JP2016082751A - 変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減して高い変換効率を実現するとともに、複数の直流電源を有効に活用できる変換装置を提供する。
【解決手段】複数の直流電源の直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する変換装置であって、交流リアクトル２２及び第１のコンデンサ２３を含むフィルタ回路２１と、フィルタ回路２１を介して負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータ１１と、複数の直流電源の各々とＤＣ／ＡＣインバータ１１との間に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータ１０，４１と、ＤＣ／ＡＣインバータ１１とＤＣ／ＤＣコンバータ１０，４１との間に設けられる第２のコンデンサ１９と、交流電力の電圧、交流リアクトル２２を流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、第１のコンデンサ２３及び第２のコンデンサ１９をそれぞれ流れる無効電流、並びに、各直流電力の電圧に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０，４１の各電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する制御部１２とを備えている。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流を交流に変換するか又は交流を直流に変換する変換装置に関する。

蓄電池から出力する直流電圧を交流電圧に変換して負荷に提供する変換装置は、ＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等のバックアップ電源装置として多く用いられている（例えば特許文献１（図１）参照。）。このような変換装置は、蓄電池の電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、直流を交流に変換するインバータとを備えている。また、変換装置は、双方向性があり、通常は、商用電源などの交流電源から出力される交流電圧を、充電に適した直流電圧に変換して蓄電池の充電を行っている。この場合、インバータはＡＣ／ＤＣコンバータとなり、ＤＣ／ＤＣコンバータは降圧の機能を発揮する。
一方、太陽光発電等の直流電源から得られる直流電力を交流電力に変換して交流電力系統との系統連系を行うことにも、変換装置（パワーコンディショナ）が用いられる（例えば特許文献２参照。）。

特開２００３−３４８７６８号公報 特開２０００−１５２６５１号公報 特開２００３−１３４６６７号公報

上記のような従来の変換装置において、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータは共に、スイッチング素子によって構成されており、常に高速なスイッチングを行っている。かかるスイッチング素子は微小なスイッチング損失を伴う。１回のスイッチング損失は微小であるものの、複数のスイッチング素子が高周波でスイッチングを行うと、全体としては、無視できない程度のスイッチング損失が生じる。このスイッチング損失は当然に、電力損失となる。

一方、直流から交流への変換装置としては、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとを交互に高周波スイッチングさせることでスイッチング損失を低減する提案がなされている（特許文献２参照。）。
ところが、例えば直流電源として太陽光発電パネルを用いる場合、複数の太陽光発電パネルを接続してなる太陽電池アレイを、変換装置に対して複数個並列に接続する場合がある（例えば、特許文献３参照。）。その場合、各太陽電池アレイで最適動作点が異なることがあるため、太陽電池アレイごとにＤＣ／ＤＣコンバータが用意される。これにより、各ＤＣ／ＤＣコンバータによって、対応する太陽電池アレイの動作点を最適に制御することができる。

しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータを複数個備えた構成とした上で、上記特許文献２において提案されているように、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのスイッチング動作を交互に停止させる制御を行う場合、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチングを停止させたときにインバータに与えられる電力は、各アレイのうち、最も高い電圧で電力を出力しているアレイからのみ供給されることとなる。よって、相対的に電圧の低いその他のアレイからは、電力の供給が得られない状態となる。これでは発電の効率が低下する。

同様のことは、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備える変換装置に複数の蓄電池を接続した場合において、交流から直流への変換を行う際にも想定される。例えば蓄電池の充電状態が異なる場合、蓄電池ごとの充電をＤＣ／ＤＣコンバータによって行いたいが、ＤＣ／ＤＣコンバータがスイッチングを停止する期間には、蓄電池の充電が適切に行えない場合が起こり得る。これでは充電の効率が低下する。

かかる問題点に鑑み、本発明は、複数の直流電源にそれぞれ対応したＤＣ／ＤＣコンバータを備える変換装置において、スイッチング損失を低減して高い変換効率を実現するとともに、複数の直流電源を有効に活用できるようにすることを目的とする。

本発明の変換装置は、複数の直流電源の直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する変換装置であって、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路を介して前記負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータと、前記複数の直流電源の各々と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの間に設けられる、全体として複数のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣインバータと前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられる第２のコンデンサと、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記各直流電力の電圧に基づいて、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータの各電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定する制御部と、を備えている。

本発明の変換装置によれば、高い変換効率を実現することができる。また、複数の直流電源を有効に活用することができる。

一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。 インバータ装置の回路図の一例である。 制御部のブロック図である。 第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。 平均化処理部が行う、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を平均化する際の態様を示す図である。 制御処理部による制御処理を説明するための制御ブロック図である。 両昇圧回路及びインバータ回路の制御処理を示すフローチャートである。 インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。 昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の求め方を示した模式図であり、（ａ）は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１との比較を表した図、（ｂ）は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の波形を示す図、（ｃ）は、第２昇圧回路が出力する電力を、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２を基準に昇圧した場合を示す図である。 直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、及び昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の経時変化をシミュレーションにより求めた結果を、各目標値とともに示したグラフであり、上段のグラフは、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と系統電圧検出値Ｖａとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２と、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊を示したグラフである。 （ａ）は、第１昇圧回路用搬送波と、第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形とを比較したグラフであり、（ｂ）は、第１昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子を駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフ、（ｂ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形、（ｃ）は、インバータ回路制御部が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。 参照波、及び各スイッチング素子の駆動波形の一例を示した図である。 （ａ）は、第２昇圧回路用搬送波と、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形とを比較したグラフ、（ｂ）は、第２昇圧回路制御部が生成したスイッチング素子を駆動するための駆動波形である。 （ａ）は、インバータ回路から出力された交流電圧、商用電力系統、及び交流リアクトルの両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフであり、（ｂ）は、交流リアクトルに流れる電流波形を示したグラフである。 交流から直流への電力変換を行う変換装置を備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。 図１６の変換装置の回路図の一例である。 図１６の変換装置の動作を概念的に示した電圧波形の図である。 複合的な電力変換を行う変換装置を備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。 複合的な電力変換を行う変換装置を備えた蓄電システムの他の例を示すブロック図である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）これは、複数の直流電源の直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する変換装置であって、前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路を介して前記負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータと、前記複数の直流電源の各々と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの間に設けられる、全体として複数のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＡＣインバータと前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられる第２のコンデンサと、前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記各直流電力の電圧に基づいて、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータの各電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定する制御部と、を備えている。

このような変換装置では、ＤＣ／ＡＣインバータと少なくとも１つのＤＣ／ＤＣコンバータとが、それぞれに、必要最低限の回数で高周波スイッチングを行う。また、ＤＣ／ＡＣインバータは、交流電圧の振幅のピーク及びその近傍を避けて動作し、ＤＣ／ＤＣコンバータは交流電圧のゼロクロスとその近傍を避けて動作することになるので、高周波スイッチングを行う際に、それぞれコンバータの半導体素子及びリアクトルに印加される電圧が相対的に低くなる。このことも、半導体素子のスイッチング損失及びリアクトルの鉄損の低減に寄与する。こうして、変換装置全体としての損失を低減することができる。また、この変換装置は、負荷が、交流電源が接続された交流系統であってもよく、直流電源から交流系統への系統連系のための変換を、高い効率で行うことができる。なお、上記「必要最小限の回数」となるために、理想的にはＤＣ／ＡＣインバータとＤＣ／ＤＣコンバータとで、交互に高周波スイッチングを行い、高周波スイッチングの時期が重ならないことが好ましいが、実際には若干の重なりが生じても、それぞれの停止期間があれば、損失は低減され、高効率化に寄与する。
また、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの各電流目標値を、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによる電圧変化、第１及び第２のコンデンサを流れる無効電流、及び各直流電力の電圧に基づいて、交流電力の電流と同期するように設定することによって、当該変換装置は、交流電力の電圧、周波数、及び出力電流が変化しても常に交流電圧と同期した（あるいは交流電圧に対して任意の位相角に制御された）歪みのない電流を出力することができる。

（２）また、（１）の変換装置において、前記複数の直流電源には太陽電池アレイ及び蓄電池の少なくとも一方が含まれており、前記制御部は、前記電流目標値に基づいて、各ＤＣ／ＤＣコンバータに配分すべき電流目標値を設定して、直流電源が太陽電池アレイである場合にはその出力を行わせ、直流電源が蓄電池の場合には充電又は放電を行わせるものであってもよい。
この場合、各太陽電池アレイの発電状況及び各蓄電池の充電状態に応じて適切に電流目標値を定めることができる。

（３）また、（１）又は（２）の変換装置において、前記制御部は、前記複数の直流電源に対応する数字をｉ（＝１，２，・・・）、前記各直流電源から前記負荷への出力電流目標値をＩａ.ｉ＊、前記第１コンデンサの静電容量をＣａ、前記交流電力の電圧値をＶａ、前記複数の直流電源のそれぞれに基づく電圧をＶ_ＤＣ.ｉ、ラプラス演算子をｓとするとき、前記フィルタ回路と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電流目標値Ｉｉｎｖ＊をＩａ.ｉ＊の合計と前記第１コンデンサに流れる無効電流を合わせた値に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをＺａとするとき、前記回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
Ｖｉｎｖ＊＝ Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊
に設定し、前記電圧Ｖ_ＤＣ.ｉ、及び、前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値のいずれか大きい方を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊に設定し、前記第２コンデンサの静電容量をＣとするとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊を、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（ｓＣａＶａ）Ｖｉｎｖ＊＋（ｓ ＣＶｏ＊）×Ｖｏ＊｝]／Ｖ_ＤＣ.ｉ （ＫiはΣＫｉ＝１を満たす任意の定数の組。）
に設定する、ことができる。

上記（３）の変換装置は、（１）の変換装置を実現するより具体的な制御方法を示した一例である。上記の各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊は、交流電力の電圧、交流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによる電圧変化、第１及び第２のコンデンサを流れる無効電流、及び各直流電力の電圧を全て反映しており、各直流電源の電圧や、交流出力電流が変化したときでも、常に交流出力電流に同期した電力を出力することができる。このため、各ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣインバータは必要最低限の回数の高周波スイッチングで、交流から直流への変換を行うことができるため、半導体スイッチング素子のスイッチング損失、交流及び直流リアクトルの鉄損が大幅に低減され、高い変換効率を得ることができる。さらに、出力される交流電力は品質が高く、商用系統への連系にも十分な低歪みの電流を得ることができる。

（４）また、（１）から（３）のいずれかの変換装置において、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータはそれぞれに直流リアクトルを含み、各直流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによって起こる電圧変化を前記各直流電源の電圧Ｖｇ.ｉから差し引いた電圧を、前記各直流電力の電圧又は電圧Ｖ_ＤＣ.ｉとすることができる。
この場合、直流リアクトルの電流とインピーダンスによる電圧降下も考慮しているため、各ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる電流が変化したときも常に正確な制御を行うことができる。

（５）また、（１）から（４）のいずれかの変換装置において、前記負荷を交流電源とすることができる。
この場合、前記交流電力の電圧は交流電源の電圧となるが、各ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値を、交流電力の電流と同期するように設定する制御部を備えているため、いわゆる系統連系運転を行うことができる。

（６）また、（５）の変換装置において、前記交流電源から前記複数の直流電源の少なくとも１つに電力を供給することができる。
この場合、交流電源から当該直流電源への入力電流目標値はＩａ.ｉ＊は直流側から見て交流電源の電圧と位相が反転した電流となるが、（３）に記載された各計算式がそのまま成立する。すなわち、（１）から（６）の変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換するだけでなく、交流電源の交流電力を直流に変換する双方向の変換器として利用することができる。複数の直流電源のうち、いずれかを直流電力の発生源とし、残りを、直流電力を吸収する直流負荷として動作させることもできる。

（７）また、（１）から（６）のいずれかの変換装置において、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣインバータに含まれる半導体スイッチング素子の少なくともいずれか１つにＳｉＣ素子を用いることができる。
（１）から（６）に記載された変換装置は高周波スイッチングの回数を低減することによって半導体素子のスイッチング損失と直流及び交流リアクトルの鉄損を低減することができるが、半導体素子の導通損失を低減することはできない。この点、半導体素子としてＳｉＣ素子を用いれば導通損失を低減することができるため、（１）から（６）に記載された変換装置と組み合わせると、両者の相乗効果により高い変換効率を得ることができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。

《系統連系機能を備えた、直流から交流への変換装置》
まず、系統連系機能を備えた、直流から交流への変換装置（以下、単にインバータ装置という。）について詳細に説明する。
〔１ 全体構成について〕
図１は、一実施形態に係るインバータ装置を備えたシステムの一例を示すブロック図である。図中、インバータ装置１の入力端には、直流電源としての第１太陽電池アレイ２及び第２太陽電池アレイ４０が接続され、出力端には、交流の商用電力系統３（交流系統）が接続されている。
このシステムは、第１太陽電池アレイ２（以下、単に第１アレイ２ともいう）及び第２太陽電池アレイ４０（以下、単に第２アレイ４０ともいう）が発電する直流電力を交流電力に変換し、商用電力系統３に出力する連系運転を行う。

第１アレイ２及び第２アレイ４０は、複数の太陽光発電パネル（モジュール）を直並列に接続して構成されている。本実施形態では、第２アレイ４０は、当該第２アレイ４０が出力する電力の電圧が、第１アレイ２が出力する電力の電圧よりも小さくなるような構成とされている。

インバータ装置１は、第１アレイ２が出力する直流電力が与えられる第１昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１０と、第２アレイ４０が出力する直流電力が与えられる第２昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）４１と、両昇圧回路１０，４１から与えられる電力を交流電力に変換して商用電力系統３に出力するインバータ回路（ＤＣ／ＡＣインバータ）１１と、これらの回路１０，１１，４１の動作を制御する制御部１２とを備えている。
第１昇圧回路１０と、第２昇圧回路４１とは、インバータ回路１１に対して並列に接続されている。

図２は、インバータ装置１の回路図の一例である。
第１アレイ２が接続されている第１昇圧回路１０は、直流リアクトル１５と、ダイオード１６と、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等からなるスイッチング素子Ｑｂ１とを備えており、昇圧チョッパ回路を構成している。
第１昇圧回路１０の入力側には、第１電圧センサ１７、第１電流センサ１８、及び平滑化のためのコンデンサ２６が設けられている。第１電圧センサ１７は、第１アレイ２が出力し、第１昇圧回路１０に入力される直流電力の第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１（直流入力電圧値）を検出し、制御部１２に出力する。第１電流センサ１８は、直流リアクトル１５に流れる電流である第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を検出し、制御部１２に出力する。

第２アレイ４０が接続されている第２昇圧回路４１は、直流リアクトル４２と、ダイオード４３と、ＩＧＢＴ等からなるスイッチング素子Ｑｂ２とを備えており、第１昇圧回路と同様、昇圧チョッパ回路を構成している。
また、第２昇圧回路４１の入力側には、第２電圧センサ４４、第２電流センサ４５、及び平滑化のためのコンデンサ４６が設けられている。第２電圧センサ４４は、第２アレイ４０が出力し、第２昇圧回路４１に入力される直流電力の第２直流入力電圧検出値Ｖｇ２を検出し、制御部１２に出力する。第２電流センサ４５は、直流リアクトル４２に流れる電流である第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２を検出し、制御部１２に出力する。

制御部１２は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２から入力電力Ｐｉｎ.１、Ｐｉｎ.２を演算し、第１アレイ２及び第２アレイ４０に対するＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking：最大電力点追従）制御を行う機能を有している。

両昇圧回路１０，４１と、インバータ回路１１との間には、平滑用のコンデンサ１９が接続されている。
インバータ回路１１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えている。これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御部１２に接続されており、制御部１２により制御可能とされている。制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作をＰＷＭ制御する。これにより、インバータ回路１１は、両昇圧回路１０，４１から与えられる電力を交流電力に変換する。

インバータ装置１は、インバータ回路１１と、商用電力系統３との間にフィルタ回路２１を備えている。
フィルタ回路２１は、２つの交流リアクトル２２と、コンデンサ２３とを備えて構成されている。フィルタ回路２１は、インバータ回路１１から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路２１により高周波成分が除去された交流電力は、商用電力系統３に与えられる。

また、フィルタ回路２１には、インバータ回路１１による出力の電流値であるインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ（交流リアクトル２２に流れる電流）を検出するための第３電流センサ２４が接続されている。さらに、フィルタ回路２１と、商用電力系統３との間には、商用電力系統３側の電圧値（系統電圧検出値Ｖａ）を検出するための第３電圧センサ２５が接続されている。

第３電流センサ２４及び第３電圧センサ２５は、検出したインバータ電流検出値Ｉｉｎｖ及び系統電圧検出値Ｖａを制御部１２に出力する。
制御部１２は、これら系統電圧検出値Ｖａ及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖと、上述の直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２に基づいて、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。

〔２ 制御部について〕
図３は、制御部１２のブロック図である。制御部１２は、図３に示すように、制御処理部３０と、第１昇圧回路制御部３２と、インバータ回路制御部３３と、平均化処理部３４と、第２昇圧回路制御部３５とを機能的に有している。
制御部１２の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部１２の機能を実現するソフトウェア（コンピュータプログラム）は、コンピュータの記憶装置（図示省略）に格納される。

第１昇圧回路制御部３２は、制御処理部３０から与えられる目標値と検出値に基づいて、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１を制御し、前記目標値に応じた電流の電力を第１昇圧回路１０に出力させる。
第２昇圧回路制御部３５は、制御処理部３０から与えられる目標値と検出値に基づいて、第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２を制御し、前記目標値に応じた電流の電力を第２昇圧回路４１に出力させる。
また、インバータ回路制御部３３は、制御処理部３０から与えられる目標値と検出値に基づいて、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御し、前記目標値に応じた電流の電力をインバータ回路１１に出力させる。

制御処理部３０には、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２、系統電圧検出値Ｖａ、及びインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２から、第１昇圧回路１０の第１入力電力Ｐｉｎ.１及びその平均値〈Ｐｉｎ.１〉、並びに、第２昇圧回路４１の第２入力電力Ｐｉｎ.２及びその平均値〈Ｐｉｎ.２〉を演算する。
制御処理部３０は、第１入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉に基づいて、第１昇圧回路１０の第１直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊（後に説明する）を設定し、第１アレイ２についてＭＰＰＴ制御を行うとともに、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
また、制御処理部３０は、第２入力電力平均値〈Ｐｉｎ.２〉に基づいて、第２昇圧回路４１の直流入力電流目標値Ｉｇ.２＊（後に説明する）を設定し、第２アレイ４０についてＭＰＰＴ制御を行うとともに、第１昇圧回路１０をフィードバック制御する機能も有している。

直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２は、平均化処理部３４、及び制御処理部３０に与えられる。

平均化処理部３４は、両電圧センサ１７，４４及び両電流センサ１８，４５から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を制御処理部３０に与える機能を有している。

図４は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１の経時変化をシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、後述するように、目標値に基づいて系統電圧と同期した波形として現れている。
また、第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１は、コンデンサ２６よりも入力側で検出される電流値である。

図４に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、系統電圧の１／２の周期で変動していることが判る。

図４に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１、及び第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１が周期的に変動する理由は、次の通りである。すなわち、インバータ装置１の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１は、第１昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作に応じて、交流周期の１／２周期でほぼ０Ａからピーク値まで大きく変動する。そのため、コンデンサ２６で変動成分を完全に取り除くことができず、第１直流入力電流検出値Ｉｇ.１は、交流周期の１／２周期で変動する成分を含む脈流となる。一方、太陽光発電パネルは出力電流によって出力電圧が変化する。
よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に生じる周期的な変動は、インバータ装置１が出力する交流電力の１／２周期となっている。つまり、商用電力系統３の１／２周期となっている。

平均化処理部３４は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１及び第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を平均化する。

図５は、平均化処理部３４が行う、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を平均化する際の態様を示す図である。

平均化処理部３４は、あるタイミングｔ１から、タイミングｔ２までの間の期間Ｌにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δｔごとに、与えられる第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１について複数回サンプリング（図中、黒点のタイミング）を行い、得られた複数の第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を求める。

ここで、平均化処理部３４は、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定する。また、平均化処理部３４は、時間間隔Δｔを、商用電力系統３の１／２周期の長さよりも十分短い期間に設定する。
これにより、平均化処理部３４は、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δｔは、例えば、商用電力系統３の周期の１／１００〜１／１０００、或いは、２０マイクロ秒〜２００マイクロ秒等に設定することができる。

なお、平均化処理部３４は、期間Ｌを予め記憶しておくこともできるし、第３電圧センサ２５から系統電圧検出値Ｖａを取得して商用電力系統３の周期に関する情報を取得することもできる。
また、ここでは、期間Ｌを商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定したが、期間Ｌは、少なくとも、商用電力系統３の１／２周期に設定すれば、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１の平均値を精度よく求めることができる。第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１は、上述のように、第１昇圧回路１０、及びインバータ回路１１の動作によって、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Ｌをより長く設定する必要がある場合、商用電力系統３の１／２周期の３倍や４倍といったように、期間Ｌを商用電力系統３の１／２周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。

上述したように、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１も、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の方法によって、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１の平均値も求める。

さらに、第２アレイ４０側である、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２、及び第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２も、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の理由により、商用電力系統３の１／２周期で周期的に変動する。
よって、平均化処理部３４は、図５に示した第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と同様の方法によって、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２、及び第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２それぞれの平均値も求める。

制御処理部３０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値をそれぞれ、期間Ｌごとに逐次求める。

平均化処理部３４は、求めた直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値を、制御処理部３０に与える。

本実施形態では、上述のように、平均化処理部３４が、直流入力電圧検出値Ｖｇ１，Ｖｇ２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ１，Ｉｉｎ２の平均値を求め、制御処理部３０は、これら値を用いて、両アレイ２，４０に対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御するので、両アレイ２，４０による直流電流が変動し不安定な場合にも、制御部１２は、両アレイ２，４０からの出力を直流入力電圧検出値Ｖｇ１，Ｖｇ２の平均値、及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ１，Ｉｉｎ２の平均値として精度よく得ることができる。この結果、ＭＰＰＴ制御を好適に行うことができ、電源効率が低下するのを効果的に抑制することができる。

また、上述したように、インバータ装置１の入力電流の変動によって、両アレイ２，４０が出力する直流電力の電圧（直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２）や電流（昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２）に変動が生じる場合、その変動周期は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期（商用電力系統３の１／２周期）と一致する。
この点、本実施形態では、商用電力系統３の周期長さの１／２の長さに設定された期間Ｌの間に、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２のそれぞれについて、交流系統の１／２周期よりも十分に短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２の平均値及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２の平均値を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２を精度よく求めることができる。

なお、両アレイ２，４０から与えられる直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２に生じる変動は、上述のように、インバータ回路１１等のインピーダンスの変動に起因している。よって、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２及び昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１，Ｉｉｎ.２は、インバータ回路１１が出力する交流電力の１／２周期よりも短い時間間隔Δｔで複数回サンプリングした結果から得られた値であってもよい。

制御処理部３０は、上述の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉，〈Ｐｉｎ.２〉に基づいて、直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊を設定し、この設定した直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊や、上記値に基づいて、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１それぞれに対する目標値を求める。
制御処理部３０は、求めた目標値を第１昇圧回路制御部３２、第２昇圧回路制御部３５、及びインバータ回路制御部３３に与え、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１それぞれをフィードバック制御する機能を有している。

図６は、制御処理部３０による制御処理を説明するための制御ブロック図である。
制御処理部３０は、インバータ回路１１の制御を行うための機能部として、第１演算部５１、第１加算器５２、補償器５３、及び第２加算器５４を有している。
また、制御処理部３０は、両昇圧回路１０，４１の制御を行うための機能部として、第２演算部６１、第３加算器６２、補償器６３、第４加算器６４、第５加算器７２、補償器７３、及び第６加算器７４を有している。

図７は、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の制御処理を示すフローチャートである。図６に示す各機能部は、図７に示すフローチャートに示す処理を実行することで、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。
以下、図７に従って、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の制御処理を説明する。

まず、制御処理部３０は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求め（ステップＳ９）、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊を設定する（ステップＳ１）。なお、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉＝〈Ｉｉｎ.ｉ×Ｖｇ.ｉ〉 ・・・（１）

なお、式（１）中、「ｉ」は、インバータ回路１１に接続された各昇圧回路に対応する数字であり、本実施形態では、「１」又は「２」である。「ｉ＝１」は、第１昇圧回路１０に対応し、「ｉ＝２」は、第２昇圧回路４１に対応している。よって、〈Ｐｉｎ.１〉は、第１昇圧回路１０における入力電力平均値を示しており、〈Ｐｉｎ.２〉は、第２昇圧回路４１における入力電力平均値を示している。
本実施形態では、制御処理部３０は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.１〉，〈Ｐｉｎ.２〉を求め、直流入力電流目標値Ｉｇ.１＊，Ｉｇ.２＊を設定する。

また、式（１）中、Ｉｉｎ.ｉは昇圧回路電流検出値、Ｖｇ.ｉは直流入力電圧検出値であり、これら昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉは、平均化処理部３４によって平均化された値である。
また、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
つまり、昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.ｉの平均値、及び直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉの平均値は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求めるために用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値又は実効値を示している。以下同じである。

制御処理部３０は、設定した直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊を、第１演算部５１に与える。
第１演算部５１には、直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊の他、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、系統電圧検出値Ｖａも与えられる。

第１演算部５１は、与えられた直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、変換効率ηｉ、及び系統電圧検出値Ｖａを用いて、下記式（２）に基づき、各直流電源を起源としてインバータ装置１としての系統に出力する出力電流目標値の実効値〈Ｉａ＊.ｉ〉を演算する。
各直流電源からの出力電流目標値の実効値〈Ｉａ.ｉ＊〉＝
〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉×ηｉ／〈Ｖａ〉・・・（２）

さらに、第１演算部５１は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を求める（ステップＳ２）。
ここで、第１演算部５１は、各出力電流目標値Ｉａ.ｉ＊を系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める。
各出力電流目標値Ｉａ.ｉ＊＝（√２）×〈Ｉａ.ｉ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）

次いで、第１演算部５１は、下記式（４）に示すように、インバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を演算する（ステップＳ３）。
インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊＝ΣＩａ.ｉ＊＋ｓ ＣａＶａ ・・・（４）

ただし、式（４）中、Ｃａは、コンデンサ２３の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝ΣＩａ.ｉ＊ ＋ Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（４ａ）
となる。
式（４），（４ａ）中、右辺第２項は、フィルタ回路２１のコンデンサ２３に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流目標値Ｉａ＊は、上記式（３）に示すように、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部３０は、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ回路１１を制御する。

第１演算部５１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を求めると、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊を第１加算器５２に与える。
インバータ回路１１は、このインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊によって、フィードバック制御される。

第１加算器５２には、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊の他、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖが与えられる。
第１加算器５２は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、現状のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの差分を演算し、その演算結果を補償器５３に与える。

補償器５３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第２加算器５４によって系統電圧Ｖａと加算することにより、この差分を収束させインバータ電流検出値Ｉｉｎｖをインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とし得るインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を求める。このインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃を第１演算部５１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号をインバータ回路制御部３３に与えることで、インバータ回路１１に、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に従った電圧を出力させる。
インバータ回路１１が出力した電圧は、交流リアクトル２２に与えられ、新たなインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとしてフィードバックされる。そして、第１加算器５２によってインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊とインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいてインバータ回路１１が制御される。

以上のようにして、インバータ回路１１は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖとによって、フィードバック制御される（ステップＳ４）。

一方、第２演算部６１には、直流入力電圧検出値Ｖｇ.ｉ、系統電圧検出値Ｖａの他、第１演算部５１が演算したインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊が与えられる。
第２演算部６１は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を演算する（ステップＳ５）。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊ ・・・（５）

ただし、式（５）中、Ｚａは、交流リアクトルのインピーダンスである。
式（５）中、右辺第２項は、交流リアクトル２２の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。

本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ回路１１を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（電圧目標値）を設定する。

インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を求めると、下記式（６）に示すように、第２演算部６１は、直流電源である太陽電池アレイ２，４０に基づく電圧Ｖ_ＤＣ.ｉとして電圧Ｖｇ又は好ましくは下記の直流電圧Ｖｇｆと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（ステップＳ６）。直流電圧Ｖｇｆとは、Ｖｇに直流リアクトル１５のインピーダンスＺによる電圧降下を考慮した電圧であり、昇圧回路電流目標値をＩｉｎ.ｉ＊として、Ｖｇｆ＝（Ｖｇ−ＺＩｉｎ.ｉ＊）である。従って、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−ＺＩｉｎ.ｉ＊，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）・・・（６）
とすることができる。

なお、Ｖｇは、下記式（７）に示すように、各昇圧回路１０，４１のうち、電圧値が最も大きい値を採用する。
Ｖｇ＝Ｍａｘ（Ｖｇ.ｉ） ・・・（７）

さらに、第２演算部６１は、下記式（８）に基づいて、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊＝ [Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（ｓＣａＶａ）Ｖｉｎｖ＊＋（ｓＣｏＶｏ＊）×Ｖｏ＊｝]／（Ｖｇ.ｉ−ＺＩｉｎ.ｉ） ・・・（８）
ただし、Ｋｉは以下の条件を満たす任意の定数
Σ Ｋｉ＝１
ｉ

ただし、式（８）中、Ｃｏは、コンデンサ１９（平滑コンデンサ）の静電容量、ｓはラプラス演算子である。
上記式（８）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝ [Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊＋（Ｃｏ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝]／（Ｖｇ.ｉ−ＺＩｉｎ.ｉ）
・・・（８ａ）
となる。

また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃｏとすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊｝]／（Ｖｇ.ｉ−ＺＩｉｎ.ｉ）
・・・（８ｂ）
となる。

式（８），（８ａ），（８ｂ）中、第３項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。

さらに、予めインバータ装置１の電力損失Ｐ_{ＬＯＳＳ.}ｉを測定しておけば、上記式（８ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊＋（Ｃ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝＋Ｐ_{ＬＯＳＳ.}ｉ]／（Ｖｇ.ｉ−ＺＩｉｎ.ｉ）
・・・（８ｃ）

同様に、上記式（８ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊｝＋Ｐ_{ＬＯＳＳ.}ｉ]／（Ｖｇ.ｉ−ＺＩｉｎ.ｉ）
・・・（８ｄ）
となる。
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_{ＬＯＳＳ.}ｉを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。

第２演算部６１は、上記のようにして、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊（昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊）を求める。第２演算部６１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊を第３加算器６２に与える。
第１昇圧回路１０は、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊によって、フィードバック制御される。

第３加算器６２には、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊の他、現状の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１が与えられる。
第３加算器６２は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊と、現状の第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１との差分を演算し、その演算結果を補償器６３に与える。

補償器６３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第４加算器６４によって直流入力電圧検出値Ｖｇ.１からこれを減算することにより、この差分を収束させ第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１を昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊とし得る第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃を求める。この第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃を第１演算部５１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号を第１昇圧回路制御部３２に与えることで、第１昇圧回路１０に、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電圧を出力させる。
第１昇圧回路１０が出力した電力は、直流リアクトル１５に与えられ、新たな第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１としてフィードバックされる。そして、第３加算器６２によって昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊と第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１との間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて第１昇圧回路１０が制御される。

以上のようにして、第１昇圧回路１０は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊と、第１昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.１とによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。

また、第２演算部６１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊を第５加算器７２に与える。
第２昇圧回路４１は、この昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊によって、フィードバック制御される。

第５加算器７２には、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊の他、現状の第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２が与えられる。
第５加算器７２は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊と、現状の第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２との差分を演算し、その演算結果を補償器７３に与える。

補償器７３は、上記差分が与えられると、比例係数等に基づいて演算を行い、さらに第６加算器７４によって直流入力電圧検出値Ｖｇ.２からこれを減算することにより、この差分を収束させ第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２を昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊とし得る第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃を求める。この第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃を第１演算部５１から与えられるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊と比較することにより得られる制御信号を第２昇圧回路制御部３５に与えることで、第２昇圧回路４１に、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電圧を出力させる。

このようにして、第２昇圧回路４１は、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊と、第２昇圧回路電流検出値Ｉｉｎ.２とによって、第１昇圧回路１０と同様、フィードバック制御される（ステップＳ８）。

上記ステップＳ８の後、制御処理部３０は、上記式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉を求める（ステップＳ９）。

制御処理部３０は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉と比較して、入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉が最大値となるように（最大電力点に追従するように）、直流入力電流目標値Ｉｇ.ｉ＊を設定する。

以上によって、制御処理部３０は、第１アレイ２、及び第２アレイに対するＭＰＰＴ制御を行いつつ、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１を制御する。

図８は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の一例を示す図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。破線は、商用電力系統３の電圧波形を示しており、実線は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形を示している。
インバータ装置１は、図７のフローチャートに従った制御によって、図８に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を電圧目標値として電力を出力する。
よって、インバータ装置１は、図９に示すインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に従った電圧の電力を出力する。

図に示すように、両波は、電圧値及び周波数は互いにほぼ同じであるが、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相の方が、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相している。

本実施形態の制御処理部３０は、上述のように、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１のフィードバック制御を実行する中で、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を、商用電力系統３の電圧位相に対して約３度進相させている。
インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の位相を商用電力系統３の電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、商用電力系統３の電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、商用電力系統３の電圧波形に対して９０度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、０度より大きくかつ１０度より小さい値の範囲で設定される。

〔３ 昇圧回路の電圧目標値について〕
本実施形態において、第２昇圧回路４１に接続されている第２アレイ４０は、上述したように、第１アレイ２が出力する電力の電圧よりも小さい電圧で電力を出力する構成とされている。

その一方、上記式（６），（７）、及び図７中のステップＳ６に示すように、両昇圧回路１０，４１が出力する電力の電圧目標値である昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、以下のように設定される。
すなわち、第１アレイ２による第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、第２アレイ４０による第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２とが比較され、より高い電圧である第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１が選択される（上記式（７））。
次いで、選択された第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較してより高い方の値を採用することで、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊を求めるように構成されている。

図９は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の求め方を示した模式図であり、図９（ａ）は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１との比較を表した図である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
制御処理部３０は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較してより高い方の値を採用するので、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値の内、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に倣い、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うような波形となる。

図９（ｂ）は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の波形を示す図である。昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、図に示すように、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣った波形とされ、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣う波形とされている。
従って、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、図に示すように、最低電圧値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１であるので、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２よりもその電圧は常に大きくなり、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１を下回ることを防止できる。
つまり、第２昇圧回路４１は、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に従った電圧の電力を出力するために常に昇圧を行う。

例えば、第２昇圧回路４１が出力する電力を、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２を基準に昇圧したとすると、第２昇圧回路４１が出力する電力は、図９（ｃ）中、範囲Ｋにおいて、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも電圧値が低くなり、第１アレイ２からのみ電力供給されたときに、第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなる。このため、両アレイ２，４０全体としての電源効率を低下させるおそれが生じる。

この点、本実施形態では、図９（ｃ）に示したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下となる範囲Ｋにおいて、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致するように第２昇圧回路４１を制御するので、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値を、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致させることができる。

これにより、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路１０が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路４１を通じた第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなるような期間Ｋが生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。

また、本実施形態では、各昇圧回路それぞれの電流目標値である昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊を求めるために、上記式（８）に示したように、各昇圧回路１０，４１それぞれの電流目標値を好適に得ることができる。その結果、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値を、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致する。

第１昇圧回路１０を昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１に基づいて制御すると、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低い期間では昇圧を停止し、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも高い期間では昇圧が行われる。

なお、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値（第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２）と、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とが、ほぼ一致する状態とは、第１昇圧回路１０と、第２昇圧回路４１とから電力が供給されたときに、双方から電力供給が得られる程度に電圧が一致している状態をいう。

図１０は、直流入力電圧検出値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２、及び昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の経時変化をシミュレーションにより求めた結果を、各目標値とともに示したグラフである。
図１０中、上段のグラフは、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊と系統電圧検出値Ｖａとの関係を示したグラフ、中段のグラフは、直流入力電圧値Ｖｇ.１，Ｖｇ.２と、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊との関係を示したグラフ、下段のグラフは、昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊，Ｉｉｎ.２＊を示したグラフである。

図に示すように、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の部分については、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣った波形とされ、インバータ出力電圧目標値Ｖiｎｖ＊が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の部分については、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣う波形となっていることが確認できる。

〔４ 第１昇圧回路及びインバータ回路の制御について〕
第１昇圧回路制御部３２（図３）は、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１を制御する。また、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を制御する。

第１昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、それぞれ第１昇圧回路用搬送波及びインバータ回路用搬送波を生成し、これら搬送波を制御処理部３０から与えられる目標値である第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃、及びインバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃で変調し、各スイッチング素子を駆動するための駆動波形を生成する。
第１昇圧回路制御部３２及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に近似した電圧波形の交流電力を第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１に出力させる。

図１１（ａ）は、第１昇圧回路用搬送波と、第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１１（ａ）では、理解容易とするために、第１昇圧回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。
第１昇圧回路制御部３２が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「０」である三角波であり、振幅Ａ１が制御処理部３０から与えられる昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部３０による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部３２によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、第１昇圧回路用搬送波の振幅Ａ１も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

なお、本実施形態では、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１が、２５０ボルトであり、商用電力系統３の電圧振幅が２８８ボルトであるとする。

第１昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ１＃の波形（以下、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊に基づいて求める値であり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも大きな期間Ｗ１において、正の値となっている。第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃は、期間Ｗ１では、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊が成す波形状と近似するような波形となっており、第１昇圧回路用搬送波に対して交差している。

第１昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路用搬送波と第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃とを比較し、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃が第１昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂ１を駆動するための駆動波形を生成する。

図１１（ｂ）は、第１昇圧回路制御部３２が生成したスイッチング素子Ｑｂ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１１（ａ）の横軸と一致するように示している。
この駆動波形は、スイッチング素子Ｑｂ１のスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Ｑｂ１に与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が０ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。

第１昇圧回路制御部３２は、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧値の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる範囲Ｗ１でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑｂ１を制御する。
また、各パルス幅は、三角波である第１昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。

以上のようにして、第１昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路用搬送波を第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。第１昇圧回路制御部３２は、生成した駆動波形に基づいて第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１をＰＷＭ制御する。

ダイオード１６に並列にダイオードの順方向に導通するスイッチング素子Ｑｂｕを設置する場合、スイッチング素子Ｑｂｕは、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形と反転した駆動波形を用いる。ただし、スイッチング素子Ｑｂとスイッチング素子Ｑｂｕが同時に導通することを防ぐため、スイッチング素子Ｑｂｕの駆動パルスがオフからオンに移行するときに1マイクロ秒程度のデッドタイムを設ける。

図１２（ａ）は、インバータ回路用搬送波と、インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。なお、図１２（ａ）においても、理解容易とするために、インバータ回路用搬送波の波長を実際よりも長くして示している。

インバータ回路制御部３３が生成するインバータ回路用搬送波は、振幅中央が０ボルトの三角波であり、その片側振幅が、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊（コンデンサ２３の電圧目標値）に設定されている。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇの２倍（５００ボルト）の期間と、商用電力系統３の電圧の２倍（最大５７６ボルト）の期間とを有している。
また、周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部３３によって設定される。

なお、昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間である期間Ｗ２では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、インバータ回路用搬送波の振幅Ａ２も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

インバータ電圧参照値Ｖｉｎｖ＃の波形（以下、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃ともいう）は、制御処理部３０がインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて求める値であり、概ね商用電力系統３の電圧振幅（２８８ボルト）と同じに設定されている。よって、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃は、電圧値が−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲の部分で、インバータ回路用搬送波に対して交差している。

インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波とインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃とを比較し、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃がインバータ回路用搬送波以上となる部分でオン、搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑ１〜４を駆動するための駆動波形を生成する。

図１２（ｂ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１２（ａ）の横軸と一致するように示している。
インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の電圧が−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ１を制御する。

図１２（ｃ）は、インバータ回路制御部３３が生成したスイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。
インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ３については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃（の反転波）の電圧が、−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Ｑ３を制御する。

なお、インバータ回路制御部３３は、スイッチング素子Ｑ２の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形を反転させたものを生成し、スイッチング素子Ｑ４の駆動波形については、スイッチング素子Ｑ３の駆動波形を反転させたものを生成する。

以上のように、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路用搬送波をインバータ回路用参照波Ｖｉｎｖ＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。インバータ回路制御部３３は、生成した駆動波形に基づいてインバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＰＷＭ制御する。

本実施形態の第１昇圧回路制御部３２は、直流リアクトル１５に流れる電流が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.１＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間Ｗ１（図１１）で第１昇圧回路１０にスイッチング動作を行わせる。第１昇圧回路１０は、期間Ｗ１で第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上の電圧をインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に近似するように電力を出力する。一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の期間では、昇圧回路制御部３２は、第１昇圧回路１０のスイッチング動作を停止させる。よって、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の範囲では、第１昇圧回路１０は、第１アレイ２が出力する直流電力について昇圧を行うことなくインバータ回路１１に出力する。

また、本実施形態のインバータ回路制御部３３は、交流リアクトル２２に流れる電流が、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に一致するように電力を出力させる。この結果、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊が概ね−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の範囲Ｗ２（図１２）でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。つまり、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧の絶対値が第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以下の期間でインバータ回路１１にスイッチング動作を行わせる。
よって、インバータ回路１１は、第１昇圧回路１０がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似する交流電圧を出力する。
一方、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の電圧が概ね−Ｖｇ.１〜＋Ｖｇ.１の期間Ｗ２以外の期間では、インバータ回路制御部３３は、インバータ回路１１のスイッチング動作を停止させる。この間、インバータ回路１１には、第１昇圧回路１０により昇圧された電力が与えられる。よって、スイッチング動作を停止しているインバータ回路１１は、第１昇圧回路１０から与えられる電力を降圧することなく出力する。

つまり、本実施形態のインバータ装置１は、第１昇圧回路１０とインバータ回路１１とを交互に切り替わるようにスイッチング動作させ、それぞれが出力する電力を重ね合わせることで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。

以上のように、本実施形態では、インバータ装置１が出力する交流電力の内、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも高い部分の電圧を出力する際には第１昇圧回路１０を動作させ、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低い部分の電圧を出力する際にはインバータ回路１１を動作させるように制御される。よって、インバータ回路１１が、第１昇圧回路１０によって昇圧された電力を降圧することがないので、電圧を降圧する際の電位差を低く抑えることができるため、昇圧回路のスイッチングによる損失を低減し、より高効率で交流電力を出力することができる。
さらに、第１昇圧回路１０及びインバータ回路１１は、共に制御部１２が設定したインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいてインバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を演算するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。

なお、制御処理部３０の第１昇圧回路制御部３２は、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値まで第１昇圧回路１０を動作させ、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値以下となるときに、スイッチング動作を停止させるように制御してもよい。
この場合、第１昇圧回路１０が出力する電力と、インバータ回路１１が出力する電力とが重畳する部分を積極的に設けることで、第１昇圧回路１０と、インバータ回路１１とが切り替わる部分における電流波形を滑らかに繋げることができる。
ここで、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりもわずかに低い電圧値とは、第１昇圧回路１０が出力する電流波形とインバータ回路１１が出力する電流波形とを滑らかに繋げ得るために設定される電圧値であって、両電流波形を滑らかに繋げるのに必要なだけ第１昇圧回路１０の出力と、インバータ回路１１の出力とが重畳するように第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１よりも低く設定された電圧値をいう。

図１３は、参照波、及び各スイッチング素子Ｑｂ１、Ｑ１〜Ｑ４の駆動波形の一例を示した図である。
図１３において、最上段から順に、インバータ回路の参照波Ｖｉｎｖ＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑ１の駆動波形、第１昇圧回路の参照波Ｖｂｃ１＃及び搬送波、スイッチング素子Ｑｂの駆動波形、及びインバータ装置１が出力する交流電力の電流波形の目標値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。

図に示すように、出力電流の実測値Ｉａは目標値Ｉａ＊と一致するように制御されていることが判る。
また、第１昇圧回路１０のスイッチング素子Ｑｂ１のスイッチング動作の期間と、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作の期間とは、互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。

〔５ 第２昇圧回路の制御について〕
第２昇圧回路制御部３５（図３）は、第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２を制御する。

第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波を生成し、この搬送波を制御処理部３０から与えられる第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃で変調し、スイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形を生成する。
第２昇圧回路制御部３５、及びインバータ回路制御部３３は、上記駆動波形に基づいて各スイッチング素子を制御することで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の波形に近似した電圧波形の交流電力をインバータ回路１１に出力させる。

図１４（ａ）は、第２昇圧回路用搬送波と、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形とを比較したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。

第２昇圧回路制御部３５が生成する第２昇圧回路用搬送波は三角波であり、その振幅が昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊の電圧振幅の幅と同じ値（振幅Ａ１）に設定されている。周波数は、制御処理部３０による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、第２昇圧回路制御部３５によって設定される。
なお、本実施形態では、第２直流入力電圧検出値Ｖｇ.２が、１５０ボルトであるとする。

昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊は、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、概ね第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１以上となる期間では、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に倣い、それ以外の期間では第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１に倣うように変化している。よって、第２昇圧回路用搬送波の振幅も昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊に応じて変化している。

第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃の波形（以下、第２昇圧回路用参照波Ｖｂｃ２＃ともいう）は、制御処理部３０が昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ.２＊に基づいて求める値であり、第１昇圧回路用参照波Ｖｂｃ１＃と異なり、全域に亘ってほぼ正の値となっている。よって、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃は、第２昇圧回路用搬送波のほぼ全域に亘って交差している。

第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波と第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃とを比較し、第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃が第２昇圧回路用搬送波以上となる部分でオン、第２昇圧回路用搬送波以下となる部分でオフとなるように、スイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形を生成する。

図１４（ｂ）は、第２昇圧回路制御部３５が生成したスイッチング素子Ｑｂ２を駆動するための駆動波形である。図中、縦軸は電圧、横軸は時間である。横軸は、図１４（ａ）の横軸と一致するように示している。
第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃は、上述のように、全域に亘って第２昇圧回路用搬送波に交差している。よって、第２昇圧回路制御部３５は、全域に亘ってスイッチング素子Ｑｂ２によるスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。

以上のようにして、第２昇圧回路制御部３５は、第２昇圧回路用搬送波を第２昇圧回路電圧参照値Ｖｂｃ２＃で変調し、スイッチングのためのパルス幅を表した駆動波形を生成する。第２昇圧回路制御部３５は、生成した駆動波形に基づいて第２昇圧回路４１のスイッチング素子Ｑｂ２をＰＷＭ制御する。

上記駆動波形に基づいた制御によって第２昇圧回路４１は、第２昇圧回路電流目標値Ｉｉｎ２＊に近似した電流波形を出力する。これによって、第２昇圧回路４１から出力される電力の最低電圧値が、第１直流入力電圧検出値Ｖｇ.１とほぼ一致するので（図９（ｂ）参照）、第２昇圧回路４１から出力される電力の電圧値が、第１昇圧回路１０が出力する電力の電圧値よりも大きく下回ることを防止できる。この結果、第２昇圧回路４１を通じた第２アレイ４０からの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止することができ、電源効率の低下を抑制することができる。

第２昇圧回路４１がインバータ回路１１に与える電力の電圧は、第１昇圧回路１０がインバータ回路１１に与える電力（第１昇圧回路１０が昇圧した電力、及び第１アレイ２が出力する直流電力）の電圧とほぼ一致する。よって、第２昇圧回路４１がインバータ回路１１に与える電力は、第１昇圧回路１０がインバータ回路１１に与える電力に重畳されて、インバータ回路１１に与えられる。

インバータ回路１１は、両昇圧回路１０，４１から与えられた電力によって、上述したように、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を出力する。

〔６ 出力される交流電力の電流位相について〕
本実施形態の両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１は、制御部１２による制御によって、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路２１に出力する。インバータ装置１は、フィルタ回路２１を介して商用電力系統３に交流電力を出力する。

ここで、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、上述したように、制御処理部３０によって商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相として生成される。
従って、両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１が出力する交流電圧も、商用電力系統３の電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。

すると、フィルタ回路２１の交流リアクトル２２（図２）の両端には、一方が両昇圧回路１０，４１及びインバータ回路１１の交流電圧、他方が商用電力系統３と、互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかることなる。

図１５（ａ）は、インバータ回路１１から出力された交流電圧、商用電力系統３、及び交流リアクトル２２の両端電圧、それぞれの電圧波形を示したグラフである。図中、縦軸は電圧、横軸は時間を示している。
図に示すように、交流リアクトル２２の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル２２の両端電圧は、交流リアクトル２２の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。

よって、図に示すように、交流リアクトル２２の両端電圧の位相は、商用電力系統３の電圧位相に対して９０度進んだ位相となる。

図１５（ｂ）は、交流リアクトル２２に流れる電流波形を示したグラフである。図中、縦軸は電流、横軸は時間を示している。横軸は、図１５（ａ）の横軸と一致するように示している。
交流リアクトル２２の電流位相は、その電圧位相に対して９０度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル２２を通して出力される交流電力の電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して同期することとなる。

従って、インバータ回路１１が出力する電圧位相は、商用電力系統３に対して数度進相しているが、電流位相は、商用電力系統３の電流位相に対して一致する。
よって、インバータ装置１が出力する交流電力の電流波形は、商用電力系統３の電圧位相と一致したものとなる。

この結果、商用電力系統３の電圧と同位相の交流電力を出力することができる。

〔７ その他〕
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。上記実施形態では、第１アレイ２及び第２アレイ４０の二つの太陽電池アレイをインバータ回路１１に対して並列に接続した場合を例示したが、例えば、より多数の太陽電池アレイ及び太陽電池アレイが接続される昇圧回路を接続してもよい。この場合、接続した多数の太陽電池アレイの内、出力電力の電圧値の最も高い太陽電池アレイを、上記実施形態の第１アレイ２とし、他のアレイを上記実施形態の第２アレイ４０とすることができる。
この場合においても、電圧値の最も高い太陽電池アレイにおける最適動作点の電圧値を第１入力電圧設定値Ｖｓｅｔ１とし、他の太陽電池アレイから出力される電力の最低電圧値が第１入力電圧設定値Ｖｓｅｔ１とほぼ一致するように他の太陽電池アレイを制御する。

この場合も、多数の太陽電池アレイからの電力供給が得られなくなる期間が生じるのを防止でき、当該インバータ装置１の効率低下を抑制することができる。

また、上記実施形態ではインバータ回路、第１昇圧回路及び第２昇圧回路の搬送波の振幅を昇圧回路電圧目標値Ｖｏ＊としたが、コンデンサ１９の両端電圧を検出するための電圧センサを設置して昇圧回路電圧検出値Ｖｏを得、これを用いて制御を行うこともできる。
この場合、搬送波の振幅として昇圧回路電圧検出値Ｖｏを用いることができる。これによって、系統電圧又は直流電源の出力電圧が変動したときにも、より歪みの少ない交流電流を出力することができる。

〔８ 付記〕
なお、上記実施形態における各シミュレーションについては、実機を用いた検証によっても同様の結果が得られることが確認されている。

《交流から直流への変換装置》
〔全体構成〕
次に、交流から直流への電力変換を行う変換装置１Ｒの一実施形態について説明する。
図１６は、このような変換装置１Ｒを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図中、変換装置１Ｒの２系統の出力端にはそれぞれ、蓄電池８１，８２が接続され、入力端には商用電力系統３（交流系統）が接続されている。この蓄電システムは、商用電力系統３から提供される電力を、交流から直流に変換して、蓄電池８１，８２に蓄えることができる。

変換装置１Ｒは、商用電力系統３から受電した交流を直流に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕと、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの出力電圧を降圧するＤＣ／ＤＣコンバータである第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄと、これらの回路１０ｄ，１１ｕ，４１ｄの動作を制御する制御部１２とを備えている。図１との比較により明らかなように、エネルギーの流れが逆方向になっている。

図１７は、変換装置１Ｒの回路図の一例である。図２との違いは、まず、図２における太陽電池アレイ２，４０が蓄電池８１，８２に置き換わっている点である。また、変換装置１Ｒとしては、図２の第１昇圧回路１０，第２昇圧回路４１がそれぞれ第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄに置き換わり、図２ではインバータ回路１１であった回路が、構成要素は同じであるが、交流リアクトル２２と協働して昇圧も可能なＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕになる。

第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄは、図２と同様のダイオード１６，４３とそれぞれ並列に、スイッチング素子Ｑａ１，Ｑａ２を用いている。スイッチング素子Ｑａ１，Ｑａ２としては、例えば図示のＩＧＢＴ又は、ＦＥＴを用いることができる。

変換装置１Ｒのその他の構成は、図２のインバータ装置１と基本的に同様である。従って、この変換装置１Ｒは双方向性があり、太陽光発電パネルを接続すれば図２のインバータ装置１と同じ動作を行うことができる。また、蓄電池８１，８２の直流電力を交流電力に変換して自立運転を行うこともできる。
なお、変換装置１Ｒがインバータ装置として動作する場合は、スイッチング素子Ｑａ１，Ｑａ２は、常時オフの状態となるか又は、それぞれスイッチング素子Ｑｂ１，Ｑｂ２と交互にオン動作するように、制御部１２により制御される。また、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄはそれぞれ昇圧回路になり、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕはインバータ回路となる。

商用交流系統３の交流電力に基づいて蓄電池８１，８２を充電する場合、制御部１２は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を制御し、同期整流をすることができる。また、交流リアクトル２２が存在する下でＰＷＭ制御を行うことにより、昇圧しつつ整流を行うことができる。こうして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、商用交流系統３から与えられる交流電力を直流電力に変換する。

第１降圧回路１０ｄは、降圧チョッパ回路を構成し、スイッチング素子Ｑｂ１，Ｑａ１は、制御部１２によって制御される。また、第２降圧回路４１ｄは、降圧チョッパ回路を構成し、スイッチング素子Ｑｂ２，Ｑａ２は、制御部１２によって制御される。

また、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄのスイッチング動作は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕとの間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄは、それぞれ、スイッチング動作を行っている期間には、降圧した電圧を蓄電池８１，８２に出力し、スイッチング動作を停止（スイッチング素子Ｑｂ１，Ｑｂ２がオフ、スイッチング素子Ｑａ１，Ｑａ２がオン）している期間は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕが出力して第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄに入力した直流電圧を、それぞれ、直流リアクトル１５，４２を介してそれぞれ蓄電池８１，８２に与える。但し、蓄電池８１，８２の充電状態や電圧によっては、電圧調整のため、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄのうち一方はスイッチング動作を停止しているが、他方は降圧のためのスイッチング動作を行う場合がある。

〔電圧波形の概要〕
図１８は、変換装置１Ｒの動作を概念的に示した電圧波形の図である。
（ａ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Ｖｇ（式（７）と同様）を示す。（ｂ）に示すように、直流電圧Ｖｇの方が交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値より高い区間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜）では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕがスイッチング動作し、交流リアクトル２２との協働により昇圧動作する。

一方、これらの区間（ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜）において第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄの少なくとも一方は、降圧動作を停止している。なお、（ｂ）に示す細いストライプは、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に応じてデューティが異なる。従って、仮に、この状態の電圧が蓄電池８１，８２に印加されたとすると、（ｃ）に示すような波形となる。

一方、直流電圧Ｖｇの方が交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値より低い区間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕはスイッチングを停止し、代わりに、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄが動作する。なお、ここで言うスイッチングとは、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波スイッチングを意味し、同期整流を行う程度（商用周波数の２倍）の低周波なスイッチングのことではない。なお、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕのスイッチング停止によりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が全てオフであるとしても、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の内蔵ダイオードを通して整流された電圧が第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄに入力される。但し、導通損失を低減するためには、同期整流を行うことが好ましい。

同期整流を行う場合のＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、制御部１２の制御により、交流電圧Ｖａの符号が正の期間では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフとし、また、交流電圧Ｖａの符号が負の期間では、これらのオン／オフを反転する。この反転の周波数は、商用周波数の２倍であるため、高周波スイッチングに比べると、周波数が非常に小さい。従って、オン／オフによる損失も極めて少ない。

一方、上記の区間（ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）において第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄは降圧動作する。（ｄ）に示す細いストライプは、実際にはＰＷＭパルス列であり、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値に応じてデューティが異なる。降圧の結果、（ｅ）に示す所望の直流電圧Ｖｇが得られる。

以上のように、交流電圧に基づく交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧Ｖｇより低い期間のみＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕが動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕのスイッチング損失を低減することができる。
同様に、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が直流電圧Ｖｇより高い期間のみ第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄが動作し、その他の期間では第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄの少なくとも一方のスイッチングを停止させることで、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄのスイッチング損失を低減することができる。

こうして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕと第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄの少なくとも一方とが、交互にスイッチング動作することになる。すなわちＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ及び第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄのそれぞれに、スイッチングの停止期間が生じる。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値のピーク及びその近傍を避けて動作することになるので、スイッチングを行う際の電圧が相対的に低くなる。このことも、スイッチング損失の低減に寄与する。こうして、変換装置１Ｒ全体としてのスイッチング損失を大幅に低減することができる。

〔制御の仕様〕
上記変換装置１Ｒの制御は、図２のインバータ装置１による系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として考えることができる。これは、インバータ装置１と同じ系統連系をさせ得る変換装置１Ｒを用いて、逆方向の動作においても変換装置１Ｒの効率を高めることに好適な制御である。

インバータ装置１における諸量とそれぞれ対応する変換装置１Ｒにおける諸量は、以下のようになる。なお、蓄電池８１及び第１降圧回路１０ｄを第１の直流系統、蓄電池８２及び第２降圧回路４１ｄを第２の直流系統とすると、第１の直流系統については、ｉが１であり、第２の直流系統については、ｉが２である。
Ｉａ.ｉ＊：商用電力系統３からの入力電流目標値
Ｉｉｎ.ｉ：降圧回路電流検出値
Ｉｉｎ.ｉ＊：降圧回路電流目標値
Ｉｉｎｖ＊：ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電流目標値
Ｉｇ.ｉ＊：蓄電池８１，８２への直流入力電流目標値
Ｉｃ：コンデンサ１９に流れる電流
Ｉｃａ：コンデンサ２３に流れる電流

Ｖａ：系統電圧検出値
Ｖｇ.ｉ：蓄電池電圧値
Ｖｉｎｖ＊：ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電圧目標値
Ｖｏ＊：第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄへの入力電圧目標値
Ｐｉｎ.ｉ：蓄電池８１，８２への入力電力
Ｐ_ＬＯＳＳ：変換装置１Ｒの電力損失
ηｉ：変換効率

従って、図２のインバータ装置１における前述の式（１）〜（８）と対応した以下の関係が適用できる。
式（１）と対応する蓄電池８１，８２への入力電力平均値〈Ｐｉｎ.ｉ〉は、
〈Ｐｉｎ.ｉ〉＝〈Ｉｉｎ.ｉ×Ｖｇ.ｉ〉 ・・・（Ｒ１）
である。
式（２）に対応する商用電力系統３から各蓄電池への入力電流目標値の実効値〈Ｉａ.ｉ＊〉は、
〈Ｉａ.ｉ＊〉＝〈Ｉｇ.ｉ＊×Ｖｇ.ｉ〉／（〈Ｖａ〉×ηｉ）・・・（Ｒ２）
である。
式（３）に対応する入力電流目標値Ｉａ＊は、
Ｉａ.ｉ＊＝（√２）×〈Ｉａ.ｉ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（Ｒ３）
である。

式（４）に対応する交流入力電流目標値Ｉｉｎｖ＊は、
Ｉｉｎｖ＊＝ΣＩａ.ｉ＊ − ｓ ＣａＶａ ・・・（Ｒ４）
である。
上記式（Ｒ４）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎｖ＊＝ΣＩａ.ｉ＊ − Ｃａ×（ｄ Ｖａ／ｄｔ） ・・・（Ｒ４ａ）
となる。

また、式（５）に対応する交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊は、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ−Ｚａ Ｉｉｎｖ＊ ・・・（Ｒ５）
である。
上記式（Ｒ５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ − Ｚａ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ） ・・・（Ｒ５ａ）
となる。

上記のように、交流側の目標値であるＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの入力目標値（Ｉｉｎｖ＊，Ｖｉｎｖ＊）は、図１７に示すＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕとフィルタ回路２１との回路接続点Ｐで設定される。従って、系統連系を行う場合と同様に、商用電力系統３と変換装置１Ｒの回路接続点より目標値の設定点を前（ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ側）に移動していることになる。このような、いわば「逆」系統連系により、交流と直流との適切な連系が行われる。

また、式（６）に対応する第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄへの入力電圧目標値Ｖｏ＊は、式（６）におけるＶｇｆすなわち（Ｖｇ−Ｚ Ｉｉｎ.ｉ＊）が、Ｖｇｒすなわち（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ.ｉ＊）に置き換わり、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ.ｉ＊，Ｖｉｎｖ＊の絶対値）・・・（Ｒ６）
とすることができる。

また、式（７）に対応して、蓄電池電圧値Ｖａは、蓄電池８１，８２の電圧のうちの最大値を採用することができる。
Ｖｇ＝Ｍａｘ（Ｖｇ.ｉ） ・・・（Ｒ７）

また、降圧回路電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊は、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊
−Ｋｉ｛（ｓＣａＶａ）Ｖｉｎｖ＊＋（ｓＣｏＶｏ＊）×Ｖｏ＊｝]
／（Ｖｇ.ｉ＋ＺＩｉｎ.ｉ） ・・・（Ｒ８）
である。
上記式（Ｒ８）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊
−Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）×Ｖｉｎｖ＊
＋（Ｃｏ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝]
／（Ｖｇ.ｉ＋ＺＩｉｎ.ｉ） ・・・（Ｒ８ａ）
となる。また、コンデンサ１９に流れる電流を検出してこれをＩｃｏとすれば、
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊
−Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊｝]
／（Ｖｇ.ｉ＋ＺＩｉｎ.ｉ） ・・・（Ｒ８ｂ）
となる。

式（Ｒ８），（Ｒ８ａ），（Ｒ８ｂ）中、第３項は、コンデンサ１９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕの電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。

さらに、予めインバータ装置１の電力損失Ｐ_{ＬＯＳＳ.}ｉを測定しておけば、上記式（Ｒ８ａ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊
−Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊
＋（Ｃ×ｄＶｏ＊／ｄｔ）×Ｖｏ＊｝−Ｐ_{ＬＯＳＳ.}ｉ]
／（Ｖｇ.ｉ＋ＺＩｉｎ.ｉ） ・・・（Ｒ８ｃ）

同様に、上記式（Ｒ８ｂ）は、以下のようにも表すことができる。
Ｉｉｎ.ｉ＊＝
[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊
−Ｋｉ｛（Ｃａ×ｄＶａ／ｄｔ）Ｖｉｎｖ＊＋Ｉｃｏ×Ｖｏ＊｝−Ｐ_ＬＯＳＳ.ｉ]
／（Ｖｇ.ｉ＋ＺＩｉｎ.ｉ） ・・・（Ｒ８ｄ）
となる。
この場合、インバータ回路１１の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失Ｐ_ＬＯＳＳを考慮することにより、より厳密にＩｉｎ.ｉ＊の値を求めることができる。

以上のようにして、制御部１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕへの交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流電圧（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ.ｉ＊）よりも高い部分の電圧を出力する際には、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄを動作させ、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕのへ交流入力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値が、直流電圧（Ｖｇ＋Ｚ Ｉｉｎ.ｉ＊）よりも低い部分の電圧を出力する際にはＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕを動作させるように制御される。そのため、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕによって昇圧する際の電位差を低く抑えることができるとともに、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ及び第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄのスイッチング損失を低減し、より高効率で直流電力を出力することができる。

さらに、第１降圧回路１０ｄ，第２降圧回路４１ｄ及びＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕは、ともに制御部１２が設定した目標値に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕに入力される交流電流に位相ずれや歪みが生じるのを抑制することができる。

また、前述のように、変換装置ＩＲは、図２のインバータ装置１と同様の系統連系の動作を行わせることができる。従って、系統連系を行う直流／交流の変換、及び、交流／直流の変換の双方向に使用可能で効率の良い変換装置を実現することができる。

《複合的な変換装置−第１例》
次に、複合的な電力変換を行う変換装置１Ｒの一例について説明する。
図１９は、このような変換装置１Ｒを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図において、図１６との違いは、直流電源の１系統が太陽電池アレイ２になっている点と、昇圧回路としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１０が設けられている点とである。

この場合、商用電力系統３からＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ及びＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｄを介して、蓄電池８２の充電が行われる。また、太陽電池アレイ２の出力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０によって昇圧され、直流電力として出力される。この電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｄを介して、蓄電池８２の充電に使用される。

太陽電池アレイ２を第１系統（ｉは１）、蓄電池８２を第２系統（ｉは２）とすると、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ及び降圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）４１ｄに関する制御は、式（Ｒ１）〜（Ｒ８ｄ）においてｉが１の式ではＩｇ.１＊の符号を負として、式（Ｒ２）の代わりに式（２）を用いることによって可能となる。このとき式（２）及び式（Ｒ３）によって得られる、Ｉａ.１はＶａに対する位相が１８０度ずれた交流波形となり、Ｉａ.２はＶａと同位相の交流波形となる。以降、式（Ｒ４）から式（Ｒ８ｄ）に従って制御目標値を計算すれば良い。第１系統の出力電力と、第２系統への入力電力が一致する場合には、式（Ｒ４）によって得られる商用電力系統３への出力電流は有効電力がゼロになり、無効電力のみとなるが、式（Ｒ５）以降の計算に支障はない。

このような制御により、太陽電池アレイ２の出力を蓄電池８２の充電に使用することができる。

《複合的な変換装置−第２例》
次に、複合的な電力変換を行う変換装置１Ｒの他の例について説明する。
図２０は、このような変換装置１Ｒを備えた蓄電システムの一例を示すブロック図である。図において、図１６との違いは、直流電源の１系統が太陽電池アレイ２になっている点と、昇圧回路としてのＤＣ／ＤＣコンバータ１０が設けられている点（図１９と同様）と、インバータとして動作するＡＣ／ＤＣコンバータ１１が存在する点とである。

この場合、太陽電池アレイ２の出力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０によって昇圧され、直流電力として出力される。この電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４１ｄを介して、蓄電池８２の充電に使用される。また、蓄電池８２の充電に使用しても余る電力は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１を介して系統連系し、売電することができる。

太陽電池アレイ２を第１系統（ｉは１）、蓄電池８２を第２系統（ｉは２）とすると、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１及び昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）１０に関する制御は、式（１）〜（８ｄ）においてｉが２の式ではＩｇ.２＊の符号を負として、式（２）の代わりに式（Ｒ２）を用いることによって可能となる。このとき式（Ｒ２）及び式（３）によって得られる、Ｉａ.２はＶａに対する位相が１８０度ずれた交流波形となり、Ｉａ.１はＶａと同位相の交流波形となる。以降、式（４）から式（８ｄ）に従って制御目標値を計算すれば良い。第１系統の出力電力と、第２系統への入力電力が一致する場合には、式（４）によって得られる商用電力系統３への出力電流は有効電力がゼロになり、無効電力のみとなるが、式（５）以降の計算に支障はない。

このような制御により、太陽光発電により、蓄電池８２を充電しつつ、余った電力は系統連系による売電に供することができる。

《補記》
なお、図２，図１７の回路構成において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０，１０ｄ，４１，４１ｄに含まれる半導体スイッチング素子の少なくとも１つ、及び、ＤＣ／ＡＣインバータ１１（又はＡＣ／ＤＣコンバータ１１ｕ）に含まれる半導体スイッチング素子に、ＳｉＣ素子を用いることが望ましい。
上述の変換装置１は、高周波スイッチングの回数を低減することによって半導体素子のスイッチング損失と直流リアクトル１５，４２及び交流リアクトル２２の鉄損を低減することができるが、半導体素子の導通損失まで低減することはできない。この点、半導体素子としてＳｉＣ素子を用いれば導通損失を低減することができるため、上述のように制御される変換装置１にＳｉＣ素子を用いることで、両者の相乗効果により、高い変換効率を得ることができる。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ インバータ装置（変換装置）
１Ｒ 変換装置
２ 第１太陽電池アレイ／第１アレイ
３ 商用電力系統
１０ 第１昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１０ｄ 第１降圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
１１ インバータ回路
１１ｕ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１２ 制御部
１５ 直流リアクトル
１６ ダイオード
１７ 第１電圧センサ
１８ 第１電流センサ
１９ コンデンサ
２１ フィルタ回路
２２ 交流リアクトル
２３ コンデンサ
２４ 第３電流センサ
２５ 第３電圧センサ
２６ コンデンサ
３０ 制御処理部
３２ 第１昇圧回路制御部
３３ インバータ回路制御部
３４ 平均化処理部
３５ 第２昇圧回路制御部
４０ 第２太陽電池アレイ／第２アレイ
４１ 第２昇圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
４１ｄ 第２降圧回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）
４２ 直流リアクトル
４３ ダイオード
４４ 第２電圧センサ
４５ 第２電流センサ
４６ コンデンサ
５１ 第１演算部
５２ 第１加算器
５３ 補償器
５４ 第２加算器
６１ 第２演算部
６２ 第３加算器
６３ 補償器
６４ 第４加算器
７２ 第５加算器
７３ 補償器
７４ 第６加算器
８１，８２ 蓄電池
Ｐ 回路接続点
Ｑｂ１，Ｑｂ２，Ｑａ１，Ｑａ２ スイッチング素子
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子

Claims (7)

1. 複数の直流電源の直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する変換装置であって、
   前記負荷と接続され、交流リアクトル及び第１のコンデンサを含むフィルタ回路と、
   前記フィルタ回路を介して前記負荷と接続されるＤＣ／ＡＣインバータと、
   前記複数の直流電源の各々と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの間に設けられる、全体として複数のＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＡＣインバータと前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータとの間に設けられる第２のコンデンサと、
   前記交流電力の電圧、前記交流リアクトルを流れる電流及びインピーダンスによる電圧変化、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサをそれぞれ流れる無効電流、並びに、前記各直流電力の電圧に基づいて、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータの各電流目標値を、前記交流電力の電流と同期するように設定する制御部と、
   を備えている変換装置。
2. 前記複数の直流電源には太陽電池アレイ及び蓄電池の少なくとも一方が含まれており、
   前記制御部は、前記電流目標値に基づいて、各ＤＣ／ＤＣコンバータに配分すべき電流目標値を設定して、直流電源が太陽電池アレイである場合にはその出力を行わせ、直流電源が蓄電池の場合には充電又は放電を行わせる請求項１に記載の変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記複数の直流電源に対応する数字をｉ（＝１，２，・・・）、前記各直流電源から前記負荷への出力電流目標値をＩａ.ｉ＊、前記第１コンデンサの静電容量をＣａ、前記交流電力の電圧値をＶａ、前記複数の直流電源のそれぞれに基づく電圧をＶ_ＤＣ.ｉ、ラプラス演算子をｓとするとき、前記フィルタ回路と前記ＤＣ／ＡＣインバータとの回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電流目標値Ｉｉｎｖ＊をＩａ.ｉ＊の合計と前記第１コンデンサに流れる無効電流を合わせた値に設定し、さらに、前記交流リアクトルのインピーダンスをＺａとするとき、前記回路接続点での前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を、
   Ｖｉｎｖ＊＝ Ｖａ＋ＺａＩｉｎｖ＊
   に設定し、前記電圧Ｖ_ＤＣ.ｉ、及び、前記ＤＣ／ＡＣインバータの交流出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値のいずれか大きい方を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧目標値Ｖｏ＊に設定し、前記第２コンデンサの静電容量をＣとするとき、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの電流目標値Ｉｉｎ.ｉ＊を、
   Ｉｉｎ.ｉ＊＝[Ｉａ.ｉ＊×Ｖｉｎｖ＊＋Ｋｉ｛（ｓＣａＶａ）Ｖｉｎｖ＊＋（ｓ ＣＶｏ＊）×Ｖｏ＊｝]／Ｖ_ＤＣ.ｉ （ＫiはΣＫｉ＝１を満たす任意の定数の組。）
   に設定する、請求項１又は請求項２に記載の変換装置。
4. 前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータはそれぞれ直流リアクトルを含み、
   各直流リアクトルを流れる電流とインピーダンスによって起こる電圧変化を前記各直流電源の電圧Ｖｇ.ｉから差し引いた電圧を、前記各直流電力の電圧又は電圧Ｖ_ＤＣ.ｉとする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の変換装置。
5. 前記負荷を交流電源とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の変換装置。
6. 前記交流電源から、前記複数の直流電源の少なくとも１つに電力を供給する請求項５に記載の変換装置。
7. 前記複数のＤＣ／ＤＣコンバータ及び前記ＤＣ／ＡＣインバータに含まれる半導体スイッチング素子の少なくとも１つにＳｉＣ素子を用いる請求項１〜請求項６のいずれか１項に記載の変換装置。