×(d Va/dt)… (R4a)
가 된다.
또한, 식(5)에 대응하는 교류 입력 전압 목표치 Vinv*는,
Vinv*=Va-Za Iinv* … (R5)
이다.
상기 식(R5)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Vinv*=Va-Za×(d Iinv*/dt) … (R5a)
가 된다.
상기한 것과 같이, 교류 측의 목표치인 AC/DC 컨버터(11u)로의 입력 목표치(Iinv*, Vinv*)는, 도 17에 도시하는 AC/DC 컨버터(11u)와 필터 회로(21)와의 회로접속점(P)에서 설정된다. 따라서, 계통 연계를 행하는 경우와 마찬가지로, 상용 전력 계통(3)과 변환 장치(1R)의 회로 접속점보다 목표치의 설정점을 앞(AC/DC 컨버터(11u) 측)으로 이동하게 된다. 이러한, 말하자면 「역」 계통 연계에 의해 교류와 직류의 적절한 연계가 이루어진다.
또한, 식(6)에 대응하는 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)로의 입력 전압 목표치 Vo*는, 식(6)에 있어서의 Vgf 즉 (Vg-Z Iin.i*)이 Vgr 즉 (Vg+Z Iin.i*)으로 치환되어,
Vo*=Max(Vg+Z Iin.i*, Vinv*의 절대치) … (R6)
로 할 수 있다.
또한, 식(7)에 대응하여, 축전지 전압치 Va는, 축전지(81, 82)의 전압 중 최대치를 채용할 수 있다.
Vg=Max(Vg.i) … (R7)
또한, 강압 회로 전류 목표치 Iin.i*는,
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*-Ki{(sCaVa)Vinv*+(sCoVo*)×Vo*}]/(Vg.i+ZIin.i) … (R8)
이다.
상기 식(R8)은, 시간 t에서의 미분을 이용한 표현으로 하면,
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*-Ki{(Ca×dVa/dt)×Vinv*+(Co×dVo*/dt)×Vo*}]/(Vg.i+ZIin.i) … (R8a)
가 된다. 또한, 콘덴서(19)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ico라고 하면,
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*-Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+Ico×Vo*}]/(Vg.i+ZIin.i) … (R8b)
가 된다.
식(R8), 식(R8a), 식(R8b)에서, 제3항은 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, AC/DC 컨버터(11u)의 전력 목표치에 더하여 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.
또한, 미리 인버터 장치(1)의 전력 손실 PLOSS.i을 측정해 두면, 상기 식(R8a)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*-Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+(C×dVo*/dt)×Vo*}-PLOSS.i]/(Vg.i+ZIin.i) … (R8c)
마찬가지로, 상기 식(R8b)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.
Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*-Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv*+Ico×Vo*}-PLOSS.i]/(Vg.i+ZIin.i)… (R8d)
가 된다.
이 경우, 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여 무효 전력 및 전력 손실 PLOSS을 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin.i*의 값을 구할 수 있다.
이상과 같이 하여, 제어부(12)는, AC/DC 컨버터(11u)로의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압(Vg+Z Iin.i*)보다도 높은 부분의 전압을 출력할 때는, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)를 동작시키고, AC/DC 컨버터(11u) 에 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압(Vg+Z Iin.i*)보다도 낮은 부분의 전압을 출력할 때는 AC/DC 컨버터(11u)를 동작시키도록 제어된다. 그 때문에, AC/DC 컨버터(11u)에 의해서 승압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있음과 더불어 AC/DC 컨버터(11u) 및 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d)의 스위칭 손실을 저감하여, 보다 고효율로 직류 전력을 출력할 수 있다.
또한, 제1 강압 회로(10d), 제2 강압 회로(41d) 및 AC/DC 컨버터(11u)는, 함께 제어부(12)가 설정한 목표치에 기초하여 동작하기 때문에, 양쪽 회로의 고주파 스위칭 기간이 교대로 전환되도록 동작을 하더라도, AC/DC 컨버터(11u)에 입력되는 교류 전류에 위상 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.
또한, 상술한 것과 같이, 변환 장치(IR)는, 도 2의 인버터 장치(1)와 같은 계통 연계의 동작을 행할 수 있다. 따라서, 계통 연계를 행하는 직류/교류의 변환 및 교류/직류의 변환의 양방향에 사용 가능하여 효율 좋은 변환 장치를 실현할 수 있다.
《복합적인 변환 장치 - 제1 예》
이어서, 복합적인 전력 변환을 행하는 변환 장치(1R)의 일례에 관해서 설명한다.
도 19는 이러한 변환 장치(1R)를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다. 도면에서, 도 16과의 차이는, 직류 전원의 1 계통이 태양전지 어레이(2)로 되어 있는 점과, 승압 회로로서의 DC/DC 컨버터(10)가 설치되어 있는 점이다.
이 경우, 상용 전력 계통(3)으로부터 AC/DC 컨버터(11u) 및 DC/DC 컨버터(41d)를 통해 축전지(82)의 충전이 행해진다. 또한, 태양전지 어레이(2)의 출력은, DC/DC 컨버터(10)에 의해서 승압되어 직류 전력으로서 출력된다. 이 전력은 DC/DC 컨버터(41d)를 통해 축전지(82)의 충전에 사용된다.
태양전지 어레이(2)를 제1 계통(i는 1), 축전지(82)를 제2 계통(i는 2)으로 하면, AC/DC 컨버터(11u) 및 강압 회로(DC/DC 컨버터)(41d)에 관한 제어는, 식(R1)~식(R8d)에 있어서 i가 1인 식에서는 Ig.1*의 부호를 마이너스로 하고, 식(R2) 대신에 식(2)을 이용함으로써 가능하게 된다. 이 때 식(2) 및 식(R3)에 의해서 얻어지는, Ia.1는 Va에 대한 위상이 180도 틀어진 교류 파형으로 되고, Ia.2는 Va와 동 위상의 교류 파형으로 된다. 이후, 식(R4) 내지 식(R8d)에 따라서 제어 목표치를 계산하면 된다. 제1 계통의 출력 전력과 제2 계통로의 입력 전력이 일치하는 경우에는, 식(R4)에 의해서 얻어지는 상용 전력 계통(3)에의 출력 전류는 유효 전력이 제로가 되어, 무효 전력만으로 되지만, 식(R5) 이후의 계산에 지장은 없다.
이러한 제어에 의해, 태양전지 어레이(2)의 출력을 축전지(82)의 충전에 사용할 수 있다.
《복합적인 변환 장치 -제2 예》
이어서, 복합적인 전력 변환을 행하는 변환 장치(1R)의 다른 예에 관해서 설명한다.
도 20은 이러한 변환 장치(1R)를 갖춘 축전 시스템의 일례를 도시하는 블록도이다. 도면에서, 도 16과의 차이는, 직류 전원의 1 계통이 태양전지 어레이(2)로 되어 있는 점과, 승압 회로로서의 DC/DC 컨버터(10)가 설치되어 있는 점(도 19과 마찬가지)과, 인버터로서 동작하는 AC/DC 컨버터(11)가 존재한다는 점이다.
이 경우, 태양전지 어레이(2)의 출력은, DC/DC 컨버터(10)에 의해서 승압되어 직류 전력으로서 출력된다. 이 전력은 DC/DC 컨버터(41d)를 통해 축전지(82)의 충전에 사용된다. 또한, 축전지(82)의 충전에 사용하고도 남는 전력은 AC/DC 컨버터(11)를 통해 계통 연계하여 매전(賣電)할 수 있다.
태양전지 어레이(2)를 제1 계통(i는 1), 축전지(82)를 제2 계통(i는 2)으로 하면, AC/DC 컨버터(11) 및 승압 회로(DC/DC 컨버터)(10)에 관한 제어는, 식(1)~식(8d)에 있어서 i가 2인 식에서는 Ig.2*의 부호를 마이너스로 하고, 식(2) 대신에 식(R2)을 이용함으로써 가능하게 된다. 이 때 식(R2) 및 식(3)에 의해서 얻어지는, Ia.2는 Va에 대한 위상이 180도 틀어진 교류 파형으로 되고, Ia.1은 Va와 동 위상의 교류 파형으로 된다. 이후, 식(4) 내지 식(8d)에 따라서 제어 목표치를 계산하면 된다. 제1 계통의 출력 전력과 제2 계통로의 입력 전력이 일치하는 경우에는, 식(4)에 의해서 얻어지는 상용 전력 계통(3)에의 출력 전류는 유효 전력이 제로가 되어, 무효 전력만으로 되지만, 식(5) 이후의 계산에 지장은 없다.
이러한 제어에 의해, 태양광 발전에 의해서 축전지(82)를 충전하면서 남은 전력은 계통 연계에 의한 매전에 제공할 수 있다.
《보충 기재》
또한, 도 2, 도 17의 회로 구성에 있어서, DC/DC 컨버터(10, 10d, 41, 41d)에 포함되는 반도체 스위칭 소자 중 적어도 하나 및 DC/AC 인버터(11)(또는 AC/DC 컨버터(11u))에 포함되는 반도체 스위칭 소자에 SiC 소자를 이용하는 것이 바람직하다.
상술한 변환 장치(1)는, 고주파 스위칭의 횟수를 저감함으로써 반도체 소자의 스위칭 손실과 직류 리액터(15, 42) 및 교류 리액터(22)의 철손을 저감할 수 있지만, 반도체 소자의 도통 손실까지 저감할 수는 없다. 이 점에서, 반도체 소자로서 SiC 소자를 이용하면 도통 손실을 저감할 수 있으므로, 상술한 것과 같이 제어되는 변환 장치(1)에 SiC 소자를 이용함으로써, 양자의 상승 효과에 의해 높은 변환 효율을 얻을 수 있다.
한편, 이번에 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는, 상기한 의미가 아니라, 특허청구범위에 의해서 나타내어지며, 특허청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
1 : 인버터 장치(변환 장치) 1R : 변환 장치
2 : 제1 태양전지 어레이/제1 어레이 3 : 상용 전력 계통
10 : 제1 승압 회로(DC/DC 컨버터) 10d : 제1 강압 회로(DC/DC 컨버터)
11 : 인버터 회로 11u : AC/DC 컨버터
12 : 제어부 15 : 직류 리액터
16 : 다이오드 17 : 제1 전압 센서
18 : 제1 전류 센서 19 : 콘덴서
21 : 필터 회로 22 : 교류 리액터
23 : 콘덴서 24 : 제3 전류 센서
25 : 제3 전압 센서 26 : 콘덴서
30 : 제어 처리부 32 : 제1 승압 회로 제어부
33 : 인버터 회로 제어부 34 : 평균화 처리부
35 : 제2 승압 회로 제어부
40 : 제2 태양전지 어레이/제2 어레이
41 : 제2 승압 회로(DC/DC 컨버터) 41d : 제2 강압 회로(DC/DC 컨버터)
42 : 직류 리액터 43 : 다이오드
44 : 제2 전압 센서 45 : 제2 전류 센서
46 : 콘덴서 51 : 제1 연산부
52 : 제1 가산기 53 : 보상기
54 : 제2 가산기 61 : 제2 연산부
62 : 제3 가산기 63 : 보상기
64 : 제4 가산기 72 : 제5 가산기
73 : 보상기 74 : 제6 가산기
81, 82 : 축전지 P : 회로 접속점
Qb1, Qb2, Qa1, Qa2 : 스위칭 소자 Q1~Q4 : 스위칭 소자

Claims (7)

  1. 복수의 직류 전원의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 변환 장치로서,
    상기 부하와 접속되며 교류 리액터 및 제1 콘덴서를 포함하는 필터 회로와,
    상기 필터 회로를 통해 상기 부하와 접속되는 DC/AC 인버터와,
    상기 복수의 직류 전원의 각각과 상기 DC/AC 인버터의 사이에 설치되는, 전체로서의 복수의 DC/DC 컨버터와,
    상기 DC/AC 인버터와 상기 복수의 DC/DC 컨버터의 사이에 설치되는 제2 콘덴서와,
    상기 교류 전력의 전압, 상기 교류 리액터에 흐르는 전류 및 임피던스에 의한 전압 변화, 상기 제1 콘덴서 및 상기 제2 콘덴서에 각각 흐르는 무효 전류, 및 상기 각 직류 전력의 전압에 기초하여, 상기 복수의 DC/DC 컨버터의 각 전류 목표치를 상기 교류 전력의 전류와 동기하도록 설정하는 제어부
    를 구비하는 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 복수의 직류 전원에는 태양전지 어레이 및 축전지 중 적어도 한쪽이 포함되어 있고,
    상기 제어부는, 상기 전류 목표치에 기초하여, 각 DC/DC 컨버터에 배분하여야 할 전류 목표치를 설정하여, 직류 전원이 태양전지 어레이인 경우에는 그 출력을 행하게 하고, 직류 전원이 축전지인 경우에는 충전 또는 방전을 행하게 하는 변환 장치.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 복수의 직류 전원에 대응하는 숫자를 i(=1, 2, …), 상기 각 직류 전원으로부터 상기 부하로의 출력 전류 목표치를 Ia.i*, 상기 제1 콘덴서의 정전 용량을 Ca, 상기 교류 전력의 전압치를 Va, 상기 복수의 직류 전원의 각각에 기초한 전압을 VDC.i, 라플라스 연산자를 s라고 할 때, 상기 필터 회로와 상기 DC/AC 인버터의 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전류 목표치 Iinv*를 Ia.i*의 합계와 상기 제1 콘덴서에 흐르는 무효 전류를 합한 값으로 설정하고, 또한, 상기 교류 리액터의 임피던스를 Za라고 할 때, 상기 회로 접속점에서의 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*를,
    Vinv*=Va+ZaIinv*
    로 설정하고, 상기 전압 VDC.i 및 상기 DC/AC 인버터의 교류 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치 중 큰 어느 한 쪽을, 상기 DC/DC 컨버터의 출력 전압 목표치 Vo*로 설정하고, 상기 제2 콘덴서의 정전 용량을 C라고 할 때, 상기 DC/DC 컨버터의 전류 목표치 Iin.i*를,
    Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(sCaVa)Vinv*+(s CVo*)×Vo*}]/VDC.i(Ki는 ΣKi=1을 만족하는 임의의 상수의 조(組)임)
    로 설정하는 것인 변환 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 복수의 DC/DC 컨버터는 각각 직류 리액터를 포함하고,
    각 직류 리액터에 흐르는 전류와 임피던스에 의해서 발생하는 전압 변화를 상기 각 직류 전원의 전압 Vg.i로부터 뺀 전압을, 상기 각 직류 전력의 전압 또는 전압 VDC.i로 하는 것인 변환 장치.
  5. 제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 부하를 교류 전원으로 하는 변환 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 교류 전원으로부터 상기 복수의 직류 전원 중 적어도 하나에 전력을 공급하는 변환 장치.
  7. 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 복수의 DC/DC 컨버터 및 상기 DC/AC 인버터에 포함되는 반도체 스위칭 소자 중 적어도 하나에 SiC 소자를 이용하는 변환 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190034072A (ko) * 2017-09-22 2019-04-01 가부시키가이샤 히다치 산키시스템 계통 연계 시스템, 그것에 사용하는 발전 컨트롤러, 및 그 운전 방법

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10205407B2 (en) * 2015-09-16 2019-02-12 sonnen GmbH Inverter device, energy storage system and method of controlling an inverter device
CN108370217B (zh) * 2015-12-03 2020-08-18 北京Abb电气传动系统有限公司 斩波器组件及其控制方法
JP6558254B2 (ja) * 2016-01-18 2019-08-14 住友電気工業株式会社 電力変換システム及びその制御方法
WO2017212572A1 (ja) * 2016-06-08 2017-12-14 三菱電機株式会社 系統連系インバータ装置
JP6195690B1 (ja) * 2016-11-08 2017-09-13 三菱電機株式会社 系統連系インバータ装置
JP6711250B2 (ja) * 2016-11-29 2020-06-17 オムロン株式会社 電力変換装置
WO2018185963A1 (ja) * 2017-04-03 2018-10-11 住友電気工業株式会社 電力変換装置及びその制御方法
JP6969391B2 (ja) * 2018-01-09 2021-11-24 オムロン株式会社 蓄電制御装置
JP6913056B2 (ja) * 2018-05-29 2021-08-04 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置の制御装置
JP6721097B2 (ja) * 2018-09-27 2020-07-08 ダイキン工業株式会社 直接形電力変換器、制御装置
JP7204489B2 (ja) * 2019-01-07 2023-01-16 株式会社Soken Ｄｃ・ａｃ変換装置の制御装置
WO2020157787A1 (ja) * 2019-01-28 2020-08-06 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN114342209A (zh) 2019-09-13 2022-04-12 米沃奇电动工具公司 具有宽带隙半导体的功率转换器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000152651A (ja) 1998-11-10 2000-05-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ装置
JP2002369544A (ja) * 2001-06-13 2002-12-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ
JP2003134667A (ja) 2001-10-17 2003-05-09 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 太陽光発電装置
JP2003348768A (ja) 2002-05-24 2003-12-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無停電電源装置
US20080150366A1 (en) * 2006-12-06 2008-06-26 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using dc power sources

Family Cites Families (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62200413A (ja) 1986-02-28 1987-09-04 Toshiba Corp 電力変換装置の制御装置
JP2804718B2 (ja) 1994-07-29 1998-09-30 三洋電機株式会社 太陽電池の最大電力点追尾制御方法及び装置
JP4195948B2 (ja) 1998-11-05 2008-12-17 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4200244B2 (ja) 1998-11-10 2008-12-24 パナソニック株式会社 系統連系インバータ装置
JP2000341862A (ja) * 1999-03-19 2000-12-08 Uinzu:Kk エネルギー変換装置
EP1039620A3 (en) 1999-03-19 2002-01-30 Winz Corporation Energy conversion apparatus
JP4379959B2 (ja) 1999-07-27 2009-12-09 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4487354B2 (ja) 1999-12-02 2010-06-23 パナソニック株式会社 系統連系インバータ
JP4622021B2 (ja) 2000-01-28 2011-02-02 パナソニック株式会社 系統連系インバータ制御装置
JP3742316B2 (ja) 2001-06-14 2006-02-01 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP2003009537A (ja) 2001-06-27 2003-01-10 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP3796460B2 (ja) 2002-03-28 2006-07-12 シャープ株式会社 太陽光発電システム用パワーコンディショナ
JP3928559B2 (ja) 2003-01-10 2007-06-13 トヨタ自動車株式会社 電圧変換装置、故障処理をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体および故障処理方法
JP4225923B2 (ja) 2004-01-19 2009-02-18 三洋電機株式会社 系統連系用インバータ装置
JP2005218157A (ja) * 2004-01-27 2005-08-11 Meiji Univ Ｄｃ／ｄｃコンバータ及びｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP4593973B2 (ja) 2004-05-26 2010-12-08 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
JP4468371B2 (ja) 2004-09-22 2010-05-26 三菱電機株式会社 太陽光発電システムおよびその昇圧ユニット
TWI305080B (en) 2005-05-06 2009-01-01 Delta Electronics Inc Non-isolated dc/ac converter
US8018748B2 (en) 2007-11-14 2011-09-13 General Electric Company Method and system to convert direct current (DC) to alternating current (AC) using a photovoltaic inverter
JP5643104B2 (ja) 2007-11-30 2014-12-17 アレンコン・アクイジション・カンパニー・エルエルシー 多相グリッド同期調整電流形インバータシステム
JP5325507B2 (ja) 2008-09-09 2013-10-23 東芝キヤリア株式会社 系統連系インバータ
US7768155B2 (en) 2008-10-10 2010-08-03 Enphase Energy, Inc. Method and apparatus for improved burst mode during power conversion
US8269372B2 (en) * 2008-12-23 2012-09-18 Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. Photovoltaic and fuel cell hybrid generation system using dual converters and single inverter and method of controlling the same
JP2011083170A (ja) 2009-10-09 2011-04-21 Sanyo Electric Co Ltd 系統連系インバータ装置及び電力制御システム
WO2011105589A1 (ja) 2010-02-26 2011-09-01 三洋電機株式会社 電力変換装置、系統連系装置及び系統連系システム
JP5579540B2 (ja) 2010-08-31 2014-08-27 一般財団法人電力中央研究所 パワーコンディショナの瞬低回復時の運転安定化方法、これを実施するパワーコンディショナ、及びパワーコンディショナの瞬低回復時の運転安定化用プログラム
JP5267589B2 (ja) 2011-02-03 2013-08-21 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力変換装置
US20140008986A1 (en) 2011-03-30 2014-01-09 Sanyo Electric Co., Ltd. Inverter system
US9331488B2 (en) * 2011-06-30 2016-05-03 Cyboenergy, Inc. Enclosure and message system of smart and scalable power inverters
JP5427845B2 (ja) * 2011-07-08 2014-02-26 山洋電気株式会社 電力給電システム
US9099938B2 (en) * 2011-12-16 2015-08-04 Empower Micro Systems Bi-directional energy converter with multiple DC sources
EP2896100A4 (en) 2012-09-11 2016-04-20 Enphase Energy Inc METHOD AND DEVICE FOR BIDIRECTIONAL POWER GENERATION IN A POWER MODULE
CN103684002B (zh) 2012-09-24 2016-12-21 通用电气公司 能量转换系统
JP6103874B2 (ja) 2012-10-12 2017-03-29 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置とその運転方法
JP2014090563A (ja) * 2012-10-30 2014-05-15 Diamond Electric Mfg Co Ltd パワーコンディショナー
JP5618022B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
JP5618023B1 (ja) 2013-06-11 2014-11-05 住友電気工業株式会社 インバータ装置
AU2015205308B2 (en) 2014-01-09 2018-07-05 Sumitomo Electric Industries, Ltd. Power conversion device and three-phase alternating current power supply device
JP6327106B2 (ja) 2014-01-10 2018-05-23 住友電気工業株式会社 変換装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000152651A (ja) 1998-11-10 2000-05-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ装置
JP2002369544A (ja) * 2001-06-13 2002-12-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 系統連系インバータ
JP2003134667A (ja) 2001-10-17 2003-05-09 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 太陽光発電装置
JP2003348768A (ja) 2002-05-24 2003-12-05 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無停電電源装置
US20080150366A1 (en) * 2006-12-06 2008-06-26 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using dc power sources

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Yong Wang et al., Novel Three-Phase Three-Level-Stacked Neutral Point Clamped Grid-Tied Solar Inverter with a Split Phase Controller, IEEE Trans on Power Electronics,vo.28,no.6 (2013.06.) *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20190034072A (ko) * 2017-09-22 2019-04-01 가부시키가이샤 히다치 산키시스템 계통 연계 시스템, 그것에 사용하는 발전 컨트롤러, 및 그 운전 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US10355620B2 (en) 2019-07-16
US20170229978A1 (en) 2017-08-10
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CN107155388B (zh) 2019-06-11
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AU2014408820B2 (en) 2019-07-04
KR102206954B1 (ko) 2021-01-25

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