TWI633745B - 變換裝置 - Google Patents

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TWI633745B TW103146302A TW103146302A TWI633745B TW I633745 B TWI633745 B TW I633745B TW 103146302 A TW103146302 A TW 103146302A TW 103146302 A TW103146302 A TW 103146302A TW I633745 B TWI633745 B TW I633745B
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秋田哲男
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Abstract

一種將複數個直流電源的直流電力變換成交流電力而供給至負載之變換裝置，具備：濾波器電路，包含交流電抗器及第1電容；DC/AC反流器，透過濾波器電路與負載連接；DC/DC轉換器，設於複數個直流電源的各者與DC/AC反流器之間；第2電容，設於DC/AC反流器與DC/DC轉換器之間；及控制部，依據交流電力的電壓、流通於交流電抗器之電流及阻抗所造成的電壓變化、分別流通於第1電容及第2電容的無效電流、以及各直流電力的電壓，來將DC/DC轉換器的各電流目標值，設定成和交流電力的電流同步。

Description

變換裝置
本發明係有關將直流變換成交流或將交流變換成直流之變換裝置。
將從蓄電池輸出的直流電壓變換成交流電壓並提供給負載之變換裝置，多半用來作為UPS(Uninterruptible Power Supply：不斷電電源裝置)等備援電源裝置(例如參照專利文獻1(圖1))。這樣的變換裝置，具備將蓄電池的電壓予以升壓之DC/DC轉換器(converter)、及將直流變換成交流之反流器(inverter)。此外，變換裝置具有雙方向性，通常會將從商用電源等交流電源輸出之交流電壓，變換成適合充電之直流電壓以進行蓄電池的充電。在此情形下，反流器成為AC/DC轉換器，DC/DC轉換器則發揮降壓的功能。
另一方面，將從太陽光發電等直流電源得到之直流電力變換成交流電力而進行與交流電力系統之系統互聯(system interconnection)的情況，也會使用變換裝置(電源調節器，power conditioner)(例如參照專利文獻 2)。
先前技術文獻 專利文獻
專利文獻1：日本特開2003-348768號公報
專利文獻2：日本特開2000-152651號公報
專利文獻3：日本特開2003-134667號公報
上述般習知之變換裝置中，AC/DC轉換器及DC/DC轉換器均是藉由開關(switching)元件來構成，經常進行高速的開關。該開關元件會伴隨著微小的開關損耗(switching loss)。雖然1次的開關損耗微小，但若複數個開關元件以高頻率進行開關，則全體而言會產生無法忽視的程度的開關損耗。該開關損耗當然會成為電力損失。
另一方面，作為從直流轉交流之變換裝置，有人提議使DC/DC轉換器與反流器交互地高頻率開關，藉此減低開關損耗(參照專利文獻2)。
不過，例如當使用太陽光發電面板作為直流電源的情形下，有時會將連接複數個太陽光發電面板而成之太陽電池陣列，對於變換裝置並聯複數個來連接(例如參照專利文獻3)。在此情形下，由於各太陽電池陣列中最佳動作 點可能會相異，因此會於每個太陽電池陣列備妥DC/DC轉換器。如此一來，藉由各DC/DC轉換器，便能將相對應之太陽電池陣列的動作點控制在最佳。
但，在具備複數個DC/DC轉換器之構成的基礎上，若如上述專利文獻2中所提議般，進行使DC/DC轉換器及反流器的開關動作交互停止之控制的情形下，當使DC/DC轉換器的開關停止時，給予給反流器的電力，會變成僅從各陣列當中以最高電壓輸出電力之陣列來供給。故，會成為如下狀態，即，無法從電壓相對而言較低的其他陣列獲得電力供給。這樣一來發電效率會降低。
在將複數個蓄電池連接至具備複數個DC/DC轉換器之變換裝置的情形下，進行從交流轉直流的變換時，料想也會有同樣的情況。舉例來說，當蓄電池的充電狀態相異的情形下，雖想藉由DC/DC轉換器來進行每個蓄電池的充電，但在DC/DC轉換器停止開關的期間，可能發生無法適當地進行蓄電池充電之情形。這樣一來充電效率會降低。
有鑑於此一問題點，本發明之目的在於，在具備和複數個直流電源各自相對應的DC/DC轉換器之變換裝置中，設計成減低開關損耗並實現高變換效率，且能有效地活用複數個直流電源。
本發明之變換裝置，為將複數個直流電源的直流電力變換成交流電力而供給至負載之變換裝置，具備：濾波器電路，與前述負載連接，包含交流電抗器及第1電容；DC/AC反流器，透過前述濾波器電路與前述負載連接；DC/DC轉換器，設於前述複數個直流電源的各者與前述DC/AC反流器之間，全體而言有複數個；第2電容，設於前述DC/AC反流器與前述複數個DC/DC轉換器之間；及控制部，依據前述交流電力的電壓、流通於前述交流電抗器之電流及阻抗所造成的電壓變化、分別流通於前述第1電容及前述第2電容之無效電流、以及前述各直流電力的電壓，來將前述複數個DC/DC轉換器的各電流目標值，設定成和前述交流電力的電流同步。
按照本發明之變換裝置，能夠實現高變換效率。此外，能夠有效地活用複數個直流電源。
1‧‧‧反流器裝置(變換裝置)
1R‧‧‧變換裝置
2‧‧‧第1太陽電池陣列/第1陣列
3‧‧‧商用電力系統
10‧‧‧第1升壓電路(DC/DC轉換器)
10d‧‧‧第1降壓電路(DC/DC轉換器)
11‧‧‧反流器電路
11u‧‧‧AC/DC轉換器
12‧‧‧控制部
15‧‧‧直流電抗器
16‧‧‧二極體
17‧‧‧第1電壓感測器
18‧‧‧第1電流感測器
19‧‧‧電容
21‧‧‧濾波器電路
22‧‧‧交流電抗器
23‧‧‧電容
24‧‧‧第3電流感測器
25‧‧‧第3電壓感測器
26‧‧‧電容
30‧‧‧控制處理部
32‧‧‧第1升壓電路控制部
33‧‧‧反流器電路控制部
34‧‧‧平均化處理部
35‧‧‧第2升壓電路控制部
40‧‧‧第2太陽電池陣列/第2陣列
41‧‧‧第2升壓電路(DC/DC轉換器)
41d‧‧‧第2降壓電路(DC/DC轉換器)
42‧‧‧直流電抗器
43‧‧‧二極體
44‧‧‧第2電壓感測器
45‧‧‧第2電流感測器
46‧‧‧電容
51‧‧‧第1演算部
52‧‧‧第1加法器
53‧‧‧補償器
54‧‧‧第2加法器
61‧‧‧第2演算部
62‧‧‧第3加法器
63‧‧‧補償器
64‧‧‧第4加法器
72‧‧‧第5加法器
73‧‧‧補償器
74‧‧‧第6加法器
81、82‧‧‧蓄電池
P‧‧‧電路連接點
Qb1、Qb2，Qa1、Qa2‧‧‧開關元件
Q1~Q4‧‧‧開關元件
[圖1]一實施形態之具備反流器裝置的系統一例示意方塊圖。
[圖2]反流器裝置的電路圖一例。
[圖3]控制部的方塊圖。
[圖4]藉由模擬而求出第1直流輸入電壓檢測值 Vg.1、及第1升壓電路電流檢測值Iin.1、及第1直流輸入電流檢測值Ig.1的經時變化之結果一例示意圖。
[圖5]平均化處理部所進行之，將第1直流輸入電壓檢測值Vg.1予以平均化時的態樣示意圖。
[圖6]控制處理部所做的控制處理說明用控制方塊圖。
[圖7]兩升壓電路及反流器電路的控制處理示意流程圖。
[圖8]反流器輸出電壓目標值Vinv*的一例示意圖。
[圖9]升壓電路電壓目標值Vo*的求取方法示意模型圖，(a)為表示反流器輸出電壓目標值Vinv*與第1直流輸入電壓檢測值Vg.1之比較圖，(b)為升壓電路電壓目標值Vo*的波形示意圖，(c)為將第2升壓電路輸出的電力，以第2直流輸入電壓檢測值Vg.2為基準予以升壓之情形示意圖。
[圖10]將藉由模擬而求出之直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2、及升壓電路電壓目標值Vo*的經時變化的結果，和各目標值一起表示之圖表，上段的圖表為反流器輸出電壓目標值Vinv*與系統電壓檢測值Va之關係示意圖表，中段的圖表為直流輸入電壓值Vg.1，Vg.2與升壓電路電壓目標值Vo*之關係示意圖表，下段的圖表為升壓電路電流目標值Iin.1*，Iin.2*示意圖表。
[圖11](a)為將第1升壓電路用載波與第1升壓電路電壓參考值Vbc1#的波形予以比較之圖表，(b)為第1 升壓電路控制部所生成之用來驅動開關元件之驅動波形。
[圖12](a)為將反流器電路用載波與反流器電壓參考值Vinv#的波形予以比較之圖表，(b)為反流器電路控制部所生成之用來驅動開關元件Q1之驅動波形，(c)為反流器電路控制部所生成之用來驅動開關元件Q3之驅動波形。
[圖13]參考波、及各開關元件的驅動波形一例示意圖。
[圖14](a)為將第2升壓電路用載波與第2升壓電路電壓參考值Vbc2#的波形予以比較之圖表，(b)為第2升壓電路控制部所生成之用來驅動開關元件之驅動波形。
[圖15](a)為從反流器電路輸出之交流電壓、商用電力系統、及交流電抗器的兩端電壓各者的電壓波形示意圖表，(b)為交流電抗器中流通之電流波形示意圖表。
[圖16]具備進行交流轉直流的電力變換之變換裝置的蓄電系統一例示意方塊圖。
[圖17]圖16變換裝置的電路圖一例。
[圖18]圖16變換裝置的動作之概念性示意電壓波形圖。
[圖19]具備進行複合性的電力變換之變換裝置的蓄電系統一例示意方塊圖。
[圖20]具備進行複合性的電力變換之變換裝置的蓄電系統另一例示意方塊圖。
[實施形態的要旨]
本發明之實施形態的要旨，至少包含以下所述者。
(1)其為將複數個直流電源的直流電力變換成交流電力而供給至負載之變換裝置，具備：濾波器電路，與前述負載連接，包含交流電抗器及第1電容；DC/AC反流器，透過前述濾波器電路與前述負載連接；DC/DC轉換器，設於前述複數個直流電源的各者與前述DC/AC反流器之間，全體而言有複數個；第2電容，設於前述DC/AC反流器與前述複數個DC/DC轉換器之間；及控制部，依據前述交流電力的電壓、流通於前述交流電抗器之電流及阻抗所造成的電壓變化、分別流通於前述第1電容及前述第2電容的無效電流、以及前述各直流電力的電壓，來將前述複數個DC/DC轉換器的各電流目標值，設定成和前述交流電力的電流同步。
這樣的變換裝置中，DC/AC反流器與至少1個DC/DC轉換器，是分別以必要最低限度的次數進行高頻率開關。此外，DC/AC反流器會避開交流電壓的振幅的峰值及其附近來動作，DC/DC轉換器會避開交流電壓的零交叉(zero cross)及其附近來動作，故進行高頻率開關時，各自施加於轉換器的半導體元件及電抗器之電壓會相對地變低。此亦有助於減低半導體元件的開關損耗及電抗器的鐵損(iron loss)。如此，便能減低變換裝置全 體而言的損失。此外，該變換裝置亦可為負載連接有交流電源之交流系統，能夠以高效率進行從直流電源對交流系統之系統互聯用的變換。另，為了成為上述「必要最低限度的次數」，理想是藉由DC/AC反流器與DC/DC轉換器交互進行高頻率開關，且高頻率開關的時期不重疊為佳，但實際上即使發生若干重疊，只要存在有各自的停止期間，損失便會減低，有助於高效率化。
此外，依據交流電力的電壓、流通於交流電抗器之電流及阻抗所造成的電壓變化、流通於第1電容及第2電容的無效電流、以及各直流電力的電壓，來將複數個DC/DC轉換器的各電流目標值，設定成和交流電力的電流同步，藉此，即使交流電力的電壓、頻率、及輸出電流有變化，該變換裝置仍能輸出總是和交流電壓同步(或相對於交流電壓而言被控制成任意的相位角)而無失真之電流。
(2)此外，(1)的變換裝置中，亦可為，前述複數個直流電源中，包含太陽電池陣列及蓄電池的至少一方，前述控制部，依據前述電流目標值，設定應分配給各DC/DC轉換器之電流目標值，當直流電源為太陽電池陣列的情形下令其進行該輸出，當直流電源為蓄電池的情形下令其進行充電或放電。
在此情形下，能夠因應各太陽電池陣列的發電狀況及各蓄電池的充電狀態來適當地訂定電流目標值。
(3)此外，(1)或(2)的變換裝置中，能夠是，前述控制部，當將與前述複數個直流電源相對應之 數字訂為i(=1，2，．．．)、從前述各直流電源對前述負載的輸出電流目標值訂為Ia.i*、前述第1電容的靜電容量訂為Ca、前述交流電力的電壓值訂為Va、基於前述複數個直流電源的各者之電壓訂為VDC.i、拉普拉斯運算子訂為S時，係將在前述濾波器電路與前述DC/AC反流器之電路連接點的前述DC/AC反流器的交流輸出電流目標值Iinv*，設定為Ia.i*的合計與流通於前述第1電容之無效電流的加總值，又，當將前述交流電抗器的阻抗訂為Za時，係將在前述電路連接點之前述DC/AC反流器的交流輸出電壓目標值Vinv*設定為Vinv＊=Va+ZaIinv＊並將前述電壓VDC.i、及前述DC/AC反流器的交流輸出電壓目標值Vinv*的絕對值當中較大的一方，設定為前述DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*，將前述第2電容的靜電容量訂為C時，係將前述DC/DC轉換器的電流目標值Iin.i*設定為Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊+Ki{(sCaVa)Vinv＊+(s CVo＊)×Vo＊}]/VDC.i(Ki為滿足ΣKi=1之任意常數的組合)。
上述(3)之變換裝置，為實現(1)之變換裝置的更具體的控制方法示意一例。上述各DC/DC轉換器的電流目標值Iin.i*，會完全反映出交流電力的電壓、流通於交流電抗器之電流及阻抗所造成的電壓變化、流通於第1電容及第2電容的無效電流、以及各直流電力的電 壓，即使各直流電源的電壓或交流輸出電流有變化時，仍能輸出總是和交流輸出電流同步之電力。因此，各DC/DC轉換器及DC/AC反流器能夠以必要最低限度的次數的高頻率開關，來進行從交流轉直流之變換，故半導體開關元件的開關損耗、交流及直流電抗器的鐵損會大幅減低，能夠獲得高變換效率。又，所輸出之交流電力品質高，對商用系統的互聯也能獲得足夠低失真(low distortion)的電流。
(4)此外，(1)至(3)任一者的變換裝置中，能夠是，前述複數個DC/DC轉換器分別包含直流電抗器，將從前述各直流電源的電壓Vg.i，減去因流通於各直流電抗器之電流與阻抗而引起之電壓變化所得到的電壓，訂為前述各直流電力的電壓或電壓VDC.i。
在此情形下，直流電抗器的電流與阻抗所造成之電壓下降亦納入考量，因此當流通於各DC/DC轉換器的電流變化時，也能總是進行正確的控制。
(5)此外，(1)至(4)任一者的變換裝置中，還能將前述負載訂為交流電源。
在此情形下，前述交流電力的電壓會成為交流電源的電壓，但由於具備控制部將各DC/DC轉換器的電流目標值設定成和交流電力的電流同步，故能進行所謂的系統互聯運轉。
(6)此外，(5)的變換裝置中，能夠是，從前述交流電源對前述複數個直流電源的至少1個供給電 力。
在此情形下，從交流電源對該直流電源的輸入電流目標值Ia.i*，自直流側觀察時會成為對於交流電源的電壓而言相位為反轉之電流，但(3)所記載之各計算式仍維持成立。也就是說，(1)至(6)的變換裝置，不僅將直流電源的直流電力變換成交流電力，還能利用作為將交流電源的交流電力變換成直流之雙向變換器。複數個直流電源當中，亦能將其中一者訂為直流電力的發生源，並使其餘者作為吸收直流電力之直流負載來動作。
(7)此外，(1)至(6)任一者的變換裝置中，能夠是，前述複數個DC/DC轉換器及前述DC/AC反流器中包含之半導體開關元件的至少其中1個，係使用SiC元件。
(1)至(6)記載之變換裝置，雖能夠藉由減低高頻率開關的次數來減低半導體元件的開關損耗以及直流及交流電抗器的鐵損，但無法減低半導體元件的導通損失。就這一點，只要使用SiC元件作為半導體元件便能減低導通損失，因此若與(1)至(6)記載之變換裝置組合，便能由兩者的乘數效果獲得高變換效率。
[實施形態的詳細]
以下參照圖面，說明本發明之實施形態。
《具備系統互聯功能之，直流轉交流的變換裝置》
首先，詳細說明具備系統互聯機能之，直流轉交流的變換裝置(以下簡稱反流器裝置)。
〔1 關於全體構成〕
圖1為一實施形態之具備反流器裝置的系統一例示意方塊圖。圖中，在反流器裝置1的輸入端，連接著作為直流電源之第1太陽電池陣列2及第2太陽電池陣列40，在輸出端連接著交流的商用電力系統3(交流系統)。
該系統，係進行互聯運轉，即，將第1太陽電池陣列2(以下亦簡稱第1陣列2)及第2太陽電池陣列40(以下亦簡稱第2陣列40)所發電之直流電力變換成交流電力，並輸出至商用電力系統3。
第1陣列2及第2陣列40，是將複數個太陽光發電面板(模組)串並聯連接而構成。本實施形態中，第2陣列40是做成下述般構成，即，該第2陣列40輸出之電力的電壓，成為比第1陣列2輸出之電力的電壓還小。
反流器裝置1，具備：第1升壓電路(DC/DC轉換器)10，被給予第1陣列2所輸出之直流電力；及第2升壓電路(DC/DC轉換器)41，被給予第2陣列40所輸出之直流電力；及反流器電路(DC/AC反流器)11，將從兩升壓電路10、41給予之電力變換成交流電力並輸出至商用電力系統3；及控制部12，控制該些電路10、11、41的動作。
第1升壓電路10與第2升壓電路41，相對於反流器電路11並聯連接。
圖2為反流器裝置1的電路圖一例。
連接著第1陣列2之第1升壓電路10，具備直流電抗器15、二極體16、及由IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等所構成之開關元件Qb1，而構成升壓截波(chopper)電路。
在第1升壓電路10的輸入側，設有第1電壓感測器17、第1電流感測器18、及用於平滑化之電容26。第1電壓感測器17，係檢測第1陣列2所輸出，而輸入至第1升壓電路10之直流電力的第1直流輸入電壓檢測值Vg.1(直流輸入電壓值)，並輸出至控制部12。第1電流感測器18，係檢測直流電抗器15中流通之電流亦即第1升壓電路電流檢測值Iin.1，並輸出至控制部12。
連接著第2陣列40之第2升壓電路41，具備直流電抗器42、二極體43、及由IGBT等所構成之開關元件Qb2，如同第1升壓電路般構成升壓截波電路。
此外，在第2升壓電路41的輸入側，設有第2電壓感測器44、第2電流感測器45、及用於平滑化之電容46。第2電壓感測器44，係檢測第2陣列40所輸出，而輸入至第2升壓電路41之直流電力的第2直流輸入電壓檢測值Vg.2，並輸出至控制部12。第2電流感測器45，係檢測直流電抗器42中流通之電流亦即第2升壓電路電流檢測值Iin.2，並輸出至控制部12。
控制部12，係依直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2來演算輸入電力Pin.1、Pin.2，而具有對第1陣列2及第2陣列40進行MPPT(Maximum Power Point Tracking：最大功率點追蹤)控制之功能。
在兩升壓電路10、41與反流器電路11之間，連接有平滑用的電容19。
反流器電路11，具備由FET(Field Effect Transistor)所構成之開關元件Q1~Q4。該些開關元件Q1~Q4，構成全橋式電路(full-bridge circuit)。
各開關元件Q1~Q4連接至控制部12，設計成可藉由控制部12控制。控制部12，將各開關元件Q1~Q4的動作做PWM(脈寬調變，pulse width modulation)控制。藉此，反流器電路11將從兩升壓電路10、41給予之電力變換成交流電力。
反流器裝置1，在反流器電路11與商用電力系統3之間具備濾波器電路21。
濾波器電路21，是構成為具備2個交流電抗器22、及電容23。濾波器電路21，具有將從反流器電路11輸出之交流電力中含有的高頻成分予以除去之功能。藉由濾波器電路21而被除去了高頻成分之交流電力，會給予至商用電力系統3。
此外，在濾波器電路21，連接有第3電流感測器24，用來檢測由反流器電路11輸出之電流值亦即反 流器電流檢測值Iinv(交流電抗器22中流通之電流)。又，在濾波器電路21與商用電力系統3之間，連接有第3電壓感測器25，用來檢測商用電力系統3側的電壓值(系統電壓檢測值Va)。
第3電流感測器24及第3電壓感測器25，將檢測出的反流器電流檢測值Iinv及系統電壓檢測值Va輸出至控制部12。
控制部12，依據該些系統電壓檢測值Va及反流器電流檢測值Iinv、以及上述直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2、升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2，來控制兩升壓電路10、41及反流器電路11。
〔2 關於控制部〕
圖3為控制部12的方塊圖。控制部12如圖3所示，功能上具有控制處理部30、第1升壓電路控制部32、反流器電路控制部33、平均化處理部34、第2升壓電路控制部35。
控制部12的各功能，其部分或全部可藉由硬體電路來構成，其部分或全部亦可藉由令電腦執行軟體(電腦程式)來實現。實現控制部12功能的軟體(電腦程式)，存儲於電腦的記憶裝置(圖示省略)。
第1升壓電路控制部32，依據從控制處理部30給予的目標值與檢測值，來控制第1升壓電路10的開關元件Qb1，使其輸出和前述目標值相應之電流的電力至 第1升壓電路10。
第2升壓電路控制部35，依據從控制處理部30給予的目標值與檢測值，來控制第2升壓電路41的開關元件Qb2，使其輸出和前述目標值相應之電流的電力至第2升壓電路41。
此外，反流器電路控制部33，依據從控制處理部30給予的目標值與檢測值，來控制反流器電路11的開關元件Q1~Q4，使其輸出和前述目標值相應之電流的電力至反流器電路11。
對於控制處理部30，會給予直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2、升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2、系統電壓檢測值Va、及反流器電流檢測值Iinv。
控制處理部30，由直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2，來演算第1升壓電路10的第1輸入電力Pin.1及其平均值〈Pin.1〉，以及第2升壓電路41的第2輸入電力Pin.2及其平均值〈Pin.2〉。
控制處理部30具有下述功能，即，依據第1輸入電力平均值〈Pin.1〉，設定第1升壓電路10的第1直流輸入電流目標值Ig.1*(後文說明)，以針對第1陣列2進行MPPT控制，且將第1升壓電路10及反流器電路11各者做反饋控制。
此外，控制處理部30還具有下述功能，即，依據第2輸入電力平均值〈Pin.2〉，設定第2升壓電路41的直 流輸入電流目標值Ig.2*(後文說明)，以針對第2陣列40進行MPPT控制，且將第1升壓電路10做反饋控制。
直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2，被給予至平均化處理部34、及控制處理部30。
平均化處理部34具有下述功能，即，每隔事先設定好的規定時間間隔，將從兩電壓感測器17，44及兩電流感測器18，45給予之直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2予以取樣，以求出各者的平均值，並將平均化後之直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2給予至控制處理部30。
圖4為藉由模擬而求出第1直流輸入電壓檢測值Vg.1、及第1升壓電路電流檢測值Iin.1的經時變化之結果一例示意圖。
第1升壓電路電流檢測值Iin.1如後述般，是依據目標值而顯現成為和系統電壓同步之波形。
此外，第1直流輸入電流檢測值Ig.1，是在比電容26還靠輸入側所檢測之電流值。
如圖4所示，可看出第1直流輸入電壓檢測值Vg.1、及第1直流輸入電流檢測值Ig.1、第1升壓電路電流檢測值Iin.1，是以系統電壓的1/2周期而變動。
如圖4所示，第1直流輸入電壓檢測值Vg.1、及第1直流輸入電流檢測值Ig.1周期性變動的理由 如下。亦即，反流器裝置1的第1升壓電路電流檢測值Iin.1，會因應第1升壓電路10、及反流器電路11的動作，而在交流周期的1/2周期中從幾乎0A大幅變動至峰值。因此，無法以電容26來完全除去變動成分，第1直流輸入電流檢測值Ig.1，會成為含有以交流周期的1/2周期而變動之成分的脈動電流(pulsating current)。另一方面，太陽光發電面板，輸出電壓會因輸出電流而變化。
故，在第1直流輸入電壓檢測值Vg.1發生之周期性變動，會成為反流器裝置1所輸出之交流電力的1/2周期。也就是說，會成為商用電力系統3的1/2周期。
平均化處理部34，為了抑制上述周期性變動所造成之影響，係將第1直流輸入電壓檢測值Vg.1及第1升壓電路電流檢測值Iin.1予以平均化。
圖5為平均化處理部34所進行之，將第1直流輸入電壓檢測值Vg.1予以平均化時的態樣示意圖。
平均化處理部34，從某一時間點t1開始至時間點t2之間的期間L中，每隔事先設定好的規定時間間隔△t，針對給予其之第1直流輸入電壓檢測值Vg.1進行複數次取樣(圖中黑點的時間點)，並求出得到的複數個第1直流輸入電壓檢測值Vg.1之平均值。
此處，平均化處理部34，是將期間L設定為商用電力系統3的周期長度的1/2長度。此外，平均化處理部34，是將時間間隔△t設定為比商用電力系統3的1/2周期長度還充分短之期間。
如此一來，平均化處理部34，便能將以商用電力系統3的1/2周期而周期性變動之第1直流輸入電壓檢測值Vg.1，儘可能地縮短取樣期間，同時精度良好地求出其平均值。
另，取樣的時間間隔△t，例如能夠設定為商用電力系統3的周期的1/100~1/1000，或20微秒~200微秒等。
另，平均化處理部34，能夠事先記憶住期間L，亦能從第3電壓感測器25取得系統電壓檢測值Va而取得關於商用電力系統3的周期之資訊。
此外，此處雖將期間L設定為商用電力系統3的周期長度的1/2長度，但期間L只要至少設定為商用電力系統3的1/2周期，便能精度良好地求出第1直流輸入電壓檢測值Vg.1的平均值。這是因為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1如上述般，是藉由第1升壓電路10、及反流器電路11的動作，而以商用電力系統3的周期長度的1/2長度周期性變動的緣故。
故，當必需將期間L設定為更長的情形下，比如像商用電力系統3的1/2周期的3倍或4倍這般，將期間L設定為商用電力系統3的1/2周期的整數倍即可。如此，便能夠以周期單位來掌握電壓變動。
如上述般，第1升壓電路電流檢測值Iin.1亦如同第1直流輸入電壓檢測值Vg.1般，是以商用電力系統3的1/2周期而周期性變動。
故，平均化處理部34，藉由如同圖5所示第1直流輸入電壓檢測值Vg.1般的方法，亦求出第1升壓電路電流檢測值Iin.1之平均值。
又，位於第2陣列40側之第2直流輸入電壓檢測值Vg.2、及第2升壓電路電流檢測值Iin.2，基於和第1直流輸入電壓檢測值Vg.1相同的理由，是以商用電力系統3的1/2周期而周期性變動。
故，平均化處理部34，藉由如同圖5所示第1直流輸入電壓檢測值Vg.1般的方法，亦求出第2直流輸入電壓檢測值Vg.2、及第2升壓電路電流檢測值Iin.2各者之平均值。
控制處理部30，於每個期間L逐一分別求出直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2之平均值及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2之平均值。
平均化處理部34，將求出的直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2之平均值及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2之平均值，給予至控制處理部30。
本實施形態中，如上述般，平均化處理部34求出直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2之平均值及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2之平均值，控制處理部30利用該些值來對兩陣列2，40進行MPPT控制，同時控制兩升壓電路10、41及反流器電路11，故即使當兩陣列2，40所造成的直流電流有變動而不穩定的情形下，控制部12仍能精度良好地獲得直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2之 平均值、及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2之平均值，以作為來自兩陣列2，40的輸出。其結果，能夠良好地進行MPPT控制，能有效抑制電源效率降低。
此外，如上述般，當因反流器裝置1的輸入電流變動，而兩陣列2，40輸出之直流電力的電壓(直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2)或電流(升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2)發生變動的情形下，其變動周期會和反流器電路11輸出之交流電力的1/2周期(商用電力系統3的1/2周期)一致。
就這一點，本實施形態中，在設定成商用電力系統3的周期長度的1/2長度之期間L的時間，針對直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2各者，是以比交流系統的1/2周期還充分短之時間間隔△t來做複數次取樣，並依其結果求出直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2之平均值及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2之平均值，故即使直流電流的電壓及電流周期性變動，仍能精度良好地求出直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2。
另，從兩陣列2，40給予之直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2中發生的變動，如上述般，是起因於反流器電路11等的阻抗變動。故，直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2及升壓電路電流檢測值Iin.1，Iin.2，亦可為依照以比反流器電路11輸出之交流電力的1/2周期還短的時間間隔△t做複數次 取樣之結果而得之值。
控制處理部30，依據上述輸入電力平均值〈Pin.1〉，〈Pin.2〉，設定直流輸入電流目標值Ig.1*，Ig.2*，並依據該設定好的直流輸入電流目標值Ig.1*，Ig.2*或上述值，求出對於兩升壓電路10、41及反流器電路11各者之目標值。
控制處理部30具有下述功能，即，將求出的目標值給予至第1升壓電路控制部32、第2升壓電路控制部35、及反流器電路控制部33，並將兩升壓電路10、41及反流器電路11各者做反饋控制。
圖6為控制處理部30所做的控制處理說明用控制方塊圖。
控制處理部30，身為用來進行反流器電路11的控制之功能部，具有第1演算部51、第1加法器52、補償器53、及第2加法器54。
此外，控制處理部30，身為用來進行兩升壓電路10、41的控制之功能部，具有第2演算部61、第3加法器62、補償器63、第4加法器64、第5加法器72、補償器73、及第6加法器74。
圖7為兩升壓電路10、41及反流器電路11的控制處理示意流程圖。圖6所示之各功能部，是藉由執行圖7所示流程圖所示之處理，來控制兩升壓電路10、41及反流器電路11。
以下依照圖7，說明兩升壓電路10、41及反流器電 路11的控制處理。
首先，控制處理部30求出現狀的輸入電力平均值〈Pin.i〉(步驟S9)，與前次演算時的輸入電力平均值〈Pin.i〉比較，設定直流輸入電流目標值Ig.i*(步驟S1)。另，輸入電力平均值〈Pin.i〉，是依據下述式(1)求出。
輸入電力平均值〈Pin.i〉=〈Iin.i×Vg.i〉．．．(1)
另，式(1)中，「i」為和連接至反流器電路11之各升壓電路相對應的數字，本實施形態中為「1」或「2」。「i=1」，對應於第1升壓電路10，「i=2」，對應於第2升壓電路41。故，〈Pin.1〉表示第1升壓電路10之輸入電力平均值，〈Pin.2〉表示第2升壓電路41之輸入電力平均值。
本實施形態中，控制處理部30求出輸入電力平均值〈Pin.1〉，〈Pin.2〉，設定直流輸入電流目標值Ig.1*，Ig.2*。
此外，式(1)中，Iin.i為升壓電路電流檢測值、Vg.i為直流輸入電壓檢測值，該些升壓電路電流檢測值Iin.i、及直流輸入電壓檢測值Vg.i，為藉由平均化處理部34而被平均化後之值。
此外，式(1)以外之以下所示有關控制的各式中，升壓電路電流檢測值Iin.i、及直流輸入電壓檢測值Vg.i， 是使用未被平均化之瞬間值。
也就是說，升壓電路電流檢測值Iin.i之平均值、及直流輸入電壓檢測值Vg.i之平均值，是為了用來求出輸入電力平均值〈Pin.i〉。
此外，「〈 〉」表示括弧內的值之平均值或有效值。以下亦同。
控制處理部30，將設定好的直流輸入電流目標值Ig.i*，給予至第1演算部51。
對於第1演算部51，除了直流輸入電流目標值Ig.i*以外，還給予直流輸入電壓檢測值Vg.i、系統電壓檢測值Va。
第1演算部51，利用被給予的直流輸入電流目標值Ig.i*、直流輸入電壓檢測值Vg.i、變換效率ηi、及系統電壓檢測值Va，依據下述式(2)，演算以各直流電源為起源而對反流器裝置1這個系統輸出之輸出電流目標值的有效值ㄑIa*.i〉。
來自各直流電源之輸出電流目標值的有效值〈Ia.i＊〉=〈Ig.i＊×Vg.i〉×ηi/〈Va〉．．．(2)
又，第1演算部51，依據下述式(3)，求出輸出電流目標值Ia*(步驟S2)。
此處，第1演算部51，是將各輸出電流目標值Ia.i*求出成為和系統電壓檢測值Va同相位之正弦波。
各輸出電流目標值Ia.i＊=(√ 2)×〈Ia.i＊〉×sinωt．．．(3)
接下來，第1演算部51如下述式(4)所示，演算用來控制反流器電路11之電流目標值，亦即反流器電流目標值Iinv*(步驟S3)。
反流器電流目標值Iinv＊=ΣIa.i＊+s CaVa．．．(4)
其中，式(4)中，Ca為電容23的靜電容量，S為拉普拉斯運算子。
上述式(4)，若以對時間t的微分來表現，則成為Iinv＊=ΣIa.i＊+Ca×(d Va/dt)．．．(4a)
式(4)，(4a)中，右邊第2項為將濾波器電路21的電容23中流通之電流納入考量後加計之值。
另，輸出電流目標值Ia*，如上述式(3)所示，是被求出成為和系統電壓檢測值Va同相位之正弦波。也就是說，控制處理部30，係控制反流器電路11，使得反流器裝置1輸出之交流電力的電流相位會和系統電壓(系統電壓檢測值Va)成為同相位。
第1演算部51，當求出反流器電流目標值Iinv*，便將該反流器電流目標值Iinv*給予至第1加法器52。
反流器電路11，藉由該反流器電流目標值Iinv*而受 到反饋控制。
對於第1加法器52，除了反流器電流目標值Iinv*以外，還給予現狀的反流器電流檢測值Iinv。
第1加法器52，演算反流器電流目標值Iinv*與現狀的反流器電流檢測值Iinv之差值，並將其演算結果給予至補償器53。
補償器53，當被給予上述差值，便依據比例係數等來進行演算，更藉由第2加法器54與系統電壓Va加計，藉此求出使該差值收斂而得以使反流器電流檢測值Iinv成為反流器電流目標值Iinv*之反流器電壓參考值Vinv#。將該反流器電壓參考值Vinv#與從第1演算部51給予之DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*予以比較，並將藉此得到之控制訊號給予至反流器電路控制部33，以使反流器電路11輸出遵照反流器輸出電壓目標值Vinv*之電壓。
反流器電路11輸出之電壓，會給予至交流電抗器22，而被反饋成為新的反流器電流檢測值Iinv。然後，藉由第1加法器52再度演算反流器電流目標值Iinv*與反流器電流檢測值Iinv之間的差值，同上述般，反流器電路11依據該差值而受到控制。
如以上這樣，反流器電路11，藉由反流器電流目標值Iinv*與反流器電流檢測值Iinv而受到反饋控制(步驟S4)。
另一方面，對於第2演算部61，除了直流輸 入電壓檢測值Vg.i、系統電壓檢測值Va以外，還給予第1演算部51演算之反流器電流目標值Iinv*。
第2演算部61，依據下述式(5)，演算反流器輸出電壓目標值Vinv*(步驟S5)。
反流器輸出電壓目標值Vinv＊=Va+ZaIinv＊．．．(5)
其中，式(5)中，Za為交流電抗器的阻抗。
式(5)中，右邊第2項為將在交流電抗器22的兩端發生之電壓納入考量後加計之值。
本實施形態中，是依據電流目標值亦即反流器電流目標值Iinv*，來設定反流器輸出電壓目標值Vinv*(電壓目標值)，而該電流目標值是用來控制反流器電路11以使反流器裝置1輸出之交流電力的電流相位會和系統電壓檢測值Va成為同相位。
當求出反流器輸出電壓目標值Vinv*，便如下述式(6)所示，第2演算部61，將電壓Vg或較佳是下述直流電壓Vgf作為基於直流電源即太陽電池陣列2，40之電壓VDC.i，與反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值予以比較，並將較大的一方決定成為升壓電路電壓目標值Vo*(步驟S6)。所謂直流電壓Vgf，是對於Vg，將直流電抗器15的阻抗Z所造成的電壓下降納入考量後之電壓，若以升壓電路電流目標值為Iin.i*，則Vgf=(Vg-ZIin.i*)。是故，能夠訂為 Vo＊=Max(Vg-ZIin.i＊,Vinv＊的絕對值)．．．(6)。
另，Vg如下述式(7)所示，是採用各升壓電路10、41當中電壓值最大之值。
Vg=Max(Vg.i)．．．(7)
又，第2演算部61，依據下述式(8)，演算升壓電路電流目標值Iin*(步驟S7)。
升壓電路電流目標值Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊+Ki{(sCaVa)Vinv＊+(sCoVo＊)×Vo＊}]/(Vg.i-ZIin.i)．．．(8)
其中，Ki為滿足以下條件之任意常數
其中，式(8)中，Co為電容19(平滑電容)的靜電容量，S為拉普拉斯運算子。
上述式(8)，若以對時間t的微分來表現，則成為Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+(Co×dVo＊/dt)×Vo＊}]/(Vg.i-ZIin.i)．．．(8a)。
此外，若檢測電容19中流通之電流，並將其訂為Ico，則成為Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+Ico×Vo＊}]/(Vg.i-ZIin.i)．．．(8b)。
式(8)，(8a)，(8b)中，第3項為將通過電容19的無效電力納入考量後之值。也就是說，除了反流器電路11的電力目標值以外還將無效電力納入考量，藉此能夠更正確地求出Iin.i*的值。
又，若事先測定反流器裝置1的電力損失PLOSS.i，則上述式(8a)亦可如下述般表現。
Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+(C×dVo＊/dt)×Vo＊}+PLOSS.i]/(Vg.i-ZIin.i)．．．(8c)
同樣地，上述式(8b)亦可如下述般表現。
Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊+Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+Ico×Vo＊}+PLOSS.i]/(Vg.i-ZIin.i)．．．(8d)。
在此情形下，除了反流器電路11的電力目標值以外還將無效電力及電力損失PLOSS.i納入考量，藉此能夠更嚴謹地求出Iin.i*的值。
第2演算部61，如上述這樣，求出升壓電路電流目標值Iin.i*(升壓電路電流目標值Iin.1*，Iin.2*)。第2演算部61，將升壓電路電流目標值Iin.1*給予至第3加法器62。
第1升壓電路10，藉由該升壓電路電流目標值Iin.1*而受到反饋控制。
對於第3加法器62，除了升壓電路電流目標值Iin.1*以外，還給予現狀的第1升壓電路電流檢測值Iin.1。
第3加法器62，演算升壓電路電流目標值Iin.1*與現狀的第1升壓電路電流檢測值Iin.1之差值，並將其演算結果給予至補償器63。
補償器63，當被給予上述差值，便依據比例係數等來進行演算，更藉由第4加法器64而從直流輸入電壓檢測值Vg.1減去該值，藉此求出使該差值收斂而得以使第1升壓電路電流檢測值Iin.1成為升壓電路電流目標值Iin.1*之第1升壓電路電壓參考值Vbc1#。將該第1升壓電路電壓參考值Vbc1#與從第1演算部51給予之DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*予以比較，並將藉此得到的控制訊號給予至第1升壓電路控制部32，以使第1升壓電路10輸出遵照升壓電路電壓目標值Vo*之電壓。
第1升壓電路10輸出之電力，會給予至直流電抗器15，而被反饋成為新的第1升壓電路電流檢測值Iin.1。然後，藉由第3加法器62再度演算升壓電路電流目標值Iin.1*與第1升壓電路電流檢測值Iin.1之間的差值，同上述般，第1升壓電路10依據該差值而受到控制。
如以上這樣，第1升壓電路10，藉由升壓電路電流目標值Iin.1*與第1升壓電路電流檢測值Iin.1而受到反饋控制(步驟S8)。
此外，第2演算部61，將升壓電路電流目標值Iin.2*給予至第5加法器72。
第2升壓電路41，藉由該升壓電路電流目標值Iin.2*而受到反饋控制。
對於第5加法器72，除了升壓電路電流目標值Iin.2*以外，還給予現狀的第2升壓電路電流檢測值Iin.2。
第5加法器72，演算升壓電路電流目標值Iin.2*與現狀的第2升壓電路電流檢測值Iin.2之差值，並將其演算結果給予至補償器73。
補償器73，當被給予上述差值，便依據比例係數等來進行演算，更藉由第6加法器74而從直流輸入電壓檢測值Vg.2減去該值，藉此求出使該差值收斂而得以使第2升壓電路電流檢測值Iin.2成為升壓電路電流目標值Iin.2*之第2升壓電路電壓參考值Vbc2#。將該第2升壓電路電壓參考值Vbc2#與從第1演算部51給予之DC /IDC轉換器的輸出電壓目標值Vo*予以比較，並將藉此得到的控制訊號給予至第2升壓電路控制部35，以使第2升壓電路41輸出遵照升壓電路電壓目標值Vo*之電壓。
如以上這樣，第2升壓電路41，藉由升壓電路電流目標值Iin.2*與第2升壓電路電流檢測值Iin.2，如同第1升壓電路10般受到反饋控制(步驟S8)。
上述步驟S8之後，控制處理部30依據上述式(1)，求出現狀的輸入電力平均值〈Pin.i〉(步驟S9)。
控制處理部30，與前次演算時的輸入電力平均值〈Pin.i〉比較，並設定直流輸入電流目標值Ig.i*以使輸入電力平均值〈Pin.i〉成為最大值(使其追蹤最大電力點)。
藉由上述，控制處理部30對第1陣列2、及第2陣列進行MPPT控制，同時控制兩升壓電路10、41及反流器電路11。
圖8為反流器輸出電壓目標值Vinv*的一例示意圖。圖中，縱軸表示電壓、橫軸表示時間。虛線表示商用電力系統3的電壓波形，實線表示反流器輸出電壓目標值Vinv*的波形。
反流器裝置1，藉由遵照圖7流程圖之控制，以圖8所示反流器輸出電壓目標值Vinv*為電壓目標值而輸出電力。
故，反流器裝置1，會輸出遵照圖9所示反流器輸出 電壓目標值Vinv*的波形之電壓的電力。
如圖所示，兩波的電壓值及頻率彼此幾乎相同，但反流器輸出電壓目標值Vinv*的相位，對於商用電力系統3的電壓相位而言進相(phase advance)了數度。
本實施形態之控制處理部30，如上述般，在執行第1升壓電路10及反流器電路11的反饋控制當中，是使反流器輸出電壓目標值Vinv*的相位，對於商用電力系統3的電壓相位而言進相了約3度。
使反流器輸出電壓目標值Vinv*的相位相對於商用電力系統3的電壓相位而言進相之角度，只要數度即可，如後述般，與商用電力系統3的電壓波形之間求出差值時得到的電壓波形，是被設定在相對於商用電力系統3的電壓波形而言成為前進了90度之相位的範圍。舉例來說，是被設定在比0度大且比10度小之值的範圍。
〔3 關於升壓電路的電壓目標值〕
本實施形態中，連接至第2升壓電路41之第2陣列40是做成下述構成，即，如上述般，以比第1陣列2輸出之電力的電壓還小的電壓來輸出電力。
另一方面，如上述式(6)，(7)、及圖7中步驟S6所示，兩升壓電路10、41輸出之電力的電壓目標值亦即升壓電路電壓目標值Vo*，是如以下般設定。
亦即是構成為，第1陣列2所造成的第1直流輸入電壓檢測值Vg.1、與第2陣列40所造成的第2直流輸入電 壓檢測值Vg.2會被比較，而選擇較高電壓之第1直流輸入電壓檢測值Vg.1(上述式(7))。
接下來，將被選擇的第1直流輸入電壓檢測值Vg.1與反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值予以比較，並採用值較高的一方，藉此求出升壓電路電壓目標值Vo*。
圖9為升壓電路電壓目標值Vo*的求取方法示意模型圖，圖9(a)為表示反流器輸出電壓目標值Vinv*與第1直流輸入電壓檢測值Vg.1之比較圖。圖中，縱軸表示電壓、橫軸表示時間。
控制處理部30，是將第1直流輸入電壓檢測值Vg.1與反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值予以比較而採用值較高的一方，故升壓電路電壓目標值Vo*，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值當中，針對第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上之部分，會仿照反流器輸出電壓目標值Vinv*，而針對第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下之部分，則成為仿照第1直流輸入電壓檢測值Vg.1的波形。
圖9(b)為升壓電路電壓目標值Vo*的波形示意圖。升壓電路電壓目標值Vo*，如圖所示，針對第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上之部分，是被做成仿照反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值之波形，而針對反流器輸出電壓目標值Vinv*為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下之部分，則被做成仿照第1直流輸入電壓檢測值Vg.1之波形。
是故，升壓電路電壓目標值Vo*如圖所示，其最低電 壓值為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1，故其電壓總是成為比第2直流輸入電壓檢測值Vg.2還大，而能防止其低於第1直流輸入電壓檢測值Vg.1。
也就是說，第2升壓電路41總是進行升壓，以便輸出遵照升壓電路電壓目標值Vo*之電壓的電力。
舉例來說，若將第2升壓電路41輸出之電力，以第2直流輸入電壓檢測值Vg.2為基準來升壓，則第2升壓電路41輸出之電力，於圖9(c)中範圍K中，電壓值會變得比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還低，當僅從第1陣列2供給電力時，便會得不到來自第2陣列40的電力供給。因此，恐發生使兩陣列2，40全體而言的電源效率降低。
就這一點，本實施形態中，如圖9(c)所示般，係控制第2升壓電路41，使得在反流器輸出電壓目標值Vinv*成為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下之範圍K中，從第2升壓電路41輸出之電力的電壓值會和第1直流輸入電壓檢測值Vg.1幾乎一致，故能夠使從第2升壓電路41輸出之電力的最低電壓值，和第1直流輸入電壓檢測值Vg.1幾乎一致。
如此一來，便能防止從第2升壓電路41輸出之電力的電壓值，比第1升壓電路10輸出之電力的電壓值還大幅低落。其結果，便能防止無法獲得通過第2升壓電路41之來自第2陣列40的電力供給這樣的期間K產生，能夠抑制電源效率降低。
此外，本實施形態中，如上述式(8)所示般，能夠良好地獲得各升壓電路10、41各自的電流目標值，以便求出各升壓電路各自的電流目標值亦即升壓電路電流目標值Iin.i*。其結果，會使從第2升壓電路41輸出之電力的最低電壓值，和第1直流輸入電壓檢測值Vg.1幾乎一致。
若依據升壓電路電流目標值Iin.1*來控制第1升壓電路10，則在反流器輸出電壓目標值Vinv*比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還低的期間會停止升壓，而在反流器輸出電壓目標值Vinv*比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還高的期間則會進行升壓。
另，所謂從第2升壓電路41輸出之電力的電壓值(第2直流輸入電壓檢測值Vg.2)和第1直流輸入電壓檢測值Vg.1幾乎一致之狀態，係指從第1升壓電路10與第2升壓電路41供給電力時，電壓一致到能夠自雙方獲得電力供給的程度之狀態。
圖10為將藉由模擬而求出之直流輸入電壓檢測值Vg.1，Vg.2、及升壓電路電壓目標值Vo*的經時變化的結果，和各目標值一起表示之圖表。
圖10中，上段的圖表為反流器輸出電壓目標值Vinv*與系統電壓檢測值Va之關係示意圖表，中段的圖表為直流輸入電壓值Vg.1，Vg.2與升壓電路電壓目標值Vo*之關係示意圖表，下段的圖表為升壓電路電流目標值Iin.1*，Iin.2*示意圖表。
如圖所示，可以確認到，升壓電路電壓目標值Vo*，針對第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上之部分，是被做成仿照反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值之波形，而針對反流器輸出電壓目標值Vinv*為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下之部分，則成為仿照第1直流輸入電壓檢測值Vg.1之波形。
〔4 關於第1升壓電路及反流器電路的控制〕
第1升壓電路控制部32(圖3)，係控制第1升壓電路10的開關元件Qb1。此外，反流器電路控制部33，係控制反流器電路11的開關元件Q1~Q4。
第1升壓電路控制部32及反流器電路控制部33，分別生成第1升壓電路用載波及反流器電路用載波，並將該些載波藉由從控制處理部30給予之目標值亦即第1升壓電路電壓參考值Vbc1#、及反流器電壓參考值Vinv#來加以調變，以生成用來驅動各開關元件之驅動波形。
第1升壓電路控制部32及反流器電路控制部33，依據上述驅動波形控制各開關元件，藉此使第1升壓電路10及反流器電路11輸出近似於反流器輸出電壓目標值Vinv*的波形之電壓波形的交流電力。
圖11(a)為將第1升壓電路用載波與第1升壓電路電壓參考值Vbc1#的波形予以比較之圖表。圖中，縱軸表示電壓、橫軸表示時間。另，圖11(a)中，為便 於理解，係將第1升壓電路用載波的波長圖示成比實際還長。
第1升壓電路控制部32生成之升壓電路用載波，是極小值為「0」之三角波，振幅A1被訂為從控制處理部30給予之升壓電路電壓目標值Vo*。
此外，升壓電路用載波的頻率，是藉由來自控制處理部30的控制命令，而被升壓電路控制部32設定成為規定之工作比。
另，升壓電路電壓目標值Vo*，係以下述方式變化，即，如上述般，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值大致成為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上的期間W1當中，是仿照反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值，除此以外的期間則是仿照第1直流輸入電壓檢測值Vg.1。故，第1升壓電路用載波的振幅A1亦會因應升壓電路電壓目標值Vo*而變化。
另，本實施形態中，訂定第1直流輸入電壓檢測值Vg.1為250伏特，商用電力系統3的電壓振幅為288伏特。
第1升壓電路電壓參考值Vbc1#的波形(以下亦稱為第1升壓電路用參考波Vbc1#)，是控制處理部30依據升壓電路電流目標值Iin.1*而求出之值，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還大的期間W1中，會成為正值。第1升壓電路用參考波Vbc1#，在期間W1當中，會成為和升壓電路電 壓目標值Vo*所呈之波形狀近似的波形，對於第1升壓電路用載波而言呈交錯。
第1升壓電路控制部32，將第1升壓電路用載波與第1升壓電路用參考波Vbc1#予以比較，以生成用來驅動開關元件Qb1之驅動波形，使得在第1升壓電路用參考波Vbc1#為第1升壓電路用載波以上之部分成為導通(ON)、為載波以下之部分成為斷開(OFF)。
圖11(b)為第1升壓電路控制部32生成之用來驅動開關元件Qb1之驅動波形。圖中，縱軸為電壓、橫軸為時間。橫軸表示成為和圖11(a)的橫軸一致。
該驅動波形表示開關元件Qb1的開關動作，藉由給予至開關元件Qb1，便能使其執行遵照該驅動波形之開關動作。驅動波形係構成控制命令，該控制命令是設計成當電壓為0伏特便將開關元件的開關斷開，電壓為正電壓便將開關元件的開關導通。
第1升壓電路控制部32，係生成驅動波形，使得在反流器輸出電壓目標值Vinv*的電壓值的絕對值成為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上之範圍W1中會進行開關動作。故，在第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下的範圍當中，會控制開關元件Qb1使其停止開關動作。
此外，各脈衝寬度，是由三角波亦即第1升壓電路用載波的截距來決定。故，電壓愈高的部分脈衝寬度會變得愈大。
像以上這樣，第1升壓電路控制部32，將第 1升壓電路用載波藉由第1升壓電路用參考波Vbc1#來調變，以生成表示用於開關之脈衝寬度的驅動波形。第1升壓電路控制部32，依據生成之驅動波形來將第1升壓電路10的開關元件Qb1做PWM控制。
當設置和二極體16並聯而朝二極體的順向導通之開關元件Qbu的情形下，開關元件Qbu會使用和開關元件Qb的驅動波形相反之驅動波形。但，為了防止開關元件Qb與開關元件Qbu同時導通，開關元件Qbu的驅動脈衝從斷開轉移至導通時，會設置1微秒左右的空檔時間(dead time)。
圖12(a)為將反流器電路用載波與反流器電壓參考值Vinv#的波形予以比較之圖表。圖中，縱軸表示電壓、橫軸表示時間。另，圖12(a)中，同樣地為便於理解，係將反流器電路用載波的波長圖示成比實際還長。
反流器電路控制部33生成之反流器電路用載波，是振幅中央為0伏特之三角波，其單側振幅被設定為升壓電路電壓目標值Vo*(電容23的電壓目標值)。故，反流器電路用載波的振幅A2，具有第1直流輸入電壓檢測值Vg.1的2倍(500伏特)之期間、以及商用電力系統3的電壓的2倍(最大576伏特)之期間。
此外，頻率，是藉由來自控制處理部30的控制命令等，而被反流器電路控制部33設定成為規定之工作比。
另，升壓電路電壓目標值Vo*，係以下述方式變化，即，如上述般，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的 絕對值大致成為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上的期間W1當中，是仿照反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值，除此以外的期間亦即期間W2當中則是仿照第1直流輸入電壓檢測值Vg.1。故，反流器電路用載波的振幅A2亦會因應升壓電路電壓目標值Vo*而變化。
反流器電壓參考值Vinv#的波形(以下亦稱為反流器電路用參考波Vinv#)，是控制處理部30依據反流器電流目標值Iinv*而求出之值，被設定成大致和商用電力系統3的電壓振幅(288伏特)相同。故，反流器電路用參考波Vinv#，在電壓值為-Vg.1~+Vg.1之範圍的部分，相對於反流器電路用載波而言呈交錯。
反流器電路控制部33，將反流器電路用載波與反流器電路用參考波Vinv#予以比較，以生成用來驅動開關元件Q1~4之驅動波形，使得在反流器電路用參考波Vinv#為反流器電路用載波以上之部分成為導通(ON)、為載波以下之部分成為斷開(OFF)。
圖12(b)為反流器電路控制部33生成之用來驅動開關元件Q1之驅動波形。圖中，縱軸為電壓、橫軸為時間。橫軸表示成為和圖12(a)的橫軸一致。
反流器電路控制部33，係生成驅動波形，以使反流器電路用參考波Vinv#的電壓為-Vg.1~+Vg.1之範圍W2中進行開關動作。故，除此以外的範圍當中，會控制開關元件Q1使其停止開關動作。
圖12(c)為反流器電路控制部33生成之用 來驅動開關元件Q3之驅動波形。圖中，縱軸為電壓、橫軸為時間。
反流器電路控制部33，針對開關元件Q3，會將圖中以虛線表示之反流器電路用參考波Vinv#的反轉波與載波予以比較，來生成驅動波形。
在此情形下同樣地，反流器電路控制部33，係生成驅動波形，以使反流器電路用參考波Vinv#(的反轉波)的電壓為-Vg.1~+Vg.1之範圍W2中進行開關動作。故，除此以外的範圍當中，會控制開關元件Q3使其停止開關動作。
另，反流器電路控制部33，針對開關元件Q2的驅動波形，是生成使開關元件Q1的驅動波形反轉而成之波形，針對開關元件Q4的驅動波形，是生成使開關元件Q3的驅動波形反轉而成之波形。
像以上這樣，反流器電路控制部33，將反流器電路用載波藉由反流器電路用參考波Vinv#來調變，以生成表示用於開關之脈衝寬度的驅動波形。反流器電路控制部33，依據生成之驅動波形來將反流器電路11的開關元件Q1~Q4做PWM控制。
本實施形態之第1升壓電路控制部32，是使其輸出電力以使直流電抗器15中流通之電流和升壓電路電流目標值Iin.1*一致。其結果，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值成為大致第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上的期間W1(圖11)中，會使第1升壓電路10進行 開關動作。第1升壓電路10，在期間W1中會輸出電力而使得第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上的電壓近於似反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值。另一方面，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值大致為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下的期間中，升壓電路控制部32會使第1升壓電路10的開關動作停止。故，在第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下的範圍當中，第1升壓電路10，針對第1陣列2輸出之直流電力不進行升壓便輸出至反流器電路11。
此外，本實施形態之反流器電路控制部33，是使其輸出電力以使交流電抗器22中流通之電流和反流器電流目標值Iinv*一致。其結果，在反流器輸出電壓目標值Vinv*大致為-Vg.1~+Vg.1的範圍W2(圖12)中，會使反流器電路11進行開關動作。也就是說，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的電壓的絕對值為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以下的期間中，會使反流器電路11進行開關動作。
故，反流器電路11，在第1升壓電路10停止開關動作的期間會進行開關動作，輸出近似於反流器輸出電壓目標值Vinv*之交流電壓。
另一方面，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的電壓大致為-Vg.1~+Vg.1的期間W2以外的期間中，反流器電路控制部33會使反流器電路11的開關動作停止。在此期間，對於反流器電路11，會給予被第1升壓電路10升壓 後之電力。故，開關動作停止中的反流器電路11，會將從第1升壓電路10給予之電力輸出而不予以降壓。
也就是說，本實施形態之反流器裝置1，是使其做開關動作以使第1升壓電路10和反流器電路11交互切換，並將各者輸出之電力予以疊合，藉此輸出近似於反流器輸出電壓目標值Vinv*之電壓波形的交流電力。
如以上般，本實施形態中是控制成，反流器裝置1輸出之交流電力當中，當輸出比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還高的部分的電壓時使第1升壓電路10動作，當輸出比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還低的部分的電壓時則使反流器電路11動作。故，反流器電路11，不會將被第1升壓電路10升壓後的電力予以降壓，故能夠把將電壓降壓時的電位差抑制得較低，因此會減低升壓電路的開關所造成的損失，能夠以更高效率輸出交流電力。
又，第1升壓電路10及反流器電路11，均是依據控制部12設定之反流器電流目標值Iinv*來演算反流器輸出電壓目標值Vinv*，因此在以交互切換的方式輸出之升壓電路的電力與反流器電路的電力之間，能夠抑制偏差或失真的產生。
另，控制處理部30的第1升壓電路控制部32，亦可以下述方式來控制，即，使第1升壓電路10動作至比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還稍低之電壓值，當成為比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還稍低之電壓值 以下時，便使其停止開關動作。
在此情形下，藉由積極的製造出第1升壓電路10輸出之電力與反流器電路11輸出之電力重疊的部分，便能平順地連接第1升壓電路10與反流器電路11切換的部分之電流波形。
此處，所謂比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還稍低之電壓值，係指為了得以將第1升壓電路10輸出的電流波形與反流器電路11輸出的電流波形平順地連接而設定之電壓值，為一被設定成比第1直流輸入電壓檢測值Vg.1還低之電壓值，其使得平順地連接兩電流波形所恰好必須之第1升壓電路10的輸出與反流器電路11的輸出重疊。
圖13為參考波、及各開關元件Qb1、Q1~Q4的驅動波形一例示意圖。
圖13中，從最上段依序表示反流器電路的參考波Vinv#及載波、開關元件Q1的驅動波形、第1升壓電路的參考波Vbc1#及載波、開關元件Qb的驅動波形、及反流器裝置1輸出之交流電力的電流波形的目標值及實測值之示意圖。該些各圖表的橫軸表示時間，係圖示成彼此一致。
如圖所示，可知輸出電流的實測值Ia被控制成和目標值Ia*一致。
此外，可知第1升壓電路10的開關元件Qb1的開關動作期間，與反流器電路11的開關元件Q1~Q4的開關 動作期間，是被控制成彼此交互切換。
〔5 關於第2升壓電路的控制〕
第2升壓電路控制部35(圖3)，係控制第2升壓電路41的開關元件Qb2。
第2升壓電路控制部35，生成第2升壓電路用載波，並將該載波藉由從控制處理部30給予之第2升壓電路電壓參考值Vbc2#來加以調變，以生成用來驅動開關元件Qb2之驅動波形。
第2升壓電路控制部35及反流器電路控制部33，依據上述驅動波形控制各開關元件，藉此使反流器電路11輸出和反流器輸出電壓目標值Vinv*的波形近似之電壓波形的交流電力。
圖14(a)為將第2升壓電路用載波與第2升壓電路電壓參考值Vbc2#的波形予以比較之圖表。圖中，縱軸表示電壓、橫軸表示時間。
第2升壓電路控制部35生成之第2升壓電路用載波為三角波，其振幅被設定成和升壓電路電壓目標值Vo*的電壓振幅寬度為相同值(振幅A1)。頻率，是藉由來自控制處理部30的控制命令等，而被第2升壓電路控制部35設定成為規定之工作比。
另，本實施形態中，第2直流輸入電壓檢測值Vg.2是訂為150伏特。
升壓電路電壓目標值Vo*，係以下述方式變 化，即，如上述般，在反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值大致成為第1直流輸入電壓檢測值Vg.1以上的期間當中，是仿照反流器輸出電壓目標值Vinv*的絕對值，除此以外的期間則是仿照第1直流輸入電壓檢測值Vg.1。故，第2升壓電路用載波的振幅亦會因應升壓電路電壓目標值Vo*而變化。
第2升壓電路電壓參考值Vbc2#的波形(以下亦稱為第2升壓電路用參考波Vbc2#)，是控制處理部30依據升壓電路電流目標值Iin.2*而求出之值，其和第1升壓電路用參考波Vbc1#不同，於全域幾乎都為正值。故，第2升壓電路電壓參考值Vbc2#，和第2升壓電路用載波的幾乎全域都交錯。
第2升壓電路控制部35，將第2升壓電路用載波與第2升壓電路電壓參考值Vbc2#予以比較，以生成用來驅動開關元件Qb2之驅動波形，使得在第2升壓電路電壓參考值Vbc2#為第2升壓電路用載波以上之部分成為導通(ON)、為第2升壓電路用載波以下之部分成為斷開(OFF)。
圖14(b)為第2升壓電路控制部35生成之用來驅動開關元件Qb2之驅動波形。圖中，縱軸為電壓、橫軸為時間。橫軸表示成為和圖14(a)的橫軸一致。
第2升壓電路電壓參考值Vbc2#，如上述般，於全域都和第2升壓電路用載波交錯。故，第2升壓電路控制部35，係生成驅動波形，使得於全域都進行開關元件Qb2所 做的開關動作。
像以上這樣，第2升壓電路控制部35，將第2升壓電路用載波藉由第2升壓電路電壓參考波Vbc2#來調變，以生成表示用於開關之脈衝寬度的驅動波形。第2升壓電路控制部35，依據生成之驅動波形來將第2升壓電路41的開關元件Qb2做PWM控制。
藉由基於上述驅動波形之控制，第2升壓電路41輸出近似於第2升壓電路電流目標值Iin.2*之電流波形。如此一來，從第2升壓電路41輸出之電力的最低電壓值，會和第1直流輸入電壓檢測值Vg.1幾乎一致(參照圖9(b))，故能防止從第2升壓電路41輸出之電力的電壓值，比第1升壓電路10輸出之電力的電壓值還大幅低落。其結果，便能防止無法獲得通過第2升壓電路41之來自第2陣列40的電力供給這樣的期間產生，能夠抑制電源效率降低。
第2升壓電路41給予反流器電路11之電力的電壓，會和第1升壓電路10給予反流器電路11之電力(第1升壓電路10升壓後的電力、及第1陣列2輸出之直流電力)的電壓幾乎一致。故，第2升壓電路41給予反流器電路11之電力，會被重疊於第1升壓電路10給予反流器電路11之電力，而給予至反流器電路11。
反流器電路11，藉由從兩升壓電路10、41給予之電力，如上述般，輸出近似於反流器輸出電壓目標值Vinv*之電壓波形的交流電力。
〔6 關於被輸出之交流電力的電流相位〕
本實施形態之兩升壓電路10、41及反流器電路11，是藉由控制部12所做的控制，而將近似於反流器輸出電壓目標值Vinv*之電壓波形的交流電力，輸出至與其後段連接之濾波器電路21。反流器裝置1，透過濾波器電路21而對商用電力系統3輸出交流電力。
此處，反流器輸出電壓目標值Vinv*，如上述般，是藉由控制處理部30而被生成為相對於商用電力系統3的電壓相位而言進相了數度之電壓相位。
是故，兩升壓電路10、41及反流器電路11輸出之交流電壓，亦會被做成為相對於商用電力系統3的電壓相位而言進相了數度之電壓相位。
這樣一來，在濾波器電路21的交流電抗器22(圖2)的兩端，一方為兩升壓電路10、41及反流器電路11的交流電壓，另一方為商用電力系統3，會施加電壓相位彼此相差了數度之電壓。
圖15(a)為從反流器電路11輸出之交流電壓、商用電力系統3、及交流電抗器22的兩端電壓各者的電壓波形示意圖表。圖中，縱軸表示電壓、橫軸表示時間。
如圖所示，若交流電抗器22的兩端施加電壓相位彼此相差了數度之電壓，則交流電抗器22的兩端電壓，會成為施加於交流電抗器22兩端之電壓相位彼此相差了數 度之電壓之間的差值。
故，如圖所示，交流電抗器22的兩端電壓的相位，相對於商用電力系統3的電壓相位而言成為前進了90度之相位。
圖15(b)為交流電抗器22中流通之電流波形示意圖表。圖中，縱軸表示電流、橫軸表示時間。橫軸表示成為和圖15(a)的橫軸一致。
交流電抗器22的電流相位，相對於其電壓相位而言延遲90度。故，如圖所示，通過交流電抗器22而輸出之交流電力的電流相位，相對於商用電力系統3的電流相位而言會成為同步。
是故，反流器電路11輸出之電壓相位，雖然相對於商用電力系統3而言進相了數度，但電流相位相對於商用電力系統3的電流相位而言則一致。
故，反流器裝置1輸出之交流電力的電流波形，會和商用電力系統3的電壓相位成為一致。
其結果，能夠輸出和商用電力系統3的電壓為同相位之交流電力。
〔7 其他〕
另，本發明並非限定於上述實施形態。上述實施形態中，係示例將第1陣列2及第2陣列40這二個太陽電池陣列相對於反流器電路11而言並聯連接之情形，但例如亦可與更多數的太陽電池陣列連接、及與連接至太陽電池 陣列之升壓電路連接。在此情形下，連接的多數個太陽電池陣列當中，能夠將輸出電力的電壓值最高之太陽電池陣列訂為上述實施形態之第1陣列2，而將其他陣列訂為上述實施形態之第2陣列40。
在此情形下同樣地，將電壓值最高的太陽電池陣列之最佳動作點的電壓值訂為第1輸入電壓設定值Vset1，並控制其他太陽電池陣列，使得從其他太陽電池陣列輸出之電力的最低電壓值會和第1輸入電壓設定值Vset1幾乎一致。
在此情形下，同樣能防止無法獲得來自多數個太陽電池陣列的電力供給這樣的期間產生，能夠抑制該反流器裝置1的效率降低。
此外，上述實施形態中，是將反流器電路、第1升壓電路及第2升壓電路的載波的振幅訂為升壓電路電壓目標值Vo*，但亦能設置用來檢測電容19的兩端電壓之電壓感測器來得到升壓電路電壓檢測值Vo，並利用它來進行控制。
在此情形下，能夠使用升壓電路電壓檢測值Vo來作為載波的振幅。藉此，在系統電壓或直流電源的輸出電壓變動時，能夠輸出更少失真之交流電流。
〔8 附註〕
另，關於上述實施形態中的各模擬，已確認到即使使用實機進行驗證仍能獲得同樣的結果。
《從交流轉直流之變換裝置》
〔全體構成〕
接著，說明進行從交流轉直流之電力變換的變換裝置1R的一實施形態。
圖16為具備這樣的變換裝置1R的蓄電系統一例示意方塊圖。圖中，在變換裝置1R的2個系統的輸出端，分別連接蓄電池81、82，在輸入端連接有商用電力系統3(交流系統)。該蓄電系統，能夠將從商用電力系統3提供之電力由交流變換成直流，並蓄積於蓄電池81、82。
變換裝置1R，具備：AC/DC轉換器11u，將從商用電力系統3受電之交流變換成直流；及第1降壓電路10d、第2降壓電路41d，為將AC/DC轉換器11u的輸出電壓予以降壓之DC/DC轉換器；及控制部12，控制該些電路10d，11u，41d的動作。與圖1比較便可明白，電能的流向為反方向。
圖17為變換裝置1R的電路圖一例。與圖2的不同處在於，首先，圖2中的太陽電池陣列2、40被置換成蓄電池81、82。此外，作為變換裝置1R，圖2的第1升壓電路10、第2升壓電路41分別被置換成第1降壓電路10d、第2降壓電路41d，圖2中原為反流器電路11之電路，變成構成要素雖相同但還可和交流電抗器22協同工作來升壓之AC/DC轉換器11u。
第1降壓電路10d，第2降壓電路41d中，使 用了開關元件Qa1、Qa2，分別與和圖2同樣的二極體16、43並聯。作為開關元件Qa1、Qa2，例如能夠使用圖示之IGBT，或FET。
變換裝置1R的其他構成，和圖2的反流器裝置1基本上相同。是故，該變換裝置1R具有雙向性，若連接太陽光發電面板，則能和圖2的反流器裝置1進行相同之動作。此外，亦能將蓄電池81、82的直流電力變換成交流電力而進行獨立運轉。
另，當變換裝置1R作為反流器裝置來動作的情形下，開關元件Qa1、Qa2會受到控制部12控制成為常時斷開的狀態，或各別和開關元件Qb1、Qb2交互做導通動作。此外，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d分別成為升壓電路，AC/DC轉換器11u成為反流器電路。
依據商用交流系統3的交流電力來將蓄電池81、82充電的情形下，控制部12能夠控制各開關元件Q1~Q4的動作，而做同步整流。此外，交流電抗器22存在的條件下，藉由進行PWM控制，能夠一面升壓一面進行整流。像這樣，AC/DC轉換器11u將從商用交流系統3給予之交流電力變換成直流電力。
第1降壓電路10d係構成降壓截波電路，開關元件Qb1，Qa1受到控制部12控制。此外，第2降壓電路41d係構成降壓截波電路，開關元件Qb2，Qa2受到控制部12控制。
此外，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d 的開關動作是被控制成，和AC/DC轉換器11u之間進行開關動作的期間會交互切換。故，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d，在分別進行開關動作的期間，會將降壓後的電壓輸出至蓄電池81、82，而在停止開關動作(開關元件Qb1、Qb2斷開、開關元件Qa1、Qa2導通)的期間，會將AC/DC轉換器11u所輸出而輸入至第1降壓電路10d、第2降壓電路41d之直流電壓，分別透過直流電抗器15、42而分別給予蓄電池81、82。但，依蓄電池81、82的充電狀態或電壓而定，有時為了電壓調整，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的其中一方雖會停止開關動作，但另一方則會進行開關動作以便降壓。
〔電壓波形的概要〕
圖18為變換裝置1R的動作之概念性示意電壓波形圖。
(a)表示對AC/DC轉換器11u的交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值一例。其大致為商用交流的全波整流波形。雙點鏈線表示用於充電之直流電壓Vg(如同式(7))。如(b)所示，在直流電壓Vg比交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值還高的區間(t0~t1，t2~t3，t4~)當中，AC/DC轉換器11u做開關動作，藉由和交流電抗器22的協同工作來進行升壓動作。
另一方面，在該些區間(t0~t1，t2~t3，t4~)，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的至少一方 係停止降壓動作。另，(b)所示之細條紋，實際上為PWM脈衝列，因應交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值而工作(duty)不同。是故，假設該狀態的電壓被施加至蓄電池81、82，則會成為(c)所示般的波形。
另一方面，在直流電壓Vg比交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值還低的區間(t1~t2，t3~t4)當中，AC/DC轉換器11u會停止開關，取而代之第1降壓電路10d、第2降壓電路41d會動作。另，此處所謂的開關，例如意指20kHz左右的高頻率開關，並非進行同步整流的程度(商用頻率的2倍)之低頻率開關。另，即使因AC/DC轉換器11u的開關停止而開關元件Q1~Q4全部斷開，通過各開關元件Q1~Q4的內建二極體而受到整流之電壓仍會輸入至第1降壓電路10d、第2降壓電路41d。但，為了減低導通損失，較佳是進行同步整流。
進行同步整流的情形下，AC/DC轉換器11u受到控制部12的控制，在交流電壓Va的符號為正的期間當中，使開關元件Q1，Q4導通、使開關元件Q2，Q3斷開，又，在交流電壓Va的符號為負的期間當中，將該些導通/斷開反轉。該反轉的頻率，為商用頻率的2倍，因此相較於高頻率開關，其頻率非常小。是故，導通/斷開造成的損失亦極少。
另一方面，上述區間(t1~t2，t3~t4)中，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d會做降壓動作。(d)所示之細條紋，實際上為PWM脈衝列，因應交流輸 入電壓目標值Vinv*的絕對值而工作(duty)不同。降壓的結果，會得到(e)所示之所需的直流電壓Vg。
如以上般，只有在基於交流電壓之交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值比直流電壓Vg還低的期間，AC/DC轉換器11u會動作，在其他期間則使開關停止，藉此便能減低AC/DC轉換器11u的開關損耗。
同樣地，只有在交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值比直流電壓Vg還高的期間，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d會動作，在其他期間則使第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的至少一方的開關停止，藉此便能減低第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的開關損耗。
像這樣，AC/DC轉換器11u，與第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的至少一方，會交互做開關動作。也就是說，在AC/DC轉換器11u及第1降壓電路10d、第2降壓電路41d各者，會發生開關的停止期間。此外，AC/DC轉換器11u，會避開交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值的峰值及其附近而動作，故進行開關時的電壓會相對地變低。這對於開關損耗的減低亦有幫助。如此，便能大幅減低變換裝置1R全體而言的開關損耗。
〔控制的規格〕
上述變換裝置1R之控制，可以想成是類似於將圖2的反流器裝置1所做的系統互聯控制以反方向來觀察之控制。此一控制，是使用得以令其做和反流器裝置1相同的 系統互聯之變換裝置1R，即使於反方向的動作中，也適合提高變換裝置1R的效率。
分別與反流器裝置1的諸量相對應之變換裝置1R的諸量，如下所述。另，若將蓄電池81及第1降壓電路10d訂為第1直流系統、蓄電池82及第2降壓電路41d訂為第2直流系統，則針對第1直流系統，i為1，針對第2直流系統，i為2。
Ia.i*：來自商用電力系統3的輸入電流目標值
Iin.i：降壓電路電流檢測值
Iin.i*：降壓電路電流目標值
Iinv*：對AC/DC轉換器11u的交流輸入電流目標值
Ig.i*：對蓄電池81、82的直流輸入電流目標值
Ic：電容19中流通之電流
Ica：電容23中流通之電流
Va：系統電壓檢測值
Vg.i：蓄電池電壓值
Vinv*：對AC/DC轉換器11u的交流輸入電壓目標值
Vo*：對第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的輸入電壓目標值
Pin.i：對蓄電池81、82的輸入電力
PLOSS：變換裝置1R的電力損失
ηi：變換效率
是故，能夠運用與圖2反流器裝置1的前述式(1)~(8)相對應之以下關係。
與式(1)相對應之對蓄電池81、82的輸入電力平均值〈Pin.i〉，為〈Pin.i〉=〈Iin.i×Vg.i〉．．．(R1)。
與式(2)相對應之從商用電力系統3對各蓄電池的輸入電流目標值的有效值〈Ia.i*〉，為〈Ia.i＊〉=〈Ig.i＊×Vg.i〉/(〈Va〉×ηi)．．．(R2)。
與式(3)相對應之輸入電流目標值Ia*，為Ia.i＊=(√ 2)×〈Ia.i＊〉×sinωt．．．(R3)。
與式(4)相對應之交流輸入電流目標值Iinv*，為Iinv＊=ΣIa.i＊-s CaVa．．．(R4)。
上述式(R4)，若以對時間t的微分來表現，則成為Iinv＊=ΣIa.i＊-Ca×(d Va/dt)．．．(R4a)
此外，與式(5)相對應之交流輸入電壓目標值Vinv*，為Vinv＊=Va-Za Iinv＊．．．(R5)。
上述式(R5)，若以對時間t的微分來表現，則成為Vinv＊=Va-Za×(d Iinv＊/dt)．．．(R5a)。
如上述般，交流側的目標值，亦即對AC/DC轉換器11u的輸入目標值(Iinv*，Vinv*)，是被設定在圖17所示AC/DC轉換器11u與濾波器電路21之電路連接點P。是故，如同進行系統互聯的情形般，會將目標值的設定點，比商用電力系統3與變換裝置1R之電路連接點還往前(AC/DC轉換器11u側)移動。藉由這樣的所謂「反」系統互聯，能進行交流與直流的適當互聯。
此外，與式(6)相對應之對第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的輸入電壓目標值Vo*，是式(6)中的Vgf亦即(Vg-ZIin.i*)置換成Vgr亦即(Vg+ZIin.i*)，而能夠訂為Vo＊=Ma×(Vg+Z Iin.i＊,Vinv＊的絕對值)．．．(R6)。
此外，與式(7)相對應，蓄電池電壓值Vg能夠採用蓄電池81、82的電壓當中的最大值。
Vg=Ma×(Vg.i)．．．(R7)
此外，降壓電路電流目標值Iin.i*，為Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊-Ki{(sCaVa)Vinv＊+(sCoVo＊)×Vo＊}]/(Vg.i+ZIin.i)．．．(R8)。
上述式(R8)，若以對時間t的微分來表現，則成為Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊-Ki{(Ca×dVa/dt)×Vinv＊+(Co×dVo＊/dt)×Vo＊}]/(Vg.i+ZIin.i)．．．(R8a)。
此外，若檢測電容19中流通之電流，並將其訂為Ico，則成為 Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊-Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+Ico×Vo＊}]/(Vg.i+ZIin.i)．．．(R8b)。
式(R8)，(R8a)，(R8b)中，第3項為將通過電容19的無效電力納入考量後之值。也就是說，除了AC/DC轉換器11u的電力目標值以外還將無效電力納入考量，藉此能夠更正確地求出Iin*的值。
又，若事先測定反流器裝置1的電力損失PLOSS.i，則上述式(R8a)亦可如下述般表現。Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊-Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+(C×dVo＊/dt)×Vo＊}-PLOSS.i]/(Vg.i+ZIin.i)．．．(R8c)
同樣地，上述式(R8b)亦可如下述般表現。Iin.i＊=[Ia.i＊×Vinv＊-Ki{(Ca×dVa/dt)Vinv＊+Ico×Vo＊}-PLOSS.i]/(Vg.i+ZIin.i)．．．(R8d)。
在此情形下，除了反流器電路11的電力目標值以外還將無效電力及電力損失PLOSS納入考量，藉此能夠更嚴謹地求出Iin.i*的值。
如以上這樣，控制部12是被控制成，當輸出 對AC/DC轉換器11u的交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值比直流電壓(Vg+Z Iin.i*)還高的部分之電壓時，會使第1降壓電路10d、第2降壓電路41d動作，而當輸出對AC/DC轉換器11u的交流輸入電壓目標值Vinv*的絕對值比直流電壓(Vg+Z Iin.i*)還低的部分之電壓時，則使AC/DC轉換器11u動作。因此，能夠將藉由AC/DC轉換器11u升壓時的電位差抑制得較低，且減低AC/DC轉換器11u及第1降壓電路10d、第2降壓電路41d的開關損耗，能夠以更高效率輸出直流電力。
又，第1降壓電路10d、第2降壓電路41d及AC/DC轉換器11u，均是依據控制部12設定的目標值來動作，因此即使以兩電路的高頻率開關期間交互切換之方式來進行動作，仍能抑制輸入至AC/DC轉換器11u的交流電流發生相位偏移或失真。
此外，如前述般，變換裝置1R，能夠使其進行和圖2的反流器裝置1同樣的系統互聯動作。是故，進行系統互聯之直流/交流變換、及交流/直流變換這樣雙向均可使用，能夠實現效率佳的變換裝置。
《複合性的變換裝置-第1例》
接著，說明進行複合性的電力變換之變換裝置1R的一例。
圖19為具備這樣的變換裝置1R的蓄電系統一例示意方塊圖。圖中，和圖16不同之處在於，直流電源的1個 系統變成了太陽電池陣列2，以及設置了DC/DC轉換器10作為升壓電路。
在此情形下，會從商用電力系統3透過AC/DC轉換器11u及DC/DC轉換器41d，進行蓄電池82的充電。此外，太陽電池陣列2的輸出，會被DC/DC轉換器10升壓，並輸出成為直流電力。該電力會透過DC/DC轉換器41d，使用於蓄電池82的充電。
若將太陽電池陣列2訂為第1系統(i為1)，蓄電池82訂為第2系統(i為2)，則關於AC/DC轉換器11u及降壓電路(DC/DC轉換器)41d之控制，可藉由將式(R1)~(R8d)中針對i為1的式子將Ig.1*的符號改為負，並使用式(2)取代式(R2)來達成。此時藉由式(2)及式(R3)而獲得之，Ia.1會成為相對於Va而言相位偏移了180度之交流波形，Ia.2會成為和Va同相位之交流波形。以降，依照式(R4)至式(R8d)計算控制目標值即可。當第1系統的輸出電力和對第2系統的輸入電力為一致之情形下，藉由式(R4)而獲得之對商用電力系統3的輸出電流，其有效電力會成為零，僅剩下無效電力，但對於式(R5)以降的計算並無妨礙。
藉由這樣的控制，能夠將太陽電池陣列2的輸出使用於蓄電池82的充電。
《複合性的變換裝置-第2例》
接著，說明進行複合性的電力變換之變換裝置1R的 另一例。
圖20為具備這樣的變換裝置1R的蓄電系統一例示意方塊圖。圖中，和圖16不同之處在於，直流電源的1個系統變成了太陽電池陣列2，以及設置了DC/DC轉換器10作為升壓電路(如同圖19)，以及存在著作為反流器而動作之AC/DC轉換器11。
在此情形下，太陽電池陣列2的輸出，會被DC/DC轉換器10升壓，並輸出成為直流電力。該電力會透過DC/DC轉換器41d，使用於蓄電池82的充電。此外，使用於蓄電池82的充電後仍剩餘的電力，會透過AC/DC轉換器11做系統互聯，而能夠售電。
若將太陽電池陣列2訂為第1系統(i為1)，蓄電池82訂為第2系統(i為2)，則關於AC/DC轉換器11及升壓電路(DC/DC轉換器)10之控制，可藉由將式(1)~(8d)中針對i為2的式子將Ig.2*的符號改為負，並使用式(R2)取代式(2)來達成。此時藉由式(R2)及式(3)而獲得之，Ia.2會成為相對於Va而言相位偏移了180度之交流波形，Ia.1會成為和Va同相位之交流波形。以降，依照式(4)至式(8d)計算控制目標值即可。當第1系統的輸出電力和對第2系統的輸入電力為一致之情形下，藉由式(4)而獲得之對商用電力系統3的輸出電流，其有效電力會成為零，僅剩下無效電力，但對於式(5)以降的計算並無妨礙。
藉由這樣的控制，便能藉由太陽光發電一面 將蓄電池82充電，剩餘的電力則供系統互聯做售電。
《補充》
另，圖2、圖17之電路構成中，DC/DC轉換器10、10d、41、41d中包含的半導體開關元件的至少1個，及DC/AC反流器11(或AC/DC轉換器11u)中包含的半導體開關元件，理想是使用SiC元件。
上述變換裝置1，雖能夠藉由減低高頻率開關的次數來減低半導體元件的開關損耗以及直流電抗器15、42及交流電抗器22的鐵損，但無法減低半導體元件的導通損失。就這一點，只要使用SiC元件作為半導體元件便能減低導通損失，因此如上述般受到控制之變換裝置1中使用SiC元件，藉此便能由兩者的乘數效果獲得高變換效率。
另，本次揭示之實施形態中，應認為所有特點均為示例，並非限制性的事項。本發明之範圍並非為上述意義，而是意圖包括申請專利範圍所揭示，與申請專利範圍之意義均等及其範圍內的所有變更。

Claims (7)

  1. 一種變換裝置，為將複數個直流電源的直流電力變換成交流電力而供給至負載之變換裝置，具備：濾波器電路，與前述負載連接，包含交流電抗器及第1電容；DC/AC反流器，透過前述濾波器電路與前述負載連接；DC/DC轉換器，設於前述複數個直流電源的各者與前述DC/AC反流器之間，全體而言有複數個；第2電容，設於前述DC/AC反流器與前述複數個DC/DC轉換器之間；及控制部，依據前述交流電力的電壓、流通於前述交流電抗器之電流及前述交流電抗器的阻抗所造成的電壓變化、分別流通於前述第1電容及前述第2電容的無效電流、以及前述各直流電力的電壓，來將前述複數個DC/DC轉換器的各電流目標值，設定成和前述交流電力的電流同步；前述控制部，針對前述複數個DC/DC轉換器中與前述複數個直流電源當中電壓最高的直流電源連接之DC/DC轉換器、及針對前述DC/AC反流器，於交流半周內交互地令切換動作休止。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之變換裝置，其中，前述複數個直流電源中，包含太陽電池陣列及蓄電池的至少一方，前述控制部，依據前述電流目標值，設定應分配給各DC/DC轉換器之電流目標值，當該直流電源為太陽電池陣列的情形下令其進行輸出，當該直流電源為蓄電池的情形下令其進行充電或放電。
  3. 如申請專利範圍第1或2項所述之變換裝置，其中，前述控制部，當將與前述複數個直流電源相對應之數字訂為i(=1，2，．．．)、從前述各直流電源對前述負載的輸出電流目標值訂為Ia.i*、前述第1電容的靜電容量訂為Ca、前述交流電力的電壓值訂為Va、基於前述複數個直流電源的各者之電壓訂為VDC.i、拉普拉斯運算子訂為s時，係將在前述濾波器電路與前述DC/AC反流器之電路連接點的前述DC/AC反流器的交流輸出電流目標值Iinv*，設定為Ia.i*的合計與前述第1電容中流通之無效電流的加總值，又，當將前述交流電抗器的阻抗訂為Za時，係將在前述電路連接點之前述DC/AC反流器的交流輸出電壓目標值Vinv*設定為Vinv*=Va+ZaIinv*並將前述電壓VDC.i、及前述DC/AC反流器的交流輸出電壓目標值Vinv*的絕對值當中較大的一方，設定為前述DC/DC轉換器的輸出電壓目標值Vo*，將前述第2電容的靜電容量訂為C時，係將前述DC/DC轉換器的電流目標值Iin.i*設定為Iin.i*=[Ia.i*×Vinv*+Ki{(sCaVa)Vinv*+(sCVo*)×Vo*}]/VDC.i(Ki為滿足ΣKi=1之任意常數的組合)。
  4. 如申請專利範圍第1或2項所述之變換裝置，其中，前述複數個DC/DC轉換器分別包含直流電抗器，將從前述各直流電源的電壓Vg.i，減去因流通於各直流電抗器之電流與前述直流電抗器的阻抗而引起之電壓變化所得到的電壓，訂為前述各直流電力的電壓或電壓VDC.i。
  5. 如申請專利範圍第1或2項所述之變換裝置，其中，將前述負載訂為交流電源。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之變換裝置，其中，從前述交流電源，對前述複數個直流電源的至少1個供給電力。
  7. 如申請專利範圍第1或2項所述之變換裝置，其中，前述複數個DC/DC轉換器及前述DC/AC反流器中包含之半導體開關元件的至少1個，係使用SiC元件。
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