KR102243121B1

KR102243121B1 - 전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치

Info

Publication number: KR102243121B1
Application number: KR1020167014027A
Authority: KR
Inventors: 나오키 아야이; 고이치 다케시타
Original assignee: 스미토모덴키고교가부시키가이샤
Priority date: 2014-01-09
Filing date: 2015-01-06
Publication date: 2021-04-22
Also published as: EP3093972A4; CN105900310A; WO2015105081A1; US9722508B2; EP3093972B1; KR20160106046A; AU2015205308B2; AU2015205308A1; EP3093972A1; US20160329829A1; JP6481621B2; JPWO2015105081A1

Abstract

직류 유닛(2, 2, 2)과 3상 교류(3) 사이에서 전력 변환을 하는 전력 변환 장치(100)로서, 제1 상 변환 장치, 제2 상 변환 장치 및 제3 상 변환 장치(1, 1, 1)의 각각은 DC/DC 변환 회로(10) 및 단상 전력 변환 회로(11)를 포함하고, 제어부(12)는, 제1 상 변환 장치, 제2 상 변환 장치 및 제3 상 변환 장치(1,1,1)의 각각에 관해서, 교류의 전압 목표치의 절대치가 각 직류 유닛의 직류 전압을 웃돌 때에는 DC/DC 변환 회로(10)를 동작시켜 전압 목표치의 절대치를 성립하게 함과 더불어 단상 전력 변환 회로(11)는 필요한 극성 반전만을 행하는 상태로 하고, 또한, 전압 목표치의 절대치가 직류 전압을 밑돌 때에는 DC/DC 변환 회로(10)의 동작을 정지시킴과 더불어 단상 전력 변환 회로(11)를 동작시켜 전압 목표치를 성립하게 한다.

Description

전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치{POWER CONVERSION DEVICE AND THREE-PHASE ALTERNATING CURRENT POWER SUPPLY DEVICE}

본 발명은, 직류 전력으로부터 교류 전력을 생성하여, 3상 교류 계통과의 계통 연계를 행하는 3상 교류 전원 장치 및 이것에 이용하는 전력 변환 장치에 관한 것이다. 또 그 역방향으로의(3상 교류 계통에서 직류로의) 전력 변환 장치에 관한 것이기도 하다.

예컨대 태양광 발전 패널에 의해서 직류로 발전한 전력은, 전력 변환 장치인 파워 컨디셔너를 통해 상용의 교류 계통에, 계통 연계를 행할 수 있다. 계통 연계는, 단상 교류 계통 외에, 3상 교류 계통에 관해서도 가능하다(예컨대, 특허문헌 1(도 2) 참조.).

도 24는 직류 전원으로부터 3상 교류 계통에 계통 연계하는 경우에 이용되는 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다. 도면에서, 전력 변환 장치(200)는, 직류 전원으로서의 태양광 발전 패널(201)로부터 받은 직류 전력에 기초하여 교류 전력을 생성하여, 3상 교류 계통(220)에 전력을 공급한다. 전력 변환 장치(200)는, 콘덴서(202)와, 승압 회로(203)와, DC 버스(204)의 전압을 평활화하는 평활 회로(205)와, 3상 인버터 회로(207)와, 3조의 교류 리액터(208~210) 및 콘덴서(211~213)를 구비하고 있다. 평활 회로(205)는, 내전압 성능 확보를 위해서 2 직렬, 용량 확보를 위해서 6 병렬로 콘덴서(206)를 접속하여 이루어지는 것이다. 이 평활 회로 전체적인 용량은 예컨대 수 mF이다.

태양광 발전 패널(201), 콘덴서(202) 및 승압 회로(203)는, 이 예에서는 3 계통 설치되고, DC 버스(204)에 대하여 병렬로 접속되어 있다. 예컨대, 하나의 태양광 발전 패널(201)로부터의 입력 전압이 DC 200 V, 전류 30 A라고 하면, 1 계통에서 6 kW, 전체로 18 kW의 전력을 발전할 수 있다. 또한, 3상 교류 계통(220)의 선간 전압은 400 V로 한다.

태양광 발전 패널(201)의 출력에 대하여, 승압 회로(203)는 최적 동작점을 구하는 MPPT(Maximum Power Point Tracking) 제어를 행한다. 승압 회로(203)의 출력은 대용량의 평활 회로(205)에 의해서 평활화되어, DC 버스(204)의 전압이 된다. 이 전압을 3상 인버터 회로(207)로 스위칭함으로써, 고주파 성분을 포함한 3상 교류 전압이 생성된다. 고주파 성분은 교류 리액터(208~210) 및 콘덴서(211~213)에 의해 제거되며, 3상 교류 계통(220)에 계통 연계 가능한 파형을 얻을 수 있다.

여기서, DC 버스(204)의 전압으로서는, 교류 400 V의 파고치 이상이 필요하여, 400×√2로 약 566 V이지만, 약간의 여유를 고려하여 600 V로 한다. DC 버스(204)의 전압이 600 V인 경우, 3상 인버터 회로(207)에 있어서의 스위칭 소자의 턴오프시에, 부유 인덕턴스와 스위칭 소자의 용량에 의한 공진에 의해서 600 V를 크게 넘는 전압이 스위칭 소자에 인가된다. 그 때문에, 스위칭 소자의 절연 파괴를 확실하게 방지하기 위해서는 예컨대 DC 버스 전압의 2배인 1200 V의 내전압 성능이 필요하게 된다. 또한, 평활 회로(205)에도 1200 V의 내전압 성능이 필요하며, 도 24의 구성에서는 각 콘덴서에 600 V의 내전압 성능이 필요하게 된다.

특허문헌 1 : 일본 특허공개 2012-137830호 공보

상기와 같은 종래의 전력 변환 장치에서는 변환 효율의 한층 더 개선이 요구된다. 변환 효율을 개선하기 위해서는 스위칭 손실을 저감하는 것이 효과적이다. 일반적으로, DC 버스의 전압이 높을수록 스위칭 손실과 그 밖의 손실이 커진다. 따라서, DC 버스의 전압을 어떻게 내릴지가 과제가 된다. 또한, 전압을 내리는 것 이외에도 스위칭 손실과 그 밖의 전력 손실을 저감하고 싶다.

이러한 과제에 감안하여, 본 발명은, 직류와 3상 교류 사이에 설치되는 전력 변환 장치에 있어서 변환에 따른 전력 손실을 저감하는 것을 주된 목적으로 한다.

본 발명은, 직류 유닛과 3상 교류 사이에서 전력 변환을 하는 전력 변환 장치로서, 상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제1 상과의 사이에서, 제1 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제1 상 변환 장치와, 상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제2 상과의 사이에서, 제2 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제2 상 변환 장치와, 상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제3 상과의 사이에서, 제3 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제3 상 변환 장치와, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,

상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각은, DC/DC 변환 회로 및 단상 전력 변환 회로를 포함하고, 상기 제어부는, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각에 관해서, 교류의 전압 목표치의 절대치가 각 직류 유닛의 직류 전압을 웃돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치의 절대치를 성립하게 함과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로는 필요한 극성 반전만을 행하는 상태로 하고, 또한, 상기 전압 목표치의 절대치가 상기 직류 전압을 밑돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로의 동작을 정지시킴과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치를 성립하게 하는 것이다.

또한, 본 발명은, 3상 교류에 접속되는 3상 교류 전원 장치로서, 직류 전원과, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류의 제1 상에, 제1 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제1 상 변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류의 제2 상에, 제2 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제2 상 변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류의 제3 상에, 제3 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제3 상 변환 장치와, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,

상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각은, DC/DC 변환 회로 및 단상 전력 변환 회로를 포함하고, 상기 제어부는, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각에 관해서, 출력하여야 할 교류의 전압 목표치의 절대치가 입력되는 직류 전압을 웃돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치의 절대치를 생성함과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로는 필요한 극성 반전만을 행하는 상태로 하고, 또한, 상기 전압 목표치의 절대치가 입력되는 직류 전압을 밑돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로의 동작을 정지시킴과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치를 생성하는 것이다.

본 발명의 전력 변환 장치 및 3상 교류 전원 장치에 의하면, 변환에 따른 전력 손실을 저감할 수 있다.

도 1은 3상 교류 계통에 접속되는 3상 교류 전원 장치를 도시하는 회로도이다.
도 2는 도 1에 있어서의 하나의 변환 장치의 내부 회로를 보다 상세히 도시하는 도면이다.
도 3은 제어부의 블럭도이다.
도 4는 직류 입력 전압 검출치 및 승압 회로 전류 검출치의 시간 경과에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.
도 5는 평균화 처리부가 행하는, 직류 입력 전압 검출치를 평균화할 때의 양태를 도시하는 도면이다.
도 6은 제어 처리부에 의한 제어 처리를 설명하기 위한 제어 블럭도이다.
도 7은 승압 회로 및 단상 인버터 회로의 제어 처리를 도시하는 흐름도이다.
도 8의 (a)는, 제어 처리부가 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전류 지령치, 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전류 검출치를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이고, (b)는, 제어 처리부가 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전압 목표치, 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전압 검출치를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.
도 9는 인버터 출력 전압 지령치의 일례를 도시하는 도면이다.
도 10의 (a)는 승압 회로용 반송파와 승압 회로용 참조파를 비교한 그래프이고, (b)는 승압 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Qb)를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 11의 (a)는 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파를 비교한 그래프, (b)는 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 구동 파형, (c)는 인버터 회로 제어부가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동 파형이다.
도 12는 참조파 및 각 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 변환 장치가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시한 도면이다.
도 13의 (a)는, 단상 인버터 회로로부터 출력된 교류 전압, 계통 상 전원, 및 교류 리액터의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 도시한 그래프이고, (b)는 교류 리액터에 흐르는 전류 파형을 도시한 그래프이다.
도 14는 변환 장치의 동작의 특징을 간략히 도시하는 파형도이다.
도 15는 변환 장치의 동작의 특징을 간략히 도시하는 파형도이다.
도 16은 3상 교류 전압의 생성 요령을 도시하는 도면이다.
도 17은 집광형 태양광 발전 패널을 이용한 3상 교류 전원 장치를 도시하는 개략의 접속도이다.
도 18은 3상 교류 계통에 접속되는 전력 변환 장치를 도시하는 회로도이다.
도 19는 변환 장치의 회로도의 일례이다.
도 20은 변환 장치의 동작을 개념적으로 도시하는 전압 파형의 도면이다.
도 21은 직류 유닛이 공통화된 경우의 회로도이다.
도 22는 3상 3선 접속의 경우의 회로도이다.
도 23은 직류 유닛을 공통화한 뒤에, 절연 트랜스를 설치하여, 3상 3선 접속한 회로도이다.
도 24는 직류 전원으로부터 3상 교류 계통에 계통 연계하는 경우에 이용되는 종래의 전력 변환 장치의 회로도의 일례이다.

[실시형태의 요지]

본 발명의 실시형태의 요지로서는 적어도 이하의 것이 포함된다.

(1) 이것은, 직류 유닛과 3상 교류 사이에서 전력 변환을 하는 전력 변환 장치로서, 상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제1 상과의 사이에서, 제1 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제1 상 변환 장치와, 상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제2 상과의 사이에서, 제2 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제2 상 변환 장치와, 상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제3 상과의 사이에서, 제3 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제3 상 변환 장치와, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,

상기한 것과 같이 구성된 전력 변환 장치에서는, 변환 장치(제1, 제2, 제3)가 상마다 설치되어, 예컨대 상 전압을 출력하도록 하면, 3상 교류에 있어서의 선간 전압의 (1/√3)이 변환 장치의 출력하여야 할 전압 V_AC(실효치)이 된다. 또한, 각 변환 장치에서는 이하의 동작이 된다.

(i) 전압 목표치의 절대치가, 입력되는 직류 전압을 웃돌 때:

DC/DC 변환 회로: 동작 상태,

단상 전력 변환 회로: 고주파 스위칭은 정지하고, 필요한 극성 반전만을 행하는 상태

(ii) 전압 목표치의 순시치의 절대치가, 입력되는 직류 전압을 밑돌 때:

DC/DC 변환 회로: 정지 상태(도 2의 Qa가 온, Qb가 오프),

단상 전력 변환 회로: 동작 상태

즉, DC/DC 변환 회로와 단상 전력 변환 회로는, 고주파 스위칭에 관해서는 교대로 동작하여, 한쪽이 고주파 스위칭 동작하고 있을 때에는 다른 쪽은 고주파 스위칭을 정지하고 있다. 이 경우, DC 버스의 전압의 피크치 V_B는, 전압 V_AC의 파고치면 충분하며, V_B=√2·V_AC가 된다.

이 결과, 전압(선간 전압)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여 DC 버스의 전압이 저감된다.

DC 버스의 전압 저감은 이하의 이점을 가져온다.

(a) 스위칭 소자의 스위칭 손실이 저하한다.

(b) 리액터(직류·교류(제1, 제2, 제3))의 철손이 작아진다.

(c) DC 버스에 접속되는 스위칭 소자 및 평활용의 콘덴서는 내전압 성능이 낮은 것이라도 사용할 수 있게 된다. 스위칭 소자는 내전압 성능이 낮은 쪽이, 온 저항이 낮기 때문에, 도통 손실을 저감할 수 있다.

또한, 상기 (i), (ii) 교대의 운전 동작은 이하의 이점을 가져온다.

(d) 전체적으로 스위칭 소자의 스위칭 횟수가 저감되어, 그 만큼 스위칭 손실이 대폭 저감된다.

(e) 리액터(직류·교류)의 철손이 작아진다.

(f) 상기 콘덴서는, 계통 주파수의 3배의 저주파 교류 성분의 평활 작용을 필요로 하지 않게 되고, 따라서, 저용량의 콘덴서를 사용할 수 있다.

(2) 또한 (1)의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 제1 리액터, 상기 제2 리액터 및 상기 제3 리액터의 각각의 후단에는 출력 평활 콘덴서가 설치되고, 또한, 상기 DC/DC 변환 회로와 상기 단상 전력 변환 회로 사이에는 평활 콘덴서가 설치되어 있고, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각에 관해서, 상기 제어부는, 대응하는 직류 유닛으로부터의 입력 전력치 및 상기 3상 교류의 상 전압의 값에 기초하여 얻어지는 출력 전류 목표치, 및 하기 식으로부터 구해지는 상기 DC/DC 변환 회로의 전류 목표치에 기초하여 상기 교류 전력의 출력을 제어하고,

Ia*는 상기 출력 전류 목표치,

Vinv*는 상기 단상 전력 변환 회로의 전압 목표치,

Ca는 상기 출력 평활 콘덴서의 정전 용량,

Va는 상기 3상 교류의 상 전압의 전압치,

C는 상기 DC/DC 변환 회로와 상기 단상 전력 변환 회로 사이에 설치된 상기 평활 콘덴서의 정전 용량,

Vo*은 상기 DC/DC 변환 회로의 전압 목표치,

V_DC는 직류 입력 전압치,

s는 라플라스 연산자라고 할 때,

상기 DC/DC 변환 회로의 전류 목표치 Iin*는,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/V_DC

이고, 단상 전력 변환 회로의 전류 목표치 Iinv*는,

Iinv*=Ia*+s CaVa

인 것이 바람직하다.

상기 (2)의 경우, 제어부는, 3상 교류 계통의 상 전압의 전압 위상보다도 수 도(度) 진상한 전압 위상으로 된 교류 전력을 각 변환 장치에 출력시키도록 제어할 수 있다.

즉, 각 변환 장치가 출력하는 교류 전력의 전압 위상을 3상 교류 계통의 전압 위상보다도 각각 수 도 진상시키기 때문에, 각 리액터(제1, 제2, 제3)의 양단 전압의 위상을, 3상 교류 계통의 전압 위상에 대하여 거의 90도 진행한 위상으로 할 수 있다. 각 리액터의 전류 위상은, 그 전압 위상에 대하여 90도 지연하기 때문에, 각 리액터를 통해 출력되는 교류 전력의 전류 위상은, 3상 교류 계통의 상 전압의 위상에 대하여 거의 동기하게 된다.

이 결과, 3상 교류 계통의 각 상 전압에 대하여 전류 위상이 거의 동 위상인 교류 전력을 출력할 수 있기 때문에, 그 교류 전력의 역률이 저하하는 것을 억제할 수 있다.

(3) 또한 (2)의 전력 변환 장치에 있어서, 상기 제어부는, 상기 DC/DC 변환 회로의 전압 목표치로서, 상기 단상 전력 변환 회로의 전압 목표치 Vinv*를,

Vinv*=Va+s LaIinv*

에 의해 구하고, 단, La는 상기 제1 리액터, 상기 제2 리액터 및 상기 제3 리액터에 공통인 인덕턴스인 것이 바람직하다.

이 경우, DC/DC 변환 회로 및 단상 전력 변환 회로는 모두 제어부가 설정한 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 동작하기 때문에, 양 회로의 고주파 스위칭 기간이 교대로 전환되도록 동작을 하더라도, 각 변환 장치로부터 출력되는 교류 전류에 위상 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.

(4) 또한 (1)~(3) 중 어느 한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 직류 유닛은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 각각 대응하여 설치된 제1 직류 유닛, 제2 직류 유닛 및 제3 직류 유닛에 의해서 구성되고, 각 직류 유닛은 정부 양극의 어느 것도 공유하지 않는 상호 독립된 존재라도 좋다.

이 경우, 각 직류 유닛의 전기적인 사양이 맞춰져 있지 않아도 된다. 예컨대, 상호 전압이 다른 3개의 직류 유닛을 사용할 수도 있다.

(5) 또한 (1)~(3) 중 어느 한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 직류 유닛은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 대하여 공통인 1 유닛이며, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치와 상기 3상 교류 계통의 각 상과의 사이에는 각각 절연 트랜스가 설치되는 구성이라도 좋다.

이 경우, 직류 유닛을 1개로 할 수 있기 때문에, 직류 유닛의 용량을 낭비가 없는 적량으로 설정할 수 있다.

(6) 또한 (1)~(5) 중 어느 한 전력 변환 장치에 있어서, 상기 전력 변환 장치와 상기 3상 교류 계통은, 3상 4선 접속 및 3상 3선 접속 중 어느 한쪽의 접속 형태에 의해서 상호 접속할 수 있다.

이에 따라, 3상 교류 계통이, 중성점(中性點)을 갖는 3상 4선 식이라도 또한 중성점이 없는 3상 3선 식이라도, 전력 변환 장치와 접속할 수 있다.

(7) 한편 이것은, 3상 교류 계통에 접속되는 3상 교류 전원 장치로서, 직류 전원과, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류 계통의 제1 상에, 제1 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제1 상 변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류 계통의 제2 상에, 제2 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제2 상 변환 장치와, 상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류 계통의 제3 상에, 제3 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제3 상 변환 장치와, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치를 제어하는 제어부를 구비하고,

상기한 3상 교류 전원 장치는 (1)의 전력 변환 장치와 같은 작용 효과를 발휘한다.

(8) 또한 (7)의 3상 교류 전원 장치에 있어서, 상기 직류 전원은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 각각 대응하여 설치된 제1 직류 전원, 제2 직류 전원 및 제3 직류 전원에 의해서 구성되고, 각 직류 전원은 정부 양극의 어느 것도 공유하지 않는 상호 독립된 존재라도 좋다.

이 구성은, 전력 변환 장치와 3상 교류 계통 사이의, 3상 4선의 접속(Y 결선)에 적합하다.

(9) 또한 (7)의 3상 교류 전원 장치에 있어서, 상기 직류 전원은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 대하여 공통인 1 전원이며, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치와 상기 3상 교류 계통의 각 상과의 사이에는 각각 절연 트랜스가 설치되어 있는 구성이라도 좋다.

이 구성은, 전력 변환 장치와 3상 교류 계통 사이의, 3상 3선의 접속(델타 결선)에 적합하다.

(10) 또한 (7)~(9) 중 어느 한 3상 교류 전원 장치에 있어서, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치와 상기 3상 교류 계통은, 3상 4선 접속 및 3상 3선 접속 중 어느 한쪽의 접속 형태에 의해서 상호 접속할 수 있다.

이에 따라, 3상 교류 계통이, 중성점을 갖는 3상 4선 식이라도 또한 중성점이 없는 3상 3선 식이라도, 제1~제3 변환 장치와 접속할 수 있다.

(11) 또한 (7)~(10) 중 어느 한 3상 교류 전원 장치에 있어서, 상기 제1 직류 전원, 상기 제2 직류 전원 및 상기 제3 직류 전원은 각각 태양을 추미(追尾)하도록 동작하는 집광형 태양광 발전 패널이라도 좋다.

이 경우, 전력 손실을 억제하면서, 낮에는 비교적 안정된 고출력을 발전할 수 있다.

(12) 또한 (7)의 3상 교류 전원 장치는 3상 교류 계통에 계통 연계하는 것이라도 좋다.

(13) 또한 (7)의 3상 교류 전원 장치는 3상 교류를 출력할 수도 있다.

[실시형태의 상세]

이하, 발명의 실시형태에 관해서 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 또한, 본 명세서 및 도면에 있어서 「지령치」라는 단어와 「목표치」라는 단어가 혼재하고 있는데, 이들은 상호 같은 의미이다.

《3상 교류 전원 장치로서의 구성》

도 1은 3상 교류 계통(3)에 접속되는 3상 교류 전원 장치(100)를 도시하는 회로도이다. 3상 교류 전원 장치(100)는, 전력 변환 장치(1P)와, 직류 전원(제1 직류 전원, 제2 직류 전원, 제3 직류 전원)으로서 예컨대 3조의 태양광 발전 패널(2)을 구비하고 있다. 3조의 태양광 발전 패널(2)은 정부 양극의 어느 것도 공유하지 않는 상호 독립된 관계에 있다.

전력 변환 장치(1P)는, 3상 교류의 각 상에 대응하여 설치된 3조의 변환 장치(제1 상 변환 장치, 제2 상 변환 장치, 제3 상 변환 장치)(1)에 의해서 구성되어 있다. 변환 장치(1)는, 태양광 발전 패널(2)로부터 입력되는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여, 3상 교류 계통(3)에 공급한다. 또한, 3조의 변환 장치(1)는, 3상 교류 계통(3)의 중성점 N에 대한 각 상(3p)(제1 상 u, 제2 상 v, 제3 상 w)에, 각각 상 전압으로 교류 전력을 공급한다.

3상 교류 계통(3)의 선간 전압을 400 V라고 하면, 상 전압은 약 231 V(400 V/√3)이다. 이 상 전압을 출력하는 각 변환 장치(1)에는 DC 버스(L_B)의 전압으로서 약 327 V((400 V/√3)×√2)가 필요하게 된다. 이것은, 3상 교류 계통(3)의 선간 전압(400 V)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여 DC 버스(L_B)의 전압이 저감(566 V→327 V)되는 것을 의미한다. 따라서, 스위칭 소자와 그 밖의 전자 디바이스의 내전압 성능은 1200 V나 필요하지는 않게 되고, 600 V 정도로 족하다.

도 2는 도 1에 있어서의 하나의 변환 장치(1)의 내부 회로를 보다 상세히 도시하는 도면이다. 도면에서, 변환 장치(1)의 입력단에는 직류 전원으로서의 태양광 발전 패널(2)이 접속되고, 출력단에는 계통 상 전원(3p)(3상 교류의 상 전압)이 접속되어 있다. 이 변환 장치(1)는, 태양광 발전 패널(2)이 발전하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여, 계통 상 전원(3p)에 출력하는 계통 연계 운전을 행한다.

변환 장치(1)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력이 주어지는 승압 회로(DC/DC 변환 회로)(10)와, 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 교류 전력으로 변환하여 계통 상 전원(3p)에 출력하는 단상 인버터 회로(단상 전력 변환 회로)(11)를 구비하고 있다. 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)는 제어부(12)에 의해 제어된다. 제어부(12)는 3조의 변환 장치(1)의 어느 것이나 제어할 수 있다.

승압 회로(10)는, 직류 리액터(15)와, 예컨대 FET(Field Effect Transistor)로 이루어지는 스위칭 소자(Qa, Qb)를 구비하고 있고, 승압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다. 또한, FET 대신에, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 이용할 수도 있다.

승압 회로(10)의 입력 측에는 제1 전압 센서(17), 제1 전류 센서(18) 및 평활화를 위한 콘덴서(26)가 설치되어 있다.

제1 전압 센서(17)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하여, 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 직류 입력 전압 검출치 Vg(직류 입력 전압치)를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다. 제1 전류 센서(18)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류인 승압 회로 전류 검출치 Iin(직류 입력 전류치)를 검출하여, 제어부(12)에 출력한다. 또한, 직류 입력 전류 검출치 Ig를 검출하기 위해서, 콘덴서(26)의 전단에 추가로 전류 센서를 설치하여도 좋다.

제어부(12)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin로부터 입력 전력 Pin을 연산하여, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT(Maximum Power Point Tracking: 최대 전력점 추종) 제어를 행하는 기능을 갖고 있다.

또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qa, Qb)는, 승압 동작 중에는 고주파의 PWM 제어에 의해 교대로 온으로 된다. 승압 동작을 정지하고 있을 때에는, 스위칭 소자(Qa)가 온이고, 소자(Qb)가 오프가 된다. 또한, 승압 회로(10)가 동작하고 있는지 정지하고 있는지라는 관점에서 보면, 후술하는 것과 같이, 단상 인버터 회로(11)와의 사이에서 고주파 스위칭 동작을 행하는 기간이 교대로 전환되도록 제어된다. 따라서, 승압 회로(10)는, 스위칭 동작을 행하고 있는 기간은, 승압된 전압으로 전력을 단상 인버터 회로(11)에 출력하고, 스위칭 동작을 정지하고 있는 기간은, 태양광 발전 패널(2)이 출력하여 승압 회로(10)에 입력되는 직류 전력의 전압을 승압하지 않고서 단상 인버터 회로(11)에 출력한다.

승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11) 사이에는 평활용의 콘덴서(19)(평활 콘덴서)가 접속되어 있다.

단상 인버터 회로(11)는, 예컨대 IGBT로 이루어지는 스위칭 소자(Q1~Q4)를 갖추고 있다. 이들 스위칭 소자(Q1~Q4)는 풀 브릿지 회로를 구성하고 있다.

각 스위칭 소자(Q1~Q4)는 제어부(12)에 접속되어 있으며, 제어부(12)에 의해 제어할 수 있게 되어 있다. 제어부(12)는 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 동작을 PWM 제어한다. 이에 따라, 단상 인버터 회로(11)는 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 교류 전력으로 변환한다.

변환 장치(1)는, 단상 인버터 회로(11)와, 계통 상 전원(3p)과의 사이에 필터 회로(21)를 구비하고 있다.

필터 회로(21)는, 교류 리액터(22)와, 교류 리액터(22)의 후단에 설치된 콘덴서(23)(출력 평활 콘덴서)를 구비하여 구성되어 있다. 필터 회로(21)는, 단상 인버터 회로(11)로부터 출력되는 교류 전력에 포함되는 고주파 성분을 제거하는 기능을 갖고 있다. 필터 회로(21)에 의해 고주파 성분이 제거된 교류 전력은 계통 상 전원(3p)에 주어진다.

이와 같이, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)는, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하고, 변환한 교류 전력을 필터 회로(21)를 통해 계통 상 전원(3p)에 출력한다.

또한, 필터 회로(21)에는, 단상 인버터 회로(11)에 의한 출력의 전류치인 인버터 전류 검출치 Iinv(교류 리액터(22)에 흐르는 전류)를 검출하기 위한 제2 전류 센서(24)가 접속되어 있다. 또한, 필터 회로(21)와 계통 상 전원(3p) 사이에는 계통 상 전원(3p) 측의 전압치(계통 전압 검출치 Va)를 검출하기 위한 제2 전압 센서(25)가 접속되어 있다.

제2 전류 센서(24) 및 제2 전압 센서(25)는, 검출한 계통 전압 검출치 Va(교류 계통의 전압치) 및 인버터 전류 검출치 Iinv를 제어부(12)에 출력한다. 또한, 제2 전류 센서(24)는, 도면과 같이, 콘덴서(23)의 전단이라도 좋지만, 콘덴서(23)의 후단에 설치하여도 좋다.

제어부(12)는, 이들 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv와, 상술한 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin에 기초하여, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)를 제어한다.

상술한 것과 같이, 도 1의 회로 구성에 따르면, 계통 전압(선간 전압)을 단일의 3상 인버터로 공급하는 경우와 비교하여, DC 버스(L_B)의 전압이 저감된다. DC 버스(L_B)의 전압 저감에 의해, 스위칭 소자(Q1~Q4, Qa)의 스위칭 손실이 저하한다. 또한, 변환 장치(1) 내의 리액터(직류 리액터(15), 교류 리액터(22))의 철손이 작아진다. 또한, DC 버스(L_B)에 접속되는 스위칭 소자(Q1~Q4, Qa, Qb) 및 평활용의 콘덴서(19)는 내전압 성능이 낮은 것이라도 사용할 수 있게 된다. 스위칭 소자는 내전압 성능이 낮은 쪽이, 온 저항이 낮기 때문에, 도통 손실을 저감할 수 있다.

《전력 변환 장치에 있어서의 최소 변조 방식》

이어서, 도 14 및 도 15는 변환 장치(1)의 동작 특징을 간략히 도시하는 파형도이다. 양 도면은 동일한 내용을 나타내고 있는데, 도 14는 특히 직류 입력에서부터 교류 출력까지의 진폭의 관계를 보기 쉽게 표시하고, 도 15는 특히 제어의 타이밍을 보기 쉽게 표시하고 있다. 도 14의 상단 및 도 15의 좌측란은 각각 비교를 위해, 최소 변조 방식이 아닌 종래의 변환 장치의 동작을 도시하는 파형도이다. 또한, 도 14의 하단 및 도 15의 우측란은 각각 최소 변조 방식의 변환 장치(1)(도 2)의 동작을 도시하는 파형도이다.

우선 도 14의 상단(또는 도 15의 좌측란)에 있어서, 종래의 변환 장치에서는, 직류 입력 즉 직류 전압 V_DC에 대한 승압 회로의 출력(도 2에서 말하자면, 스위칭 소자(Qa, Qb) 및 직류 리액터(15)의 상호 접속점에 나타나는 전압)은 V_DC보다도 높은 값의 등간격의 펄스열 형상이다. 이 출력은 평활화되어, DC 버스(L_B)에, 전압 V_B으로서 나타난다. 이에 대하여 단상 인버터 회로는, PWM 제어된 스위칭을 반주기로 극성 반전하면서 행한다. 이 결과, 필터 회로에 의한 평활을 거쳐, 교류 출력으로서의 정현파의 교류 전압 V_AC을 얻을 수 있다.

이어서, 도 14 하단의 최소 변조 방식에서는, 교류 파형의 전압 목표치 V_AC의 절대치와, 입력인 직류 전압 V_DC과의 비교 결과에 따라서, 도 2의 승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11)가 동작한다. 즉, 전압 목표치의 절대치에 있어서 V_AC<V_DC(또는 V_AC≤V_DC)일 때에는 승압 회로(10)는 정지하고(도면에서의「ST」), V_AC≥V_DC(또는 V_AC>V_DC)일 때에는 승압 회로(10)가 승압 동작을 행한다(도면에서의「OP」). 승압 회로(10)의 출력은 콘덴서(19)(도 2)에 의해 평활화되어, DC 버스(L_B)에, 도시하는 전압 V_B으로서 나타난다.

이에 대하여 단상 인버터 회로(11)는, 전압 목표치 V_AC의 절대치와, 직류 전압 V_DC과의 비교 결과에 따라서, V_AC<V_DC(또는 V_AC≤V_DC)일 때에는 고주파 스위칭을 행하고(도면에서의「OP」), V_AC≥V_DC(또는 V_AC>V_DC)일 때에는 고주파 스위칭을 정지한다(도면에서의「ST」). 고주파 스위칭를 정지하고 있을 때의 단상 인버터 회로(11)는, 스위칭 소자(Q1, Q4)가 온, 소자(Q2, Q3)가 오프인 상태와, 스위칭 소자(Q1, Q4)가 오프, 소자(Q2, Q3)가 온인 상태 중 어느 것을 선택함으로써, 필요한 극성 반전만을 행한다. 단상 인버터 회로(11)의 출력은 필터 회로(21)에 의해 평활화되어, 원하는 교류 출력을 얻을 수 있다.

여기서, 도 15의 우측란에 도시하는 것과 같이, 승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11)는 교대로 고주파 스위칭 동작을 하고 있으며, 승압 회로(10)가 승압 동작을 하고 있을 때에는 단상 인버터 회로(11)는 고주파 스위칭을 정지하고, DC 버스(L_B)의 전압에 대하여 필요한 극성 반전만을 행하고 있다. 반대로, 단상 인버터 회로(11)가 고주파 스위칭 동작할 때에는 승압 회로(10)는 정지하고, 전로(電路)(L_in)(도 2)의 전압을 그냥 지나치게 하고 있다.

상기와 같은, 승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11)의 교대의 고주파 스위칭 동작을 행함으로써, 전체적으로 스위칭 소자(Q1~Q4, Qa, Qb)의 스위칭의 횟수가 저감되어, 그 만큼 스위칭 손실이 대폭 저감된다. 또한, 고주파 스위칭의 주파수는 예컨대 20 kHz인 데 대하여, 단상 인버터 회로(11)에 있어서의 극성 반전의 스위칭은 상용 주파수의 2배인, 100 Hz 또는 120 Hz이다. 즉, 극성 반전의 주파수는 고주파 스위칭의 주파수에 비하면 매우 작고, 따라서, 스위칭 손실도 적다.

또한, 승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11)의 교대의 고주파 스위칭 동작을 행함으로써, 리액터(직류 리액터(15), 교류 리액터(22))의 철손이 작아진다.

더욱이, 콘덴서(19)는, 스위칭의 고주파를 평활화하는 정도로 족하기 때문에, 계통 주파수의 3배의 저주파 교류 성분의 평활 작용을 필요로 하지 않게 된다. 따라서, 저용량(예컨대 10 μF나 22 μF)의 콘덴서를 사용할 수 있다.

도 16은 3상 교류 전압의 생성 요령을 도시하는 도면이다. 3조의 변환 장치(1)를 각각 제1 상 변환 장치, 제2 상 변환 장치, 제3 상 변환 장치라고 하면, 제어부(12)는, 각 변환 장치에 있어서의 출력의 위상이 서로 (2/3)π 틀어지게 제어한다. 이에 따라, 3상 교류 계통과 동일한, 도시하는 것과 같은 3상 교류의 전압을 출력할 수 있다.

《전력 변환 장치의 계통 연계》

이하, 전력 변환 장치(1P)의 계통 연계에 관해서 상세히 설명한다.

계통 연계를 행하기 위해서는, 각 상의 변환 장치(1)가, 역률 1의 상태에서 3상 교류 계통(3)에 전력을 보내주도록, 출력하는 전류 위상을 제어할 필요가 있다. 즉, 계통 상 전원(3p)의 전압 위상과 일치하는 전압을 출력할 뿐만 아니라, 계통 상 전원(3p)의 전압 위상과, 대응하는 변환 장치(1)의 출력 전류 위상이 상호 일치할 필요가 있다.

〔1.1 제어부에 관해서〕

도 3은 제어부(12)의 블럭도이다. 제어부(12)는, 도 3에 도시하는 것과 같이, 제어 처리부(30)와, 승압 회로 제어부(32)와, 인버터 회로 제어부(33)와, 평균화 처리부(34)를 기능적으로 갖고 있다.

제어부(12)의 각 기능은, 그 일부 또는 전부가 하드웨어 회로에 의해서 구성되어도 좋고, 그 일부 또는 전부가, 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)를 컴퓨터에 의해서 실행시킴으로써 실현되어도 좋다. 제어부(12)의 기능을 실현하는 소프트웨어(컴퓨터 프로그램)는 컴퓨터의 기억 장치(도시 생략)에 저장된다.

승압 회로 제어부(32)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 지령치 및 검출치에 기초하여 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qa, Qb)를 제어하여, 상기 지령치에 따른 전류의 전력을 승압 회로(10)에 출력하게 한다.

또한, 인버터 회로 제어부(33)는, 제어 처리부(30)로부터 주어지는 지령치 및 검출치에 기초하여 단상 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 제어하여, 상기 지령치에 따른 전류의 전력을 단상 인버터 회로(11)에 출력하게 한다.

제어 처리부(30)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin, 계통 전압 검출치 Va 및 인버터 전류 검출치 Iinv가 주어진다.

제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin로부터 입력 전력 Pin 및 그 평균치〈Pin〉를 연산한다.

제어 처리부(30)는, 입력 전력 평균치〈Pin〉에 기초하여, 직류 입력 전류 지령치 Ig*(후에 설명한다)를 설정하여 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행함과 더불어, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.

직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin는 평균화 처리부(34) 및 제어 처리부(30)에 주어진다.

평균화 처리부(34)는, 제1 전압 센서(17) 및 제1 전류 센서(18)로부터 주어지는 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin를, 미리 설정된 소정의 시간 간격마다 샘플링하여 각각의 평균치를 구하고, 평균화된 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin를 제어 처리부(30)에 부여하는 기능을 갖고 있다.

도 4는 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 시간에 따른 변화를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.

또한, 직류 입력 전류 검출치 Ig는 콘덴서(26)보다도 입력 측에서 검출되는 전류치이다.

도 4에 도시하는 것과 같이, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 승압 회로 전류 검출치 Iin 및 직류 입력 전류 검출치 Ig는 계통 전압의 1/2의 주기로 변동하고 있는 것을 알 수 있다.

도 4에 도시하는 것과 같이, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 직류 입력 전류 검출치 Ig가 주기적으로 변동하는 이유는 다음과 같다. 즉, 승압 회로 전류 검출치 Iin는, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 동작에 따라서, 교류 주기의 1/2 주기로 거의 0 A에서부터 피크치까지 크게 변동한다. 그 때문에, 콘덴서(26)로 변동 성분을 완전히 제거할 수 없고, 직류 입력 전류 검출치 Ig는 교류 주기의 1/2 주기로 변동하는 성분을 포함하는 맥류가 된다. 한편, 태양광 발전 패널은 출력 전류에 의해서 출력 전압이 변화된다.

이 때문에, 직류 입력 전압 검출치 Vg에 생기는 주기적인 변동은, 변환 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기가 된다.

평균화 처리부(34)는, 상술한 주기적 변동에 의한 영향을 억제하기 위해서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin를 평균화한다.

도 5는 평균화 처리부(34)가 행하는, 직류 입력 전압 검출치 Vg를 평균화할 때의 양태를 도시하는 도면이다.

평균화 처리부(34)는, 어떤 타이밍 t1에서부터 타이밍 t2까지 사이의 기간 L에 있어서, 미리 설정된 소정의 시간 간격 Δt마다, 주어지는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 관해서 여러 번 샘플링(도면에서 검은 점의 타이밍)을 행하여, 얻어진 복수의 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를 구한다.

여기서, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 계통 상 전원(3p)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정한다. 또한, 평균화 처리부(34)는, 시간 간격 Δt을, 계통 상 전원(3p)의 1/2 주기의 길이보다도 충분히 짧은 기간으로 설정한다.

이에 따라, 평균화 처리부(34)는, 계통 상 전원(3p)의 주기와 동기하여 주기적으로 변동하는, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서 정밀도 좋게 구할 수 있다.

또한, 샘플링의 시간 간격 Δt은, 예컨대, 계통 상 전원(3p)의 주기의 1/100~1/1000 혹은 20 마이크로초~200 마이크로초 등으로 설정할 수 있다.

또한, 평균화 처리부(34)는, 기간 L을 미리 기억해 둘 수도 있고, 제2 전압 센서(25)로부터 계통 전압 검출치 Va를 취득하여 계통 상 전원(3p)의 주기에 기초하여 기간 L을 설정할 수도 있다.

또, 여기서는, 기간 L을 계통 상 전원(3p)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정했지만, 기간 L은, 적어도 계통 상 전원(3p)의 1/2 주기로 설정하면, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치를 정밀도 좋게 구할 수 있다. 직류 입력 전압 검출치 Vg는, 상술한 것과 같이, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 동작에 의해서, 계통 상 전원(3p)의 주기 길이의 1/2의 길이로 주기적으로 변동하기 때문이다.

따라서, 기간 L을 보다 길게 설정할 필요가 있는 경우, 계통 상 전원(3p)의 1/2 주기의 3배나 4배와 같이, 기간 L을 계통 상 전원(3p)의 1/2 주기의 정수배로 설정하면 된다. 이에 따라, 주기 단위로 전압 변동을 파악할 수 있다.

상술한 것과 같이, 승압 회로 전류 검출치 Iin도, 직류 입력 전압 검출치 Vg와 마찬가지로, 계통 상 전원(3p)의 1/2 주기로 주기적으로 변동한다.

따라서, 평균화 처리부(34)는, 도 5에 도시한 직류 입력 전압 검출치 Vg와 같은 방법에 의해서 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치도 구한다.

제어 처리부(30)는, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치를 각각 기간 L마다 축차 구한다.

평균화 처리부(34)는, 구한 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치를 제어 처리부(30)에 부여한다.

본 예에서는, 상술한 것과 같이, 평균화 처리부(34)가, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 평균치(직류 입력 전압 평균치〈Vg〉) 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 평균치(승압 회로 전류 평균치〈Iin〉)를 구하고, 제어 처리부(30)는, 이들 값을 이용하여, 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행하면서 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)를 제어하기 때문에, 태양광 발전 패널(2)에 의한 직류 전류가 변동하여 불안정한 경우에도, 제어부(12)는, 태양광 발전 패널(2)로부터의 출력을, 변환 장치(1)의 동작에 의한 변동 성분을 제거한 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉로서 정밀도 좋게 얻을 수 있다. 이 결과, MPPT 제어를 적합하게 행할 수 있어, 태양광 발전 패널(2)의 발전 효율이 저하하는 것을 효과적으로 억제할 수 있다.

또한, 상술한 것과 같이, 변환 장치(1)의 동작에 의해서, 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력의 전압(직류 입력 전압 검출치 Vg)이나 전류(승압 회로 전류 검출치 Iin)에 변동이 생기는 경우, 그 변동 주기는, 단상 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전력의 1/2 주기(계통 상 전원(3p)의 1/2 주기)와 거의 일치한다.

이 점 때문에, 본 예에서는, 계통 상 전원(3p)의 주기 길이의 1/2의 길이로 설정된 기간 L 동안에, 직류 입력 전압 검출치 Vg 및 승압 회로 전류 검출치 Iin의 각각에 관해서, 교류 계통의 1/2주기보다도 짧은 시간 간격 Δt으로 여러 번 샘플링하여, 그 결과로부터 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉를 구했기 때문에, 직류 전류의 전압 및 전류가 주기적으로 변동했다고 해도, 가능한 한 샘플링의 기간을 짧게 하면서 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉를 정밀도 좋게 구할 수 있다.

제어 처리부(30)는, 상술한 입력 전력 평균치〈Pin〉에 기초하여, 직류 입력 전류 지령치 Ig*를 설정하고, 이 설정한 직류 입력 전류 지령치 Ig*나 상기 값에 기초하여, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11) 각각에 대한 지령치를 구한다.

제어 처리부(30)는, 구한 지령치를 승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)에 부여하여, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11) 각각을 피드백 제어하는 기능을 갖고 있다.

도 6은 제어 처리부(30)에 의한 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 설명하기 위한 제어 블럭도이다.

제어 처리부(30)는, 단상 인버터 회로(11)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제1 연산부(41), 제1 가산기(42), 보상기(43) 및 제2 가산기(44)를 갖고 있다.

또한, 제어 처리부(30)는, 승압 회로(10)의 제어를 행하기 위한 기능부로서, 제2 연산부(51), 제3 가산기(52), 보상기(53) 및 제4 가산기(54)를 갖고 있다.

도 7은 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 제어 처리를 도시하는 흐름도이다. 도 6에 도시하는 각 기능부는, 도 7에 도시하는 흐름도에 도시하는 처리를 실행함으로써, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)를 제어한다.

이하, 도 7에 따라서 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 제어 처리를 설명한다.

우선, 제어 처리부(30)는, 현재 상태의 입력 전력 평균치〈Pin〉를 구하고(단계 S9), 전회 연산시의 입력 전력 평균치〈Pin〉와 비교하여, 직류 입력 전류 지령치 Ig*를 설정한다(단계 S1). 여기서, 입력 전력 평균치〈Pin〉는 하기 식(1)에 기초하여 구해진다.

입력 전력 평균치〈Pin〉=〈Iin×Vg〉···(1)

또한, 식(1)에서, Iin은 승압 회로 전류 검출치, Vg는 직류 입력 전압 검출치(직류 입력 전압치)이며, 평균화 처리부(34)에 의해서 평균화된 값인 직류 입력 전압 평균치〈Vg〉 및 승압 회로 전류 평균치〈Iin〉가 이용된다.

또, 식(1) 이외의 이하에 나타내는 제어에 관한 각 식에서는, 승압 회로 전류 검출치 Iin 및 직류 입력 전압 검출치 Vg는, 평균화되어 있지 않은 순시치가 이용된다.

또, 「〈〉」는 괄호 안의 값의 평균치를 나타내고 있다. 이하 동일하다.

제어 처리부(30)는, 설정한 직류 입력 전류 지령치 Ig*를 제1 연산부(41)에 부여한다.

제1 연산부(41)에는, 직류 입력 전류 지령치 Ig* 외에, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 계통 전압 검출치 Va도 주어진다.

제1 연산부(41)는, 하기 식(2)에 기초하여, 변환 장치(1)로서의 출력 전류 지령치의 평균치〈Ia*〉를 연산한다. η는 변환 장치(1)의 변환 효율을 나타내는 상수이다.

출력 전류 지령치의 평균치〈Ia*〉=η〈Ig*×Vg〉/〈Va〉···(2)

또한, 제1 연산부(41)는, 하기 식(3)에 기초하여, 출력 전류 지령치 Ia*(출력 전류 목표치)를 구한다(단계 S2).

여기서, 제1 연산부(41)는, 출력 전류 지령치 Ia*를 계통 전압 검출치 Va와 동 위상의 정현파로서 구한다.

출력 전류 지령치 Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt···(3)

이상과 같이, 제1 연산부(41)는, 입력 전력 평균치〈Pin〉(직류 전력의 입력 전력치) 및 계통 전압 검출치 Va에 기초하여 출력 전류 지령치 Ia*를 구한다.

이어서, 제1 연산부(41)는, 하기 식(4)에 나타내는 것과 같이, 단상 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 지령치 Iinv*(단상 인버터 회로의 전류 목표치)를 연산한다(단계 S3).

인버터 전류 지령치 Iinv*=Ia*+s CaVa···(4)

단, 식(4)에서, Ca는 콘덴서(23)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.

상기 식(4)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iinv*=Ia*+Ca×(d Va/dt)···(4a)

가 된다. 또한, 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ica로 하면,

Iinv*=Ia*+Ica···(4b)

가 된다.

식(4), 식(4a), 식(4b)에서, 우측 변 제2항은 필터 회로(21)의 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 고려하여 가산한 값이다.

또한, 출력 전류 지령치 Ia*는, 상기 식(3)에 나타내는 것과 같이, 계통 전압 검출치 Va와 동 위상의 정현파로서 구해진다. 즉, 제어 처리부(30)는, 변환 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 Ia(출력 전류)가 계통 전압(계통 전압 검출치 Va)과 동 위상이 되도록 단상 인버터 회로(11)를 제어한다.

제1 연산부(41)는, 인버터 전류 지령치 Iinv*를 구하면, 이 인버터 전류 지령치 Iinv*를 제1 가산기(42)에 부여한다.

단상 인버터 회로(11)는 이 인버터 전류 지령치 Iinv*에 의해서 피드백 제어된다.

제1 가산기(42)에는, 인버터 전류 지령치 Iinv* 외에, 현재 상태의 인버터 전류 검출치 Iinv가 주어진다.

제1 가산기(42)는, 인버터 전류 지령치 Iinv*와, 현재의 인버터 전류 검출치 Iinv의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(43)에 부여한다.

보상기(43)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여, 이 차분을 수속시켜 인버터 전류 검출치 Iinv를 인버터 전류 지령치 Iinv*로 할 수 있는 인버터 전압 참조치 Vinv#를 구한다. 보상기(43)는, 이 인버터 전압 참조치 Vinv#를 인버터 회로 제어부(33)에 부여함으로써, 단상 인버터 회로(11)에, 인버터 전압 참조치 Vinv#에 따른 전압 Vinv으로 전력을 출력시킨다.

단상 인버터 회로(11)가 출력한 전력은, 제2 가산기(44)에 의해서 계통 전압 검출치 Va에서 감산된 뒤에 교류 리액터(22)에 주어져, 새로운 인버터 전류 검출치 Iinv로서 피드백된다. 그리고, 제1 가산기(42)에 의해서 인버터 전류 지령치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv 사이의 차분이 재차 연산되어, 상기와 마찬가지로, 차분에 기초하여 단상 인버터 회로(11)가 제어된다.

이상과 같이 하여, 단상 인버터 회로(11)는 인버터 전류 지령치 Iinv*와 인버터 전류 검출치 Iinv에 의해서 피드백 제어된다(단계 S4).

한편, 제2 연산부(51)에는, 직류 입력 전압 검출치 Vg, 계통 전압 검출치 Va 외에, 제1 연산부(41)가 연산한 인버터 전류 지령치 Iinv*가 주어진다.

제2 연산부(51)는, 하기 식(5)에 기초하여, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*(단상 인버터 회로의 전압 목표치)를 연산한다(단계 S5).

인버터 출력 전압 지령치 Vinv*=Va+s LaIinv*···(5)

단, 식(5)에서, La는 교류 리액터의 인덕턴스, s는 라플라스 연산자이다.

상기 식(5)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vinv*=Va+RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)···(5a)

가 된다. 단, Ra는 교류 리액터의 저항, La는 교류 리액터의 인덕턴스이며, (Za=Ra+s La)이다.

식(5)의 우측 변 제2항, (5a)의 우측 변 제2항 및 제3항은 교류 리액터(22)의 양단에 발생하는 전압을 고려하여 가산한 값이다.

이와 같이, 본 예에서는, 단상 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전력의 전류 위상이 계통 전압 검출치 Va와 동 위상이 되도록 단상 인버터 회로(11)를 제어하기 위한 전류 목표치인 인버터 전류 지령치 Iinv*에 기초하여 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*(전압 목표치)를 설정한다.

상기한 것과 같이, 교류 측의 목표치인 단상 인버터 회로(11)의 출력 목표치(Iinv*, Vinv*)는, 단상 인버터 회로(11)의 브릿지 출력단, 즉, 단상 인버터 회로(11)와 필터 회로(21)와의 회로 접속점에서 설정된다. 이에 따라, 원래의 계통 연계점(계통 상 전원(3p)과 필터 회로(21)와의 회로 접속점)보다 목표치의 설정점 전으로 이동하여, 최종적으로 적절한 계통 연계에 안착하는 계통 연계가 이루어진다.

또한, 식(5)에서의 인덕턴스 La는, 3상의 교류 리액터(22)에 공통인 인덕턴스인 것이 바람직하다. 상기와 같은 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 설정에 의해, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)는 모두 제어부(12)가 설정한 전류 목표치 Iinv*에 기초하여 동작하기 때문에, 양 회로의 고주파 스위칭 기간이 교대로 전환되도록 동작을 하더라도, 각 변환 장치(1)로부터 출력되는 교류 전류에 위상 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.

인버터 출력 전압 지령치 Vinv*를 구하면, 하기 식(6)에 나타내는 것과 같이, 제2 연산부(51)는, 직류 전원 측의 전압 V_DC으로서의 전압 Vg 또는 바람직하게는 하기의 직류 전압 Vgf과, 인버터 출력 전압 목표치 Vinv*의 절대치를 비교하여, 큰 쪽을 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 결정한다(계 S6). 직류 전압 Vgf이란, Vg에 직류 리액터(15)의 임피던스 Z에 의한 전압 강하를 고려한 전압이며, 승압 회로 전류를 Iin으로 하여, Vgf=Vg-ZIin 이다. 따라서,

Vo*=Max(Vg-ZIin, Vinv*의 절대치)···(6)

로 할 수 있다.

상기 식(6)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vo*=Max(Vg-(RIin+L(d Iin/dt), Vinv*의 절대치)···(6a)

이다. 단, R은 직류 리액터의 저항, L은 직류 리액터의 인덕턴스이며, (Z=R+sL)이다.

또한, 제2 연산부(51)는 하기 식(7)에 기초하여 승압 회로 전류 지령치 Iin*를 연산한다(단계 S7).

승압 회로 전류 지령치 Iin*=

{(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/(Vg-ZIin)···(7)

단, 식(7)에서, C는 콘덴서(19)의 정전 용량, s는 라플라스 연산자이다.

상기 식(7)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg-(R+sL)Iin}···(7a)

이 된다. 또한, 콘덴서(19)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ic라고 하면,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*}/{Vg-ZIin}···(7b)

이 된다.

식(7), 식(7a), 식(7b)에서, 인버터 전류 지령치 Iinv*와, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*와의 곱의 절대치에 가산되어 있는 항은, 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, 단상 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여, 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

또한, 미리 변환 장치(1)의 전력 손실 P_LOSS을 측정해 두면, 상기 식(7a)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+C×(d Vo*/dt)×Vo*+P_LOSS}/{Vg-ZIin}···(7c)

마찬가지로, 상기 식(7b)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)+Ic×Vo*+P_LOSS}/{Vg-ZIin}···(7d)

이 경우, 단상 인버터 회로(11)의 전력 목표치에 더하여, 무효 전력 및 전력 손실 P_LOSS을 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

또한, 콘덴서(19)의 정전 용량 C 및 전력 손실 P_LOSS이 (Iinv*×Vinv*)에 비해서 충분히 작은 경우, 하기 식(8)이 성립한다. 이 식(8)에 의해서 구해지는 Iin*를 식(6), 식(6a), 식(7), 식(7a), 식(7b), 식(7c) 및 식(7d)의 우측 변에 포함되는 Iin으로서 이용할 수 있다.

승압 회로 전류 목표치 Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg···(8)

제2 연산부(51)는, 승압 회로 전류 지령치 Iin*를 구하면, 이 승압 회로 전류 지령치 Iin*를 제3 가산기(52)에 부여한다.

승압 회로(10)는 이 승압 회로 전류 지령치 Iin*에 의해서 피드백 제어된다.

제3 가산기(52)에는, 승압 회로 전류 지령치 Iin* 외에, 현재 상태의 승압 회로 전류 검출치 Iin가 주어진다.

제3 가산기(52)는, 승압 회로 전류 지령치 Iin*와, 현재 상태의 승압 회로 전류 검출치 Iin의 차분을 연산하여, 그 연산 결과를 보상기(53)에 부여한다.

보상기(53)는, 상기 차분이 주어지면, 비례 계수 등에 기초하여, 이 차분을 수속시켜 승압 회로 전류 검출치 Iin를 승압 회로 전류 지령치 Iin*로 할 수 있는 승압 회로 전압 참조치 Vbc#를 구한다. 보상기(53)는, 이 승압 회로 전압 참조치 Vbc#를 승압 회로 제어부(32)에 부여함으로써, 승압 회로(10)에, 승압 회로 전압 참조치 Vbc#에 따른 전압 Vo으로 전력을 출력하게 한다.

승압 회로(10)가 출력한 전력은, 제4 가산기(54)에 의해서 직류 입력 전압 검출치 Vg로 감산된 뒤에 직류 리액터(15)에 주어져, 새로운 승압 회로 전류 검출치 Iin로서 피드백된다. 그리고, 제3 가산기(52)에 의해서 승압 회로 전류 지령치 Iin*와 승압 회로 전류 검출치 Iin 사이의 차분이 재차 연산되고, 상기와 마찬가지로, 이 차분에 기초하여 승압 회로(10)가 제어된다.

이상과 같이 하여, 승압 회로(10)는 승압 회로 전류 지령치 Iin*와 승압 회로 전류 검출치 Iin에 의해서 피드백 제어된다(단계 S8).

상기 단계 S8 후, 제어 처리부(30)는 상기 식(1)에 기초하여 현재 상태의 입력 전력 평균치〈Pin〉를 구한다(단계 S9).

제어 처리부(30)는, 전회 연산시의 입력 전력 평균치〈Pin〉와 비교하여 입력 전력 평균치〈Pin〉가 최대치가 되도록(최대 전력점에 추종하도록) 직류 입력 전류 지령치 Ig*를 설정한다.

이상에 의해서, 제어 처리부(30)는 태양광 발전 패널(2)에 대한 MPPT 제어를 행하면서 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)를 제어한다.

제어 처리부(30)는, 상술한 것과 같이, 단상 인버터 회로(11) 및 승압 회로(10)를 전류 지령치에 의해서 피드백 제어한다.

도 8의 (a)는, 제어 처리부(30)가 상기 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전류 지령치 Iin* 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전류 검출치 Iin를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이고, (b)는, 제어 처리부(30)가 상기 피드백 제어에 있어서 구한 승압 회로 전압 목표치 Vo* 및 이에 따라서 제어한 경우의 승압 회로 전압 검출치 Vo를 시뮬레이션에 의해 구한 결과의 일례를 도시하는 그래프이다.

도 8의 (a)에 도시하는 것과 같이, 승압 회로 전류 검출치 Iin는, 제어 처리부(30)에 의해서, 승압 회로 전류 지령치 Iin*에 따라서 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 도 8의 (b)에 도시하는 것과 같이, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상기 식(6)에 의해서 구해지기 때문에, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가, 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간에서는, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg를 따르도록 변화하고 있다.

승압 회로 전압 검출치 Vo는, 제어 처리부(30)에 의해서, 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 제어되고 있음을 알 수 있다.

도 9는 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 일례를 도시하는 도면이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 파선은 계통 상 전원(3p)의 전압파형을 나타내고 있고, 실선은 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 파형을 나타내고 있다.

변환 장치(1)는, 도 7의 흐름도에 따른 제어에 의해서, 도 9에 도시하는 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*를 전압 목표치로 하여 전력을 출력한다.

따라서, 변환 장치(1)는, 도 9에 도시하는 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 파형에 따른 전압의 전력을 출력한다.

도면에 도시하는 것과 같이, 양 파(波)는 전압치 및 주파수는 상호 거의 동일하지만, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 위상 쪽이, 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 수 도 진상하고 있다.

본 예의 제어 처리부(30)는, 상술한 것과 같이, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 피드백 제어를 실행하는 중에, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 위상을, 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 약 3도 진상시키고 있다.

인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 위상을 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 진상시키는 각도는 수 도면 되며, 후술하는 것과 같이, 계통 상 전원(3p)의 전압 파형과의 사이에서 차분을 구했을 때에 얻어지는 전압 파형이, 계통 상 전원(3p)의 전압 파형에 대하여 거의 90도 진행된 위상이 되는 범위에서 설정된다. 예컨대, 0도보다 크면서 10도보다 작은 값의 범위에서 설정된다.

상기 진상시키는 각도는, 상기 식(5)에 나타내는 것과 같이, 계통 전압 검출치 Va, 교류 리액터(22)의 인덕턴스 La 및 인버터 전류 지령치 Iinv*에 의해서 정해진다. 이 중, 계통 전압 검출치 Va, 교류 리액터(22)의 인덕턴스 La는 제어 대상 밖의 고정치이기 때문에, 진상시키는 각도는 인버터 전류 지령치 Iinv*에 의해서 정해진다.

인버터 전류 지령치 Iinv*는, 상기 식(4)에 나타내는 것과 같이, 출력 전류 지령치 Ia*에 의해서 정해진다. 이 출력 전류 지령치 Ia*가 커질수록 인버터 전류 지령치 Iinv*에 있어서의 진상한 성분이 증가하고, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 진행 각도(진상시키는 각도)가 커진다.

출력 전류 지령치 Ia*는 상기 식(2)으로 구해지기 때문에, 상기 진상시키는 각도는 직류 입력 전류 지령치 Ig*에 의해서 조정된다.

본 예의 제어 처리부(30)는, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 위상이 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 약 3도 진상하도록 직류 입력 전류 지령치 Ig*를 설정하고 있다.

〔1.2 승압 회로 및 단상 인버터 회로의 제어에 관해서〕

승압 회로 제어부(32)는 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qa, Qb)를 제어한다. 또한, 인버터 회로 제어부(33)는 단상 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 제어한다.

승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 각각 승압 회로용 반송파 및 인버터 회로용 반송파를 생성하여, 이들 반송파를 제어 처리부(30)로부터 주어지는 지령치인 승압 회로 전압 참조치 Vbc# 및 인버터 전압 참조치 Vinv#로 변조하여, 각 스위칭 소자를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

승압 회로 제어부(32) 및 인버터 회로 제어부(33)는, 상기 구동 파형에 기초하여 각 스위칭 소자를 제어함으로써, 승압 회로 전류 지령치 Iin* 및 인버터 전류 지령치 Iinv*에 근사한 전류 파형의 교류 전력을 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)에 출력하게 한다.

도 10의 (a)는 승압 회로용 반송파와 승압 회로 전압 참조치 Vbc#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 또한, 도 10의 (a)에서는 이해를 쉽게 하기 위해서 승압 회로용 반송파의 파장을 실제보다도 길게 하여 나타내고 있다.

승압 회로 제어부(32)가 생성하는 승압 회로용 반송파는 극소치가「0」인 삼각파이며, 진폭 A1이 제어 처리부(30)로부터 주어지는 승압 회로 전압 목표치 Vo*로 되어 있다.

또, 승압 회로용 반송파의 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록 승압 회로 제어부(32)에 의해서 설정된다.

또한, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서는, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 승압 회로용 반송파의 진폭 A1도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.

승압 회로 전압 참조치 Vbc#의 파형(이하, 승압 회로용 참조파 Vbc#라고도 한다)은, 제어 처리부(30)가 승압 회로 전류 지령치 Iin*에 기초하여 구하는 값이며, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg보다도 큰 기간 W1에 있어서, 플러스의 값으로 되고 있다. 승압 회로용 참조파 Vbc#는, 기간 W1에서는, 승압 회로 전압 목표치 Vo*가 이루는 파형과 근사한 파형으로 되고, 승압 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.

승압 회로 제어부(32)는, 승압 회로용 반송파와 승압 회로용 참조파 Vbc#를 비교하여, 직류 리액터(15)의 양단 전압의 목표치인 승압 회로용 참조파 Vbc#가 승압 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록, 스위칭 소자(Qb)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

도 10의 (b)는 승압 회로 제어부(32)가 생성한 스위칭 소자(Qb)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 10의 (a)의 횡축과 일치하게 나타내고 있다.

이 구동 파형은, 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작을 나타내고 있으며, 스위칭 소자(Qb)에 부여함으로써, 그 구동 파형에 따른 스위칭 동작을 실행시킬 수 있다. 구동 파형은, 전압이 0 볼트에서 스위칭 소자의 스위치를 오프, 전압이 플러스 전압에서 스위칭 소자의 스위치를 온으로 하는 제어 명령을 구성하고 있다.

승압 회로 제어부(32)는, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에 스위칭 동작이 이루어지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하의 범위에서는, 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Qb)를 제어한다.

또한, 각 펄스 폭은, 삼각파인 승압 회로용 반송파의 절편에 의해서 정해진다. 따라서, 전압이 높은 부분일수록 펄스 폭이 커지고 있다.

이상과 같이, 승압 회로 제어부(32)는, 승압 회로용 반송파를 승압 회로용 참조파 Vbc#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스 폭을 나타낸 구동 파형을 생성한다. 승압 회로 제어부(32)는, 생성한 구동 파형에 기초하여 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)를 PWM 제어한다.

스위칭 소자(Qa)에는 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형과 반전한 구동 파형을 이용한다. 단, 스위칭 소자(Qb)와 스위칭 소자(Qa)가 동시에 도통하는 것을 막기 위해서, 스위칭 소자(Qa)의 구동 펄스가 오프에서 온으로 이행할 때에 1 마이크로초 정도의 데드 타임을 둔다.

도 11의 (a)는 인버터 회로용 반송파와 인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형을 비교한 그래프이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 또한, 도 11의 (a)에서도, 이해를 쉽게 하기 위해서, 인버터 회로용 반송파의 파장을 실제보다도 길게 하여 나타내고 있다.

인버터 회로 제어부(33)가 생성하는 인버터 회로용 반송파는, 진폭 중앙이 0볼트의 삼각파이고, 그 한쪽 진폭이 승압 회로 전압 목표치 Vo*(콘덴서(23)의 전압 목표치)로 설정되어 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2은, 직류 입력 전압 검출치 Vg의 2배의 기간과, 계통 상 전원(3p)의 전압의 2배의 기간을 갖고 있다.

또, 주파수는, 제어 처리부(30)에 의한 제어 명령 등에 의해서, 소정의 듀티비가 되도록 인버터 회로 제어부(33)에 의해서 설정된다.

또한, 승압 회로 전압 목표치 Vo*는, 상술한 것과 같이, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1에서는, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치를 따르고, 그 이외의 기간인 기간 W2에서는 직류 입력 전압 검출치 Vg에 따르도록 변화하고 있다. 따라서, 인버터 회로용 반송파의 진폭 A2도 승압 회로 전압 목표치 Vo*에 따라서 변화하고 있다.

인버터 전압 참조치 Vinv#의 파형(이하, 인버터 회로용 참조파 Vinv# 라고도 한다)는, 제어 처리부(30)가 인버터 전류 지령치 Iinv*에 기초하여 구하는 값이며, 대략 계통 상 전원(3p)의 전압 진폭과 동일하게 설정된다. 따라서, 인버터 회로용 참조파 Vinv#는, 전압치가 -Vg~+Vg의 범위인 부분에서, 인버터 회로용 반송파에 대하여 교차하고 있다.

인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파와 인버터 회로용 참조파 Vinv#를 비교하여, 전압 목표치인 인버터 회로용 참조파 Vinv#가 인버터 회로용 반송파 이상이 되는 부분에서 온, 반송파 이하가 되는 부분에서 오프가 되도록, 스위칭 소자(Q1~Q4)를 구동하기 위한 구동 파형을 생성한다.

도 11의 (b)는 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q1)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간이다. 횡축은 도 11의 (a)의 횡축과 일치하게 나타내고 있다.

인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 전압이 -Vg~+Vg인 범위 W2에서 스위칭 동작이 행해지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q1)를 제어한다.

도 11의 (c)는 인버터 회로 제어부(33)가 생성한 스위칭 소자(Q3)를 구동하기 위한 구동 파형이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간이다.

인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q3)에 관해서는, 도면 중 파선으로 나타내고 있는 인버터 회로용 참조파 Vinv#의 반전파와, 반송파를 비교하여 구동 파형을 생성한다.

이 경우도, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 참조파 Vinv#(의 반전파)의 전압이 -Vg~+Vg인 범위 W2에서 스위칭 동작이 행해지도록 구동 파형을 생성한다. 따라서, 그 이외의 범위에서는 스위칭 동작을 정지시키도록 스위칭 소자(Q3)를 제어한다.

또한, 인버터 회로 제어부(33)는, 스위칭 소자(Q2)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성하고, 스위칭 소자(Q4)의 구동 파형에 관해서는, 스위칭 소자(Q3)의 구동 파형을 반전시킨 것을 생성한다.

이상과 같이, 인버터 회로 제어부(33)는, 인버터 회로용 반송파를 인버터 회로용 참조파 Vinv#로 변조하여, 스위칭을 위한 펄스 폭을 나타낸 구동 파형을 생성한다. 인버터 회로 제어부(33)는, 생성된 구동 파형에 기초하여 단상 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)를 PWM 제어한다.

본 예의 승압 회로 제어부(32)는, 직류 리액터(15)에 흐르는 전류가 승압 회로 전류 지령치 Iin*에 일치하게 전력을 출력시킨다. 이 결과, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상이 되는 기간 W1(도 10)에 승압 회로(10)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 승압 회로(10)는, 기간 W1에 직류 입력 전압 검출치 Vg 이상의 전압을 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치에 근사하도록 전력을 출력한다. 한편, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 대략 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에서는, 승압 회로 제어부(32)는 승압 회로(10)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 따라서, 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하의 기간에서는, 승압 회로(10)는 태양광 발전 패널(2)이 출력하는 직류 전력을 승압하지 않고서 단상 인버터 회로(11)에 출력한다.

또한, 본 예의 인버터 회로 제어부(33)는, 교류 리액터(22)에 흐르는 전류가 인버터 전류 지령치 Iinv*에 일치하게 전력을 출력시킨다. 이 결과, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*가 대략 -Vg~+Vg인 기간 W2(도 11)에 단상 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다. 즉, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가 직류 입력 전압 검출치 Vg 이하인 기간에 단상 인버터 회로(11)에 스위칭 동작을 행하게 한다.

따라서, 단상 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)가 스위칭 동작을 정지하고 있는 동안, 스위칭 동작을 행하여, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*에 근사한 교류 전력을 출력한다.

또한, 인버터 회로용 참조파 Vinv#와 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*는 근사하기 때문에, 도 11(a)에서는 중복되어 있다.

한편, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 전압이 대략 -Vg~+Vg인 기간 W2 이외의 기간에서는, 인버터 회로 제어부(33)는 단상 인버터 회로(11)의 스위칭 동작을 정지시킨다. 이 사이, 단상 인버터 회로(11)에는 승압 회로(10)에 의해 승압된 전력이 주어진다. 따라서, 스위칭 동작을 정지하고 있는 단상 인버터 회로(11)는, 승압 회로(10)로부터 주어지는 전력을 강압하지 않고 출력한다.

즉, 본 예의 변환 장치(1)는, 승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11)를 교대로 전환하도록 스위칭 동작시켜, 각각이 출력하는 전력을 겹쳐 놓음으로써 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을 출력한다.

이와 같이, 본 예에서는, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가, 직류 입력 전압 검출치 Vg보다도 높은 부분의 전압을 출력할 때에는 승압 회로(10)를 동작시키고, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*의 절대치가, 직류 입력 전압 검출치 Vg보다도 낮은 부분의 전압을 출력할 때에는 단상 인버터 회로(11)를 동작시키도록 제어된다. 따라서, 단상 인버터 회로(11)가, 승압 회로(10)에 의해서 승압된 전력을 강압하는 일이 없기 때문에, 전압을 강압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있으므로, 승압 회로의 스위칭에 의한 손실을 저감하여 보다 고효율로 교류 전력을 출력할 수 있다.

또한, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)는 모두 제어부(12)가 설정한 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*(전압 목표치)에 기초하여 동작하기 때문에, 교대로 전환되게 출력되는 승압 회로의 전력과 단상 인버터 회로의 전력 사이에서, 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.

도 12는, 참조파 및 스위칭 소자의 구동 파형의 일례와 함께, 변환 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 일례를 도시하는 도면이다.

도 12에서, 가장 상단에서부터 순차, 단상 인버터 회로의 참조파 Vinv# 및 반송파, 스위칭 소자(Q1)의 구동 파형, 승압 회로의 참조파 Vbc# 및 반송파, 스위칭 소자(Qb)의 구동 파형, 그리고 변환 장치(1)가 출력하는 교류 전력의 전류 파형의 지령치 및 실측치를 나타내는 그래프를 도시하고 있다. 이들 각 그래프의 횡축은 시간을 나타내고 있으며, 상호 일치하게 나타내고 있다.

도면에 도시하는 것과 같이, 출력 전류의 실측치 Ia는 지령치 Ia*와 일치하게 제어되고 있음을 알 수 있다.

또한, 승압 회로(10)의 스위칭 소자(Qb)의 스위칭 동작 기간과, 단상 인버터 회로(11)의 스위칭 소자(Q1~Q4)의 스위칭 동작의 기간은 대략 상호 교대로 전환하도록 제어되고 있음을 알 수 있다.

또, 본 예에서는, 도 8(a)에 도시하는 것과 같이, 상기 식(7)에 기초하여 구해지는 승압 회로는 직류 리액터(15)를 흐르는 전류가 전류 지령치 Iin*에 일치하게 제어된다. 이 결과, 승압 회로와 단상 인버터 회로의 전압이 도 8의 (b)에 도시하는 파형으로 되고, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 고주파 스위칭 동작에 각각 정지 기간이 있어, 대략 교대로 스위칭 동작을 행하는 운전이 가능하게 된다.

또한, 이상적으로는 승압 회로(10)와 단상 인버터 회로(11)에서 「교대로」 고주파 스위칭을 행하여, 고주파 스위칭의 시기가 겹치지 않는 것이 바람직하지만, 실제로는 약간의 겹침이 생기더라도, 각각의 정지 기간이 있으면, 손실은 저감되어 고효율화에 기여한다.

〔1.3 출력되는 교류 전력의 전류 위상에 관해서〕

본 예의 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)는, 제어부(12)에 의한 제어에 의해서, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*에 근사한 전압 파형의 교류 전력을, 그 후단에 접속된 필터 회로(21)에 출력한다. 변환 장치(1)는 필터 회로(21)를 통해 계통 상 전원(3p)에 교류 전력을 출력한다.

여기서, 인버터 출력 전압 지령치 Vinv*는, 상술한 것과 같이, 제어 처리부(30)에 의해서 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 수 도 진상한 전압 위상으로서 생성된다.

따라서, 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)가 출력하는 교류 전압도 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 수 도 진상한 전압 위상으로 된다.

그러면, 필터 회로(21)의 교류 리액터(22)(도 2)의 양단에는, 한쪽이 승압 회로(10) 및 단상 인버터 회로(11)의 교류 전압, 다른 쪽이 계통 상 전원(3p)과 상호 수 도 전압 위상이 틀어진 전압이 걸리게 된다.

도 13의 (a)는, 단상 인버터 회로(11)로부터 출력된 교류 전압, 계통 상 전원(3p) 및 교류 리액터(22)의 양단 전압, 각각의 전압 파형을 도시한 그래프이다. 도면 중, 종축은 전압, 횡축은 시간을 나타내고 있다.

도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)의 양단이 상호 수 도 전압 위상이 틀어진 전압이 걸리면, 교류 리액터(22)의 양단 전압은, 교류 리액터(22)의 양단에 걸리는 상호 수 도 전압 위상이 틀어진 전압끼리의 차분이 된다.

따라서, 도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)의 양단 전압의 위상은, 계통 상 전원(3p)의 전압 위상에 대하여 거의 90도 진행된 위상이 된다.

도 13의 (b)는 교류 리액터(22)에 흐르는 전류 파형을 도시한 그래프이다. 도면 중, 종축은 전류, 횡축은 시간을 나타내고 있다. 횡축은 도 13(a)의 횡축과 일치하게 나타내고 있다.

교류 리액터(22)의 전류 위상은 그 전압 위상에 대하여 90도 지연한다. 따라서, 도면에 도시하는 것과 같이, 교류 리액터(22)를 통해 출력되는 교류 전력의 전류 위상은 계통 상 전원(3p)의 상 전압의 위상에 대하여 거의 동기하게 된다.

따라서, 단상 인버터 회로(11)가 출력하는 전압 위상은, 계통 상 전원(3p) 에 대하여 수 도 진상하고 있지만, 전류 위상은 계통 상 전원(3p)의 상 전압의 위상에 대하여 거의 일치한다.

따라서, 도 12의 가장 하단에 도시하는 그래프와 같이, 변환 장치(1)가 출력하는 전류 파형은 계통 상 전원(3p)의 전압 위상과 거의 일치한 것으로 된다.

이 결과, 계통 상 전원(3p)의 전압과 거의 동 위상의 교류 전류를 출력할 수 있기 때문에, 그 교류 전력의 역률이 저하하는 것을 억제할 수 있다.

《태양광 발전 패널과의 조합의 예》

그런데, 도 17은 예컨대 각 상에 관해서 5기, 합계 15기의 집광형 태양광 발전(CPV: Concentrator Photovoltaic) 패널(2C)을 이용한 3상 교류 전원 장치(100)를 도시하는 개략의 접속도이다. 집광형 태양광 발전 패널(2C)은, 매트릭스형으로 다수 나란히 늘어선 프레넬 렌즈 등의 광학계를 이용하여, 태양광을, 대응하는 태양 전지 셀에 모아, 발전하는 것이다. 또한, 집광형 태양광 발전 패널(2C)은, 배면측에 도시하지 않는 추미 구동 장치를 갖고 있어, 집광형 태양광 발전 패널(2C)이 낮에는 항상 태양 쪽을 향하도록 구성되어 있다.

각 집광형 태양광 발전 패널(2C)에는 각각 변환 장치(1)(파워 컨디셔너)가 설치되어 있다. 변환 장치(1)의 출력을 각 상에서 병렬 접속하여 큰 발전 출력을 얻어 3상 교류 계통(3)과의 계통 연계를 실현하면, 태양광 발전소로 할 수 있다. 이러한 발전소는 전력 손실을 억제하면서 낮에는 비교적 안정된 고출력을 발전할 수 있다.

《교류에서 직류로의 변환 장치》

〔전체 구성에 관해서〕

이어서, 교류에서 직류로의 전력 변환을 행하는 변환 장치의 일 실시형태에 관해서 설명한다.

도 18은 3상 교류 계통(3)에 접속되는 전력 변환 장치(1P)를 도시하는 회로도이다. 전력 변환 장치(1P)는, 3상 교류의 각 상에 대응하여 설치된 3조의 변환 장치(제1 상 변환 장치, 제2 상 변환 장치, 제3 상 변환 장치)(1)에 의해서 구성되어 있다.

각 변환 장치(1)에는, 3상 교류 계통(3)의 중성점 N에 대한 각 상 전압이 입력된다. 또한, 각 변환 장치(1)의 출력단에는 직류 유닛(2x)이 접속되어 있다. 이 전력 변환 시스템은, 3상 교류 계통(3)으로부터 제공되는 전력을, 교류에서 직류로 변환하여, 직류 유닛(2x)에 공급할 수 있다. 직류 유닛(2x)이란, 축전지 등의 직류 전원 또는 직류로 동작하는 직류 기기이다. 또한, 태양광 발전 패널도 직류 유닛(2x)의 일종이다.

3조의 직류 유닛(2x)은 정부 양극의 어느 것도 공유하지 않는 상호 독립된 관계에 있다.

변환 장치(1)는, 3상 교류 계통(3)으로부터 수전한 교류를 직류로 변환하는 AC/DC 변환 회로(단상 전력 변환 회로)(11)와, AC/DC 변환 회로(11)의 출력 전압을 강압하는 강압 회로(DC/DC 변환 회로)(10)와, 이들 양 회로(10, 11)의 동작을 제어하는 제어부(12)(도 18에는 도시하지 않음)와, 콘덴서(19, 23, 26)와, 교류 리액터(22)를 구비하고 있다. 변환 장치(1)의 회로는, AC/DC 변환 회로(11)의 스위칭 소자로서 FET를 사용하고 있는 점이 도 1과 다르지만, 그 이외에는 동일하다.

도 19는 변환 장치(1)의 회로도의 일례이다. 도 2와의 차이는, 도 2에서의 태양광 발전 패널(2)이 직류 유닛(2x)으로 교체되어 있다는 점, 및 AC/DC 변환 회로(11)의 스위칭 소자로서 FET를 사용하고 있다는 점이다. 또한, 기능적으로는 도 2의 승압 회로(10)가 강압 회로(10)로 교체되고, 도 2의 단상 인버터 회로(11)였던 회로가, 스위칭 소자의 구성은 동일하지만, 교류 리액터(22)와 협동하여 승압도 가능한 AC/DC 변환 회로(11)로 되어 있다.

변환 장치(1)의 그 밖의 구성은 도 2와 기본적으로 마찬가지이다. 따라서, 도 19의 변환 장치(1)는 양방향성이 있어, 태양광 발전 패널을 접속하면 도 2의 변환 장치(1)와 동일한 동작을 할 수 있다. 또한, 직류 유닛(2x)이 축전지라면, 직류 전력을 교류 전력으로 변환하여 자립 운전을 할 수도 있다.

그런데 여기서, 직류 유닛(2x)이 축전지라고 하여, 변환 장치(1)의 동작에 관해서 설명한다.

상용 교류 계통(3)의 교류 전력에 기초하여 축전지를 충전하는 경우, 제어부(12)는 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 동작을 제어하여 동기 정류를 할 수 있다. 또, 교류 리액터(22)의 존재 하에서 PWM 제어를 행함으로써, 승압하면서 정류할 수 있다. 이렇게 해서 AC/DC 변환 회로(11)는, 상용 교류 계통(3)으로부터 주어지는 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다.

강압 회로(10)는 강압 쵸퍼 회로를 구성하고 있다. 스위칭 소자(Qb, Qa)는 제어부(12)에 의해서 제어된다.

또한, 강압 회로(10)의 스위칭 동작은, AC/DC 변환 회로(11)와의 사이에서 스위칭 동작을 행하는 기간이 교대로 전환되도록 제어된다. 따라서, 강압 회로(10)는, 스위칭 동작을 행하고 있는 기간에는, 강압한 전압을 축전지에 출력하고, 스위칭 동작을 정지(스위칭 소자(Qb)가 오프, 소자(Qa)가 온)하고 있는 기간은, AC/DC 변환 회로(11)가 출력하여 강압 회로(10)에 입력한 직류 전압을, 직류 리액터(15)를 통해 축전지에 부여한다.

〔전압 파형의 개요〕

도 20은 변환 장치(1)의 동작을 개념적으로 도시한 전압 파형의 도면이다.

(a)는, AC/DC 변환 회로(11)에의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 일례를 도시한다. 이것은 대략 상용 교류의 전파(全波) 정류 파형이다. 2점쇄선은 충전을 위한 직류 전압 Vg을 나타낸다. (b)에 도시하는 것과 같이, 직류 전압 Vg 쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 높은 구간(t0~t1, t2~t3, t4~)에서는, AC/DC 변환 회로(11)가 스위칭 동작하여, 교류 리액터(22)와의 협동에 의해 승압 동작한다.

한편, 이들 구간(t0~t1, t2~t3, t4~)에서 강압 회로(10)는 스위칭 소자(Qb)가 오프, 소자(Qa)가 온인 상태가 되고, 강압 동작은 정지하고 있다. 또한, (b)에 도시하는 가는 줄무늬는 실제로는 PWM 펄스열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 다르다. 따라서, 만일 이 상태의 전압이 DC/DC 변환 회로에 인가되었다고 하면, DC/DC 변환 회로의 입력 전압, 즉 콘덴서(19)의 전압은 (c)에 나타내는 것과 같은 파형으로 된다.

한편, 직류 전압 Vg 쪽이 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치보다 낮은 구간(t1~t2, t3~t4)에서는, AC/DC 변환 회로(11)는 스위칭을 정지하고, 대신에, 강압 회로(10)가 동작한다. 또한, 여기서 말하는 스위칭이란, 예컨대 20 kHz 정도의 고주파 스위칭을 의미하고, 동기 정류를 행하는 정도(상용 주파수의 2배)의 저주파의 스위칭은 아니다. 또한, AC/DC 변환 회로(11)의 스위칭 정지에 의해 스위칭 소자(Q1~Q4)가 전부 오프라고 하여도, 각 스위칭 소자(Q1~Q4)의 내장 다이오드를 통해 정류된 전압이 강압 회로(10)에 입력된다. 단, 도통 손실을 저감하기 위해서는 동기 정류를 행하는 것이 바람직하다.

동기 정류를 행하는 경우의 AC/DC 변환 회로(11)는, 제어부(12)의 제어에 의해, AC/DC 변환 회로(11)의 전류의 부호가 플러스인 기간에는, 스위칭 소자(Q1, Q4)를 온, 스위칭 소자(Q2, Q3)를 오프로 하고, 또한, AC/DC 변환 회로(11)의 전류의 부호가 마이너스인 기간에는, 이들의 온/오프를 반전한다. 이 반전의 주파수는 상용 주파수의 2배이기 때문에, 고주파 스위칭과 비교하면 주파수가 매우 작다. 따라서, 온/오프에 의한 손실도 매우 적다.

한편, 상기한 구간(t1~t2, t3~t4)에서 강압 회로(10)는 강압 동작한다. (d)에 도시하는 가는 줄무늬는 실제로는 PWM 펄스열이며, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치에 따라서 듀티가 다르다. 강압의 결과, (e)에 도시하는 원하는 직류 전압 Vg을 얻을 수 있다.

이상과 같이, 교류 전압에 기초한 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 낮은 기간만 AC/DC 변환 회로(11)가 동작하고, 그 밖의 기간에는 스위칭을 정지시킴으로써, AC/DC 변환 회로(11)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

마찬가지로, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가 직류 전압 Vg보다 높은 기간만 강압 회로(10)가 동작하고, 그 밖의 기간에는 스위칭을 정지시킴으로써, 강압 회로(10)의 스위칭 손실을 저감할 수 있다.

이렇게 해서, AC/DC 변환 회로(11)와 강압 회로(10)가 교대로 스위칭 동작하게 되어, 한쪽이 동작할 때에는 다른 쪽은 스위칭을 정지하고 있다. 즉 AC/DC 변환 회로(11) 및 강압 회로(10)의 각각에 스위칭의 정지 기간이 생긴다. 또한, AC/DC 변환 회로(11)는, 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치의 피크 및 그 근방을 피하여 동작하게 되기 때문에, 스위칭을 행할 때의 전압이 상대적으로 낮아진다. 이것도 스위칭 손실의 저감에 기여한다. 이렇게 해서, 변환 장치(1) 전체적인 스위칭 손실을 대폭 저감할 수 있다.

〔제어의 사양〕

상기 변환 장치(1)의 제어는 도 2의 변환 장치(1)에 의한 계통 연계의 제어를 역방향으로 본 유사 제어로서, 동일한 개념을 적용할 수 있다.

변환 장치(1)에 있어서의 여러 가지 양과 각각 대응하는 변환 장치(1)에 있어서의 여러 가지 양은 다음과 같이 된다.

Ia* : 계통 상 전원(3p)으로부터의 입력 전류 목표치

Iin : 강압 회로 전류 검출치

Iin* : 강압 회로 전류 목표치

Iinv* : AC/DC 변환 회로(11)에의 교류 입력 전류 목표치

Ig* : 축전지에의 직류 입력 전류 목표치

Ic : 콘덴서(19)에 흐르는 전류

Ica : 콘덴서(23)에 흐르는 전류

Va : 계통 전압 검출치

Vg : 축전지 전압치

Vinv* : AC/DC 변환 회로(11)에의 교류 입력 전압 목표치

Vo* : 강압 회로(10)에의 입력 전압 목표치

Pin : 축전지에의 입력 전력

P_LOSS : 변환 장치(1)의 전력 손실

η : 변환 장치(1)의 전력 변환 효율

따라서, 도 2 등의 변환 장치(1)에 있어서의 상술한 식(1)~식(8)에 대응한 이하의 관계를 적용할 수 있다.

식(1)에 대응하는 축전지에의 입력 전력 Pin의 평균치〈Pin〉는,

〈Pin〉=〈Iin×Vg〉···(R1)

이다.

식(2)에 대응하는, 계통 상 전원(3p)으로부터의 입력 전류 목표치의 평균치〈Ia*〉는,

〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/(η×〈Va〉)···(R2)

이다.

식(3)에 대응하는 입력 전류 목표치 Ia*는,

Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt···(R3)

이다.

식(4)에 대응하는 교류 입력 전류 목표치 Iinv*는,

Iinv*=Ia*-s CaVa···(R4)

이다.

상기 식(R4)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iinv*=Ia*-Ca×(d Va/dt)···(R4a)

이 된다. 또한, 콘덴서(23)에 흐르는 전류를 검출하여 이것을 Ica라고 하면,

Iinv*=Ia*-Ica···(R4b)

이 된다.

또한, 식(5)에 대응하는 교류 입력 전압 목표치 Vinv*는,

Vinv*=Va-ZaIinv*···(R5)

이다.

상기 식(R5)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vinv*=Va-{RaIinv*+La×(d Iinv*/dt)···(R5a)

이 된다.

상기한 것과 같이, 교류 측의 목표치인 AC/DC 변환 회로(11)에의 입력 목표치(Iinv*, Vinv*)는 AC/DC 변환 회로(11)와 필터 회로(21)와의 회로 접속점에서 설정된다. 따라서, 계통 연계를 행하는 경우와 마찬가지로, 계통 상 전원(3p)과 변환 장치(1)의 회로 접속점보다 목표치의 설정점을 앞(AC/DC 변환 회로(11) 측)으로 이동하게 된다. 이러한, 말하자면 「역」계통 연계에 의해, 교류와 직류의 적절한 연계가 이루어진다.

또한, 식(6)에 대응하는 강압 회로(10)에의 입력 전압 목표치 Vo*는, 식(6)에 있어서의 Vgf 즉 (Vg-ZIin)가, Vgr 즉 (Vg+ZIin)로 치환되어,

Vo*=Max(Vg+Z Iin, Vinv*의 절대치)···(R6)

로 할 수 있다.

상기 식(R6)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Vo*=Max(Vg+RIin+L(d Iin/dt), Vinv*의 절대치)···(R6a)

이 된다.

또한, 강압 회로 전류 목표치 Iin*는,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-(s C Vo*)×Vo*}/(Vg+ZIin)··(R7)

이다.

상기 식(R7)은, 시간 t에 대한 미분을 이용한 표현으로 하면,

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*}/{Vg+RIin+L(d Iin/dt))···(R7a)

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*}/(Vg+ZIin)···(R7b)

이 된다.

식(R7), 식(R7a), 식(R7b)에서, 교류 입력 전류 목표치 Iinv*와 교류 입력 전압 목표치 Vinv*와의 곱에 가산되어 있는 항은, 콘덴서(19)를 통과하는 무효 전력을 고려한 값이다. 즉, AC/DC 변환 회로(11)의 전력 목표치에 더하여 무효 전력을 고려함으로써, 보다 정확하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

또한, 미리 변환 장치(1)의 전력 손실 P_LOSS을 측정해 두면, 상기 식(R7a)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-C×(d Vo*/dt)×Vo*-P_LOSS}/(Vg+ZIin)···(R7c)

마찬가지로, 상기 식(R7b)은 다음과 같이 나타낼 수도 있다.

Iin*={(Iinv*×Vinv*)-Ic×Vo*-P_LOSS}/(Vg+ZIin)···(R7d)

이 경우, AC/DC 변환 회로(11)의 전력 목표치에 더하여 무효 전력 및 전력 손실 P_LOSS을 고려함으로써, 보다 엄밀하게 Iin*의 값을 구할 수 있다.

여기서, 콘덴서(19)의 정전 용량 C 및 전력 손실 P_LOSS이 (Iinv*×Vinv*)에 비해서 충분히 작은 경우, 하기 식(R8)이 성립한다. 이 식(R8)에 의해서 구해지는 Iin*를 식(R6), 식(R6a), 식(R7), 식(R7a), 식(R7b), 식(R7c) 및 식(R7d)의 우측 변에 포함되는 Iin으로서 이용할 수 있다.

Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg···(R8)

이상과 같이 하여, 제어부(12)는 AC/DC 변환 회로(11)에의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 직류 전압(Vg+Z Iin)보다도 높은 부분의 전압을 출력할 때에는 강압 회로(10)를 동작시키고, AC/DC 변환 회로(11)에의 교류 입력 전압 목표치 Vinv*의 절대치가, 직류 전압(Vg+Z Iin)보다도 낮은 부분의 전압을 출력할 때에는 AC/DC 변환 회로(11)를 동작시키도록 제어된다. 그 때문에, AC/DC 변환 회로(11)에 의해서 승압할 때의 전위차를 낮게 억제할 수 있음과 더불어, AC/DC 변환 회로(11) 및 강압 회로(10)의 스위칭 손실을 저감하여, 보다 고효율로 직류 전력을 출력할 수 있다.

또한, 강압 회로(10) 및 AC/DC 변환 회로(11)는 모두 제어부(12)가 설정한 목표치에 기초하여 동작하기 때문에, 양 회로의 고주파 스위칭 기간이 교대로 전환되도록 동작을 행하더라도, AC/DC 변환 회로(11)에 입력되는 교류 전류에 위상 어긋남이나 왜곡이 생기는 것을 억제할 수 있다.

또, 상술한 것과 같이, 변환 장치(1)는, 도 2 등의 변환 장치(1)와 같은 계통 연계의 동작을 행하게 할 수 있다. 따라서, 계통 연계를 행하는 직류/교류의 변환 및 교류/직류의 변환 양방향에 사용 가능하여 효율 좋은 변환 장치를 실현할 수 있다.

또한, 상기한 설명에서는 직류 유닛(2x)이 축전지인 경우를 상정하여 설명했지만, 축전지를 직류 기기로 교체하더라도 제어는 같은 식이다.

〔기타〕

또한, 도 18, 도 19에서는, AC/DC 변환 회로(11)를 구성하는 스위칭 소자로서 FET를 이용한 예를 도시했지만, FET 대신에 IGBT를 이용할 수도 있다. 단, IGBT에서는 동기 정류를 행할 수 없다. 따라서, IGBT의 경우는, AC/DC 변환 회로(11)의 고주파 스위칭 정지 상태에서는, 소자 내장의 다이오드에 의해서, 풀 브릿지 정류 회로로서 동작하게 된다.

또, 도 19의 변환 장치(1)는, 직류에서 교류, 교류에서 직류의 양방향에 사용할 수 있기 때문에, 직류 유닛(2x)을 복수 종류 준비하여, 전환 접속할 수도 있다. 예컨대, 낮에는 직류 유닛(2x)으로서 태양광 발전 패널을 접속하여, 계통 연계를 하여 매전(賣電)하고, 야간에는 직류 유닛(2x)으로서 축전지나 직류 기기를 접속할 수도 있다.

《그 밖의 변형》

〔직류 유닛 공통화+절연 트랜스〕

또한, 도 18에서는 3개의 직류 유닛(2x)이 상호 독립되어 있는 예를 도시했다. 이 경우, 각 직류 유닛(2x)의 전기적인 사양이 맞춰져 있지 않아도 된다. 예컨대, 상호 전압이 다른 3개의 직류 유닛(2x)을 사용할 수도 있다. 한편, 직류 유닛을 하나로 통합하여 각 상의 변환 장치(1)에 공통의 존재로 할 수도 있다.

도 21은 이러한, 직류 유닛(2x)이 공통화된 경우의 회로도이다. 이 경우, 전력 변환 장치(1P)와 3상 교류 계통(3) 사이에 절연 트랜스(60)가 설치된다. 절연 트랜스(60)가 필요하게는 되지만, 직류 유닛(2x)을 단일화할 수 있는 이점이 있다. 이에 따라, 예컨대, 직류 유닛(2x)이 축전지인 경우에, 그 용량을 낭비가 없는 적량으로 설정할 수 있다.

〔직류 유닛 3 독립+3상 3선 접속〕

또한, 도 18에서는 중성점이 있는 3상 4선 접속(3상 교류 계통이 Y 결선)의 예를 도시했지만, 중성점이 없는 3상 3선 접속(3상 교류 계통이 델타 결선)도 가능하다.

도 22는 이러한 3상 3선 접속의 경우의 회로도이다. 이 경우, 델타 결선된 3상 교류 계통(3)의 계통 선간 전원 3p(R), 3p(S), 3p(T)에, 3개의 변환 장치(1)의 출력이 접속된다. 이 경우, 변환 장치(1) 측에 요구되는 내전압 성능은, 3상 4선 접속에 비해서 상대적으로는 높아지지만, 3상 교류 계통(3)의 전압이 200 V인 경우 등에는 특별히 문제없이 채용할 수 있는 회로 구성이다.

〔직류 유닛 공통화+절연 트랜스+3상 3선 접속〕

또, 도 23은 직류 유닛(2x)을 공통화한 뒤에, 절연 트랜스(60)를 설치하여 3상 3선 접속한 회로도이다.

《보충 기재》

또한, 이번에 개시된 실시형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명의 범위는 특허청구범위에 의해서 나타내어지며, 특허청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.

1: 변환 장치, 1P : 전력 변환 장치, 2: 태양광 발전 패널(직류 전원), 2x : 직류 유닛, 2C : 집광형 태양광 발전 패널, 33 : 상 교류 계통, 3p : 계통 상 전원·계통 선간 전원, 10 : 승압 회로·강압 회로(DC/DC 변환 회로), 11 : 단상 인버터 회로·AC/DC 변환 회로(단상 전력 변환 회로), 12 : 제어부, 15 : 직류 리액터, 17 : 전압 센서, 18 : 전류 센서, 19 : 콘덴서, 21 : 필터 회로, 22 : 교류 리액터, 23 : 콘덴서, 24 : 전류 센서, 25 : 전압 센서, 26 : 콘덴서, 30 : 제어 처리부, 32 : 회로 제어부, 33 : 회로 제어부, 34 : 평균화 처리부, 41 : 제1 연산부, 42 : 제1 가산기, 43 : 보상기, 44 : 제2 가산기, 51 : 제2 연산부, 52 : 제3 가산기, 53 : 보상기, 54 : 제4 가산기, 60 : 절연 트랜스, 100 : 3상 교류 전원 장치, L_B : DC 버스, L_in : 전로, Q1~Q4, Qa, Qb : 스위칭 소자

Claims

직류 유닛과 3상 교류 사이에서 전력 변환을 하는 전력 변환 장치로서,
상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제1 상과의 사이에서 제1 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제1 상 변환 장치와,
상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제2 상과의 사이에서 제2 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제2 상 변환 장치와,
상기 직류 유닛과 상기 3상 교류의 제3 상과의 사이에서 제3 리액터를 통해 전력의 변환을 행하는 제3 상 변환 장치와,
상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치를 제어하는 제어부
를 구비하고,
상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각은 DC/DC 변환 회로 및 단상 전력 변환 회로를 포함하고,
상기 제어부는, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각에 관해서, 교류의 전압 목표치의 절대치가 각 직류 유닛의 직류 전압을 웃돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치의 절대치를 성립하게 함과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로는 필요한 극성 반전만을 행하는 상태로 하고, 또한, 상기 전압 목표치의 절대치가 상기 직류 전압을 밑돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로의 동작을 정지시킴과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치를 성립하게 하는 것인, 전력 변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 제1 리액터, 상기 제2 리액터 및 상기 제3 리액터의 각각의 후단에는 출력 평활 콘덴서가 설치되고, 또한, 상기 DC/DC 변환 회로와 상기 단상 전력 변환 회로 사이에는 평활 콘덴서가 설치되어 있고,
상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각에 관해서, 상기 제어부는, 대응하는 직류 유닛으로부터의 입력 전력치 및 상기 3상 교류의 상 전압의 값에 기초하여 얻어지는 출력 전류 목표치, 및 하기 식으로부터 구해지는 상기 DC/DC 변환 회로의 전류 목표치에 기초하여 상기 교류 전력의 출력을 제어하고,
Ia*는 상기 출력 전류 목표치,
Vinv*는 상기 단상 전력 변환 회로의 전압 목표치,
Ca는 상기 출력 평활 콘덴서의 정전 용량,
Va는 상기 3상 교류의 상 전압의 전압치,
C는 상기 DC/DC 변환 회로와 상기 단상 전력 변환 회로 사이에 설치된 상기 평활 콘덴서의 정전 용량,
Vo*은 상기 DC/DC 변환 회로의 전압 목표치,
V_DC는 직류 입력 전압치,
s는 라플라스 연산자라고 할 때,
상기 DC/DC 변환 회로의 전류 목표치 Iin*는,
Iin*={(Iinv*×Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/V_DC
이고, 단상 전력 변환 회로의 전류 목표치 Iinv*는,
Iinv*=Ia*+s CaVa
인 것인, 전력 변환 장치.
제2항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 DC/DC 변환 회로의 전압 목표치로서, 상기 단상 전력 변환 회로의 전압 목표치 Vinv*를,
Vinv*=Va+s LaIinv*
에 의해 구하고, 단, La는 상기 제1 리액터, 상기 제2 리액터 및 상기 제3 리액터에 공통의 인덕턴스인 것인, 전력 변환 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 직류 유닛은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 각각 대응하여 설치된 제1 직류 유닛, 제2 직류 유닛 및 제3 직류 유닛에 의해서 구성되고, 각 직류 유닛은 정부 양극 중 어느 것도 공유하지 않는 상호 독립된 존재인 것인, 전력 변환 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 직류 유닛은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 대하여 공통의 1 유닛이고, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치와 상기 3상 교류의 각 상과의 사이에는 각각 절연 트랜스가 설치되어 있는 것인, 전력 변환 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전력 변환 장치와 상기 3상 교류는, 3상 4선 접속 및 3상 3선 접속 중 어느 한쪽의 접속 형태에 의해서 상호 접속되어 있는 것인, 전력 변환 장치.
3상 교류 전원 장치로서,
직류 전원과,
상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류의 제1 상에, 제1 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제1 상 변환 장치와,
상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류의 제2 상에, 제2 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제2 상 변환 장치와,
상기 직류 전원으로부터 입력되는 직류 전력에 기초하여, 상기 3상 교류의 제3 상에, 제3 리액터를 통해 교류 전력을 공급하는 제3 상 변환 장치와,
상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치를 제어하는 제어부
를 구비하고,
상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각은 DC/DC 변환 회로 및 단상 전력 변환 회로를 포함하고,
상기 제어부는, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치의 각각에 관해서, 출력하여야 할 교류의 전압 목표치의 절대치가 입력되는 직류 전압을 웃돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치의 절대치를 생성함과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로는 필요한 극성 반전만을 행하는 상태로 하고, 또한, 상기 전압 목표치의 절대치가 입력되는 직류 전압을 밑돌 때에는 상기 DC/DC 변환 회로의 동작을 정지시킴과 더불어 상기 단상 전력 변환 회로를 동작시켜 상기 전압 목표치를 생성하는 것인, 3상 교류 전원 장치.
제7항에 있어서, 상기 직류 전원은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 각각 대응하여 설치된 제1 직류 전원, 제2 직류 전원 및 제3 직류 전원에 의해서 구성되고, 각 직류 전원은 정부 양극 중 어느 것도 공유하지 않는 상호 독립된 존재인 것인, 3상 교류 전원 장치.
제7항에 있어서, 상기 직류 전원은, 상기 제1 상, 상기 제2 상 및 상기 제3 상에 대하여 공통의 1 전원이고, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치와 상기 3상 교류의 각 상과의 사이에는 각각 절연 트랜스가 설치되어 있는 것인, 3상 교류 전원 장치.
제7항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제1 상 변환 장치, 상기 제2 상 변환 장치 및 상기 제3 상 변환 장치와 상기 3상 교류는, 3상 4선 접속 및 3상 3선 접속 중 어느 한쪽의 접속 형태에 의해서 상호 접속되어 있는 것인, 3상 교류 전원 장치.
제8항에 있어서, 상기 제1 직류 전원, 상기 제2 직류 전원 및 상기 제3 직류 전원은, 각각 태양을 추미(追尾)하도록 동작하는 집광형 태양광 발전 패널인 것인, 3상 교류 전원 장치.
제7항에 있어서, 3상 교류 계통에 계통 연계하는, 3상 교류 전원 장치.
제7항에 있어서, 자립 운전에 의해 3상 교류를 출력하는, 3상 교류 전원 장치.