JPWO2015105081A1 - 電力変換装置及び三相交流電源装置 - Google Patents
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Abstract
Description
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路を含み、前記制御部は、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、交流の電圧目標値の絶対値が、各直流ユニットの直流電圧を上回るときは前記DC/DC変換回路を動作させて前記電圧目標値の絶対値を成り立たせるとともに前記単相電力変換回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、前記直流電圧を下回るときは前記DC/DC変換回路の動作を停止させるとともに前記単相電力変換回路を動作させて前記電圧目標値を成り立たせる、ものである。
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路を含み、前記制御部は、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、出力すべき交流の電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記DC/DC変換回路を動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相電力変換回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記DC/DC変換回路の動作を停止させるとともに前記単相電力変換回路を動作させて前記電圧目標値を生成する、ものである。
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路を含み、前記制御部は、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、交流の電圧目標値の絶対値が、各直流ユニットの直流電圧を上回るときは前記DC/DC変換回路を動作させて前記電圧目標値の絶対値を成り立たせるとともに前記単相電力変換回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、前記直流電圧を下回るときは前記DC/DC変換回路の動作を停止させるとともに前記単相電力変換回路を動作させて前記電圧目標値を成り立たせる、ものである。
(i)電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るとき:
DC/DC変換回路:動作状態、
単相電力変換回路:高周波スイッチングは停止し、必要な極性反転のみを行う状態
(ii)電圧目標値の瞬時値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るとき:
DC/DC変換回路:停止状態(図2のQaがオン、Qbがオフ)、
単相電力変換回路:動作状態
この結果、電圧(線間電圧)を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、DCバスの電圧が低減される。
(a)スイッチング素子のスイッチング損失が低下する。
(b)リアクトル(直流・交流(第1,第2,第3))の鉄損が小さくなる。
(c)DCバスに接続されるスイッチング素子及び平滑用のコンデンサは、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。
(d)全体としてスイッチング素子のスイッチングの回数が低減され、その分、スイッチング損失が大幅に低減される。
(e)リアクトル(直流・交流)の鉄損が小さくなる。
(f)上記コンデンサは、系統周波数の3倍の低周波交流成分の平滑作用を必要としなくなり、従って、低容量のコンデンサを使用することができる。
Ia*は前記出力電流目標値、
Vinv*は前記単相電力変換回路の電圧目標値、
Caは、前記出力平滑コンデンサの静電容量、
Vaは前記三相交流の相電圧の電圧値、
Cは、前記DC/DC変換回路と前記単相電力変換回路との間に設けられた前記平滑コンデンサの静電容量、
Vo*は前記DC/DC変換回路の電圧目標値、
VDCは直流入力電圧値、
sはラプラス演算子、とするとき、
前記DC/DC変換回路の電流目標値Iin*は、
Iin*={(Iinv* × Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDCであり、単相電力変換回路の電流目標値Iinv*は、
Iinv*= Ia*+s CaVa
であることが好ましい。
つまり、各変換装置が出力する交流電力の電圧位相を三相交流系統の電圧位相よりも、それぞれ数度進相させるので、各リアクトル(第1,第2,第3)の両端電圧の位相を、三相交流系統の電圧位相に対してほぼ90度進んだ位相とすることができる。各リアクトルの電流位相は、その電圧位相に対して90度遅延するので、各リアクトルを通して出力される交流電力の電流位相は、三相交流系統の相電圧の位相に対してほぼ同期することとなる。
この結果、三相交流系統の各相電圧に対して電流位相がほぼ同位相の交流電力を出力することができるので、当該交流電力の力率が低下するのを抑制することができる。
Vinv*=Va+s LaIinv*
により求め、但し、Laは前記第1リアクトル、前記第2リアクトル及び前記第3リアクトルに共通のインダクタンスであることが好ましい。
この場合、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路は、共に制御部が設定した電流目標値Iinv*に基づいて動作するため、両回路の高周波スイッチング期間が交互に切り替わるように動作を行っても、各変換装置から出力される交流電流に位相ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
この場合、各直流ユニットの電気的な仕様が揃っていなくてもよい。例えば、互いに電圧が異なる3つの直流ユニットを使用することもできる。
この場合、直流ユニットを1本化できるので、直流ユニットの容量を、無駄の無い適量に設定することができる。
これにより、三相交流系統が、中性点を有する3相4線式であっても、また、中性点の無い3相3線式であっても、電力変換装置と接続することができる。
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路を含み、前記制御部は、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、出力すべき交流の電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記DC/DC変換回路を動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相電力変換回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記DC/DC変換回路の動作を停止させるとともに前記単相電力変換回路を動作させて前記電圧目標値を生成するものである。
この構成は、電力変換装置と三相交流系統との間の、3相4線の接続(Y結線)に好適である。
この構成は、電力変換装置と三相交流系統との間の、3相3線の接続(デルタ結線)に好適である。
これにより、三相交流系統が、中性点を有する3相4線式であっても、また、中性点の無い3相3線式であっても、第1〜第3変換装置と接続することができる。
この場合、電力損失を抑制しながら、日中は、比較的安定した高出力の発電を行うことができる。
(13)また、(7)の三相交流電源装置は、三相交流を出力することもできる。
以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
図1は、三相交流系統3に接続される三相交流電源装置100を示す回路図である。三相交流電源装置100は、電力変換装置1Pと、直流電源(第1直流電源、第2直流電源、第3直流電源)として例えば3組の太陽光発電パネル2とを備えている。3組の太陽光発電パネル2は、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した関係にある。
変換装置1は、太陽光発電パネル2が出力する直流電力が与えられる昇圧回路(DC/DC変換回路)10と、昇圧回路10から与えられる電力を交流電力に変換して系統相電源3pに出力する単相インバータ回路(単相電力変換回路)11とを備えている。昇圧回路10及び単相インバータ回路11は、制御部12により制御される。制御部12は、3組の変換装置1のいずれをも制御することができる。
昇圧回路10の入力側には、第1電圧センサ17、第1電流センサ18、及び平滑化のためのコンデンサ26が設けられている。
制御部12は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pinを演算し、太陽光発電パネル2に対するMPPT(Maximum Power Point Tracking:最大電力点追従)制御を行う機能を有している。
単相インバータ回路11は、例えばIGBTからなるスイッチング素子Q1〜Q4を備えている。これらスイッチング素子Q1〜Q4は、フルブリッジ回路を構成している。
各スイッチング素子Q1〜Q4は、制御部12に接続されており、制御部12により制御可能とされている。制御部12は、各スイッチング素子Q1〜Q4の動作をPWM制御する。これにより、単相インバータ回路11は、昇圧回路10から与えられる電力を交流電力に変換する。
フィルタ回路21は、交流リアクトル22と、交流リアクトル22の後段に設けられたコンデンサ23(出力平滑コンデンサ)とを備えて構成されている。フィルタ回路21は、単相インバータ回路11から出力される交流電力に含まれる高周波成分を除去する機能を有している。フィルタ回路21により高周波成分が除去された交流電力は、系統相電源3pに与えられる。
制御部12は、これら系統電圧検出値Va及びインバータ電流検出値Iinvと、上述の直流入力電圧検出値Vg、昇圧回路電流検出値Iinに基づいて、昇圧回路10及び単相インバータ回路11を制御する。
次に、図14及び図15は、変換装置1の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図14は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図15は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図14の上段及び図15の左欄はそれぞれ、比較のために、最小変調方式ではない従来の変換装置の動作を表す波形図である。また、図14の下段及び図15の右欄はそれぞれ、最小変調方式の変換装置1(図2)の動作を示す波形図である。
さらに、コンデンサ19は、スイッチングの高周波を平滑化する程度で足りるため、系統周波数の3倍の低周波交流成分の平滑作用を必要としなくなる。従って、低容量(例えば10μFや22μF)のコンデンサを使用することができる。
以下、電力変換装置1Pの系統連系について詳細に説明する。
系統連系を行うためには、各相の変換装置1が、力率1の状態で三相交流系統3へ電力を送り込むように、出力する電流位相を制御する必要がある。すなわち、系統相電源3pの電圧位相と一致する電圧を出力するだけでなく、系統相電源3pの電圧位相と、対応する変換装置1の出力する電流位相とが、互いに一致する必要がある。
図3は、制御部12のブロック図である。制御部12は、図3に示すように、制御処理部30と、昇圧回路制御部32と、インバータ回路制御部33と、平均化処理部34とを機能的に有している。
制御部12の各機能は、その一部又は全部がハードウェア回路によって構成されてもよいし、その一部又は全部が、ソフトウェア(コンピュータプログラム)をコンピュータによって実行させることで実現されていてもよい。制御部12の機能を実現するソフトウェア(コンピュータプログラム)は、コンピュータの記憶装置(図示省略)に格納される。
また、インバータ回路制御部33は、制御処理部30から与えられる指令値及び検出値に基づいて、単相インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4を制御し、前記指令値に応じた電流の電力を単相インバータ回路11に出力させる。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinから入力電力Pin及びその平均値〈Pin〉を演算する。
制御処理部30は、入力電力平均値〈Pin〉に基づいて、直流入力電流指令値Ig*(後に説明する)を設定して太陽光発電パネル2に対するMPPT制御を行うとともに、昇圧回路10及び単相インバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
平均化処理部34は、第1電圧センサ17及び第1電流センサ18から与えられる直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinを、予め設定された所定の時間間隔ごとにサンプリングし、それぞれの平均値を求め、平均化された直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinを制御処理部30に与える機能を有している。
また、直流入力電流検出値Igは、コンデンサ26よりも入力側で検出される電流値である。
図4に示すように、直流入力電圧検出値Vg、昇圧回路電流検出値Iin、及び直流入力電流検出値Igは、系統電圧の1/2の周期で変動していることが判る。
このため、直流入力電圧検出値Vgに生じる周期的な変動は、変換装置1が出力する交流電力の1/2周期となっている。
平均化処理部34は、上述の周期的変動による影響を抑制するために、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinを平均化する。
平均化処理部34は、あるタイミングt1から、タイミングt2までの間の期間Lにおいて、予め設定された所定の時間間隔Δtごとに、与えられる直流入力電圧検出値Vgについて複数回サンプリング(図中、黒点のタイミング)を行い、得られた複数の直流入力電圧検出値Vgの平均値を求める。
これにより、平均化処理部34は、系統相電源3pの周期と同期して周期的に変動する、直流入力電圧検出値Vgの平均値を、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、精度よく求めることができる。
なお、サンプリングの時間間隔Δtは、例えば、系統相電源3pの周期の1/100〜1/1000、或いは、20マイクロ秒〜200マイクロ秒等に設定することができる。
また、ここでは、期間Lを系統相電源3pの周期長さの1/2の長さに設定したが、期間Lは、少なくとも、系統相電源3pの1/2周期に設定すれば、直流入力電圧検出値Vgの平均値を精度よく求めることができる。直流入力電圧検出値Vgは、上述のように、昇圧回路10、および単相インバータ回路11の動作によって、系統相電源3pの周期長さの1/2の長さで周期的に変動するからである。
よって、期間Lをより長く設定する必要がある場合、系統相電源3pの1/2周期の3倍や4倍といったように、期間Lを系統相電源3pの1/2周期の整数倍に設定すればよい。これによって、周期単位で電圧変動を把握できる。
よって、平均化処理部34は、図5に示した直流入力電圧検出値Vgと同様の方法によって、昇圧回路電流検出値Iinの平均値も求める。
制御処理部30は、直流入力電圧検出値Vgの平均値及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値をそれぞれ、期間Lごとに逐次求める。
平均化処理部34は、求めた直流入力電圧検出値Vgの平均値及び昇圧回路電流検出値Iinの平均値を制御処理部30に与える。
この点、本例では、系統相電源3pの周期長さの1/2の長さに設定された期間Lの間に、直流入力電圧検出値Vg及び昇圧回路電流検出値Iinのそれぞれについて、交流系統の1/2周期よりも短い時間間隔Δtで複数回サンプリングし、その結果から直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を求めたので、直流電流の電圧及び電流が周期的に変動したとしても、できるだけサンプリングの期間を短くしつつ、直流入力電圧平均値〈Vg〉及び昇圧回路電流平均値〈Iin〉を精度よく求めることができる。
制御処理部30は、求めた指令値を昇圧回路制御部32及びインバータ回路制御部33に与え、昇圧回路10及び単相インバータ回路11それぞれをフィードバック制御する機能を有している。
制御処理部30は、単相インバータ回路11の制御を行うための機能部として、第1演算部41、第1加算器42、補償器43、及び第2加算器44を有している。
また、制御処理部30は、昇圧回路10の制御を行うための機能部として、第2演算部51、第3加算器52、補償器53、及び第4加算器54を有している。
以下、図7に従って、昇圧回路10及び単相インバータ回路11の制御処理を説明する。
入力電力平均値〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(1)
また、式(1)以外の以下に示す制御に関する各式においては、昇圧回路電流検出値Iin、及び直流入力電圧検出値Vgは、平均化されていない瞬時値が用いられる。
また、「〈 〉」は、括弧内の値の平均値を示している。以下同じである。
第1演算部41には、直流入力電流指令値Ig*の他、直流入力電圧検出値Vg、系統電圧検出値Vaも与えられる。
第1演算部41は、下記式(2)に基づいて、変換装置1としての出力電流指令値の平均値〈Ia*〉を演算する。ηは変換装置1の変換効率を表す定数である。
出力電流指令値の平均値〈Ia*〉=η〈Ig*×Vg〉/〈Va〉
・・・(2)
ここで、第1演算部41は、出力電流指令値Ia*を系統電圧検出値Vaと同位相の正弦波として求める。
出力電流指令値Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt
・・・(3)
次いで、第1演算部41は、下記式(4)に示すように、単相インバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Iinv*(単相インバータ回路の電流目標値)を演算する(ステップS3)。
インバータ電流指令値Iinv*=Ia*+s CaVa ・・・(4)
上記式(4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* + Ca×(d Va/dt) ・・・(4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* + Ica ・・・(4b)
となる。
式(4),(4a),(4b)中、右辺第2項は、フィルタ回路21のコンデンサ23に流れる電流を考慮して加算した値である。
なお、出力電流指令値Ia*は、上記式(3)に示すように、系統電圧検出値Vaと同位相の正弦波として求められる。つまり、制御処理部30は、変換装置1が出力する交流電力の電流Ia(出力電流)が系統電圧(系統電圧検出値Va)と同位相となるように単相インバータ回路11を制御する。
単相インバータ回路11は、このインバータ電流指令値Iinv*によって、フィードバック制御される。
第1加算器42は、インバータ電流指令値Iinv*と、現状のインバータ電流検出値Iinvとの差分を演算し、その演算結果を補償器43に与える。
単相インバータ回路11が出力した電力は、第2加算器44によって系統電圧検出値Vaで減算された上で交流リアクトル22に与えられ、新たなインバータ電流検出値Iinvとしてフィードバックされる。そして、第1加算器42によってインバータ電流指令値Iinv*とインバータ電流検出値Iinvとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて単相インバータ回路11が制御される。
第2演算部51は、下記式(5)に基づいて、インバータ出力電圧指令値Vinv*(単相インバータ回路の電圧目標値)を演算する(ステップS5)。
インバータ出力電圧指令値Vinv*=Va+s LaIinv*
・・・(5)
上記式(5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va + RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(5a)
となる。ただし、Raは交流リアクトルの抵抗、Laは交流リアクトルのインダクタンスで、(Za=Ra+sLa)である。
式(5)の右辺第2項、(5a)の右辺第2項および第3項は、交流リアクトル22の両端に発生する電圧を考慮して加算した値である。
このように、本例では、単相インバータ回路11が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Vaと同位相となるように単相インバータ回路11を制御するための電流目標値であるインバータ電流指令値Iinv*に基づいてインバータ出力電圧指令値Vinv*(電圧目標値)を設定する。
Vo*=Max(Vg−ZIin,Vinv*の絶対値) ・・・(6)
とすることができる。
上記式(6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=Max(Vg−(RIin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(6a)
である。ただし、Rは直流リアクトルの抵抗、Lは直流リアクトルのインダクタンスで、(Z=R+sL)である。
昇圧回路電流指令値Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +(s C Vo*)×Vo*} / (Vg−ZIin)
・・・(7)
上記式(7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +C×(d Vo*/dt)×Vo*} /{Vg−(R+sL)Iin}
・・・(7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo*} / {Vg−ZIin}
・・・(7b)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) + C×(d Vo*/dt)×Vo* + PLOSS}/{Vg−ZIin} ・・・(7c)
同様に、上記式(7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) +Ic×Vo* + PLOSS} / {Vg−ZIin}
・・・(7d)
この場合、単相インバータ回路11の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PL OSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
昇圧回路電流目標値Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg
・・・(8)
昇圧回路10は、この昇圧回路電流指令値Iin*によって、フィードバック制御される。
第3加算器52には、昇圧回路電流指令値Iin*の他、現状の昇圧回路電流検出値Iinが与えられる。
第3加算器52は、昇圧回路電流指令値Iin*と、現状の昇圧回路電流検出値Iinとの差分を演算し、その演算結果を補償器53に与える。
昇圧回路10が出力した電力は、第4加算器54によって直流入力電圧検出値Vgで減算された上で直流リアクトル15に与えられ、新たな昇圧回路電流検出値Iinとしてフィードバックされる。そして、第3加算器52によって昇圧回路電流指令値Iin*と昇圧回路電流検出値Iinとの間の差分が再度演算され、上記同様、この差分に基づいて昇圧回路10が制御される。
上記ステップS8の後、制御処理部30は、上記式(1)に基づいて、現状の入力電力平均値〈Pin〉を求める(ステップS9)。
図8の(a)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電流指令値Iin*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電流検出値Iinをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフであり、(b)は、制御処理部30が上記フィードバック制御において求めた昇圧回路電圧目標値Vo*、及びこれに従って制御した場合の昇圧回路電圧検出値Voをシミュレーションにより求めた結果の一例を示すグラフである。
また、図8の(b)に示すように、昇圧回路電圧目標値Vo*は、上記式(6)によって求められるため、インバータ出力電圧指令値Vinv*の絶対値が、概ね直流入力電圧検出値Vg以上となる期間では、インバータ出力電圧指令値Vinv*の絶対値に倣い、それ以外の期間では直流入力電圧検出値Vgに倣うように変化している。
昇圧回路電圧検出値Voは、制御処理部30によって、昇圧回路電圧目標値Vo*に沿って制御されていることが判る。
変換装置1は、図7のフローチャートに従った制御によって、図9に示すインバータ出力電圧指令値Vinv*を電圧目標値として電力を出力する。
よって、変換装置1は、図9に示すインバータ出力電圧指令値Vinv*の波形に従った電圧の電力を出力する。
インバータ出力電圧指令値Vinv*の位相を系統相電源3pの電圧位相に対して進相させる角度は、数度であればよく、後述するように、系統相電源3pの電圧波形との間で差分を求めたときに得られる電圧波形が、系統相電源3pの電圧波形に対してほぼ90度進んだ位相となる範囲で設定される。例えば、0度より大きくかつ10度より小さい値の範囲で設定される。
インバータ電流指令値Iinv*は、上記式(4)に示すように、出力電流指令値Ia*によって定まる。この出力電流指令値Ia*が大きくなるほど、インバータ電流指令値Iinv*における進相した成分が増加し、インバータ出力電圧指令値Vinv*の進み角(進相させる角度)が大きくなる。
本例の制御処理部30は、上述のように、インバータ出力電圧指令値Vinv*の位相が、系統相電源3pの電圧位相に対して約3度進相するように、直流入力電流指令値Ig*を設定している。
昇圧回路制御部32は、昇圧回路10のスイッチング素子Qa,Qbを制御する。また、インバータ回路制御部33は、単相インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4を制御する。
昇圧回路制御部32が生成する昇圧回路用搬送波は、極小値が「0」である三角波であり、振幅A1が制御処理部30から与えられる昇圧回路電圧目標値Vo*とされている。
また、昇圧回路用搬送波の周波数は、制御処理部30による制御命令によって、所定のディーティ比となるように、昇圧回路制御部32によって設定される。
この駆動波形は、スイッチング素子Qbのスイッチング動作を示しており、スイッチング素子Qbに与えることで、当該駆動波形に従ったスイッチング動作を実行させることができる。駆動波形は、電圧が0ボルトでスイッチング素子のスイッチをオフ、電圧がプラス電圧でスイッチング素子のスイッチをオンとする制御命令を構成している。
また、各パルス幅は、三角波である昇圧回路用搬送波の切片によって定まる。よって、電圧が高い部分ほどパルス幅が大きくなっている。
また、周波数は、制御処理部30による制御命令等によって、所定のデューティ比となるように、インバータ回路制御部33によって設定される。
インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#の電圧が−Vg〜+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q1を制御する。
インバータ回路制御部33は、スイッチング素子Q3については、図中破線で示しているインバータ回路用参照波Vinv#の反転波と、搬送波とを比較して駆動波形を生成する。
この場合も、インバータ回路制御部33は、インバータ回路用参照波Vinv#(の反転波)の電圧が、−Vg〜+Vgの範囲W2でスイッチング動作が行われるように駆動波形を生成する。よって、それ以外の範囲では、スイッチング動作を停止させるようにスイッチング素子Q3を制御する。
よって、単相インバータ回路11は、昇圧回路10がスイッチング動作を停止している間、スイッチング動作を行い、インバータ出力電圧指令値Vinv*に近似する交流電力を出力する。
なお、インバータ回路用参照波Vinv#と、インバータ出力電圧指令値Vinv*とは近似するので、図11(a)においては重複している。
さらに、昇圧回路10及び単相インバータ回路11は、共に制御部12が設定したインバータ出力電圧指令値Vinv*(電圧目標値)に基づいて動作するため、交互に切り替わるように出力される昇圧回路の電力と、単相インバータ回路の電力との間で、ずれや歪が生じるのを抑制することができる。
図12において、最上段から順に、単相インバータ回路の参照波Vinv#及び搬送波、スイッチング素子Q1の駆動波形、昇圧回路の参照波Vbc#及び搬送波、スイッチング素子Qbの駆動波形、及び変換装置1が出力する交流電力の電流波形の指令値及び実測値を示すグラフを表している。これら各グラフの横軸は、時間を示しており、互いに一致するように示している。
また、昇圧回路10のスイッチング素子Qbのスイッチング動作の期間と、単相インバータ回路11のスイッチング素子Q1〜Q4のスイッチング動作の期間とは、概ね互いに交互に切り替わるように制御されていることが判る。
本例の昇圧回路10及び単相インバータ回路11は、制御部12による制御によって、インバータ出力電圧指令値Vinv*に近似した電圧波形の交流電力を、その後段に接続されたフィルタ回路21に出力する。変換装置1は、フィルタ回路21を介して系統相電源3pに交流電力を出力する。
従って、昇圧回路10及び単相インバータ回路11が出力する交流電圧も、系統相電源3pの電圧位相に対して数度進相した電圧位相とされる。
図に示すように、交流リアクトル22の両端が互いに数度電圧位相がずれた電圧がかかると、交流リアクトル22の両端電圧は、交流リアクトル22の両端にかかる互いに数度電圧位相がずれた電圧同士の差分となる。
交流リアクトル22の電流位相は、その電圧位相に対して90度遅延する。よって、図に示すように、交流リアクトル22を通して出力される交流電力の電流位相は、系統相電源3pの相電圧の位相に対してほぼ同期することとなる。
よって、図12の最下段に示すグラフのように、変換装置1が出力する電流波形は、系統相電源3pの電圧位相とほぼ一致したものとなる。
さて、図17は、例えば各相について5基、合計15基の集光型太陽光発電(CPV:Concentrator Photovoltaic)パネル2Cを用いた三相交流電源装置100を示す、概略の接続図である。集光型太陽光発電パネル2Cは、マトリックス状に多数並べたフレネルレンズ等の光学系を用いて、太陽光を、対応する太陽電池セルに集め、発電するものである。また、集光型太陽光発電パネル2Cは、背面側に図示しない追尾駆動装置を有しており、集光型太陽光発電パネル2Cが、日中は、常に太陽の方角を向くように構成されている。
〔全体構成について〕
次に、交流から直流への電力変換を行う変換装置の一実施形態について説明する。
図18は、三相交流系統3に接続される電力変換装置1Pを示す回路図である。電力変換装置1Pは、三相交流の各相に対応して設けられた3組の変換装置(第1相変換装置、第2相変換装置、第3相変換装置)1によって構成されている。
3組の直流ユニット2xは、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した関係にある。
商用交流系統3の交流電力に基づいて蓄電池を充電する場合、制御部12は、各スイッチング素子Q1〜Q4の動作を制御し、同期整流をすることができる。また、交流リアクトル22が存在する下でPWM制御を行うことにより、昇圧しつつ整流を行うことができる。こうして、AC/DC変換回路11は、商用交流系統3から与えられる交流電力を直流電力に変換する。
また、降圧回路10のスイッチング動作は、AC/DC変換回路11との間でスイッチング動作を行う期間が交互に切り替わるように制御される。よって、降圧回路10は、スイッチング動作を行っている期間には、降圧した電圧を蓄電池に出力し、スイッチング動作を停止(スイッチング素子Qbがオフ、Qaがオン)している期間は、AC/DC変換回路11が出力して降圧回路10に入力した直流電圧を、直流リアクトル15を介して蓄電池に与える。
図20は、変換装置1の動作を概念的に示した電圧波形の図である。
(a)は、AC/DC変換回路11への交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値の一例を示す。これは、概ね、商用交流の全波整流波形である。二点鎖線は、充電のための直流電圧Vgを示す。(b)に示すように、直流電圧Vgの方が交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値より高い区間(t0〜t1,t2〜t3,t4〜)では、AC/DC変換回路11がスイッチング動作し、交流リアクトル22との協働により昇圧動作する。
同様に、交流入力電圧目標値Vinv*の絶対値が直流電圧Vgより高い期間のみ降圧回路10が動作し、その他の期間ではスイッチングを停止させることで、降圧回路10のスイッチング損失を低減することができる。
上記変換装置1の制御は、図2の変換装置1による系統連系の制御を逆方向に見た類似の制御として、同様な考え方を適用することができる。
Ia*:系統相電源3pからの入力電流目標値
Iin:降圧回路電流検出値
Iin*:降圧回路電流目標値
Iinv*:AC/DC変換回路11への交流入力電流目標値
Ig*:蓄電池への直流入力電流目標値
Ic:コンデンサ19に流れる電流
Ica:コンデンサ23に流れる電流
Vg:蓄電池電圧値
Vinv*:AC/DC変換回路11への交流入力電圧目標値
Vo*:降圧回路10への入力電圧目標値
Pin:蓄電池への入力電力
PLOSS:変換装置1の電力損失
η:変換装置1の電力変換効率
式(1)と対応する蓄電池への入力電力Pinの平均値〈Pin〉は、
〈Pin〉=〈Iin×Vg〉 ・・・(R1)
である。
式(2)に対応する、系統相電源3pからの入力電流目標値の平均値〈Ia*〉は、
〈Ia*〉=〈Ig*×Vg〉/(η×〈Va〉) ・・・(R2)
である。
式(3)に対応する入力電流目標値Ia*は、
Ia*=(√2)×〈Ia*〉×sinωt ・・・(R3)
である。
Iinv*=Ia* − s CaVa ・・・(R4)
である。
上記式(R4)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iinv*=Ia* − Ca×(d Va/dt) ・・・(R4a)
となる。また、コンデンサ23に流れる電流を検出してこれをIcaとすれば、
Iinv*=Ia* − Ica ・・・(R4b)
となる。
Vinv*=Va−Za Iinv* ・・・(R5)
である。
上記式(R5)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vinv*=Va − {RaIinv*+La× (d Iinv*/dt)
・・・(R5a)
となる。
Vo*=Max(Vg+Z Iin,Vinv*の絶対値) ・・・(R6)
とすることができる。
上記式(R6)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Vo*=
Max(Vg+R Iin+L(d Iin/dt),Vinv*の絶対値)
・・・(R6a)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*)−(s C Vo*)×Vo*} /(Vg+ZIin)
・・(R7)
である。
上記式(R7)は、時間tでの微分を用いた表現とすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) − C×(d Vo*/dt)×Vo*} /{Vg+RIin+L(dIin/dt)) ・・・(R7a)
となる。また、コンデンサ19に流れる電流を検出してこれをIcとすれば、
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) −Ic×Vo*} / (Vg+ZIin)
・・・(R7b)
となる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) − C×(d Vo*/dt)×Vo* − PLOSS}/(Vg+ZIin) ・・・(R7c)
同様に、上記式(R7b)は、以下のようにも表すことができる。
Iin*=
{(Iinv*×Vinv*) −Ic×Vo* − PLOSS} / (Vg+ZIin)
・・・(R7d)
この場合、AC/DC変換回路11の電力目標値に加えて、無効電力及び電力損失PL OSSを考慮することにより、より厳密にIin*の値を求めることができる。
Iin*=(Iinv*×Vinv*)/Vg・・・(R8)
なお、図18,図19では、AC/DC変換回路11を構成するスイッチング素子としてFETを用いた例を示したが、FETに代えてIGBTを用いることもできる。但し、IGBTでは同期整流ができない。従って、IGBTの場合は、AC/DC変換回路11の高周波スイッチング停止状態では、素子内蔵のダイオードによって、フルブリッジ整流回路として動作することになる。
〔直流ユニット共通化+絶縁トランス〕
なお、図18では、3つの直流ユニット2xが互いに独立している例を示した。この場合、各直流ユニット2xの電気的な仕様が揃っていなくてもよい。例えば、互いに電圧が異なる3つの直流ユニット2xを使用することもできる。一方、直流ニットを1つにまとめて各相の変換装置1に共通の存在とすることもできる。
図21は、このような、直流ユニット2xが共通化された場合の回路図である。この場合、電力変換装置1Pと三相交流系統3との間に、絶縁トランス60が設けられる。絶縁トランス60が必要にはなるが、直流ユニット2xを一本化できる利点がある。これにより、例えば、直流ユニット2xが蓄電池である場合に、その容量を、無駄の無い適量に設定することができる。
また、図18では、中性点のある3相4線接続(三相交流系統がY結線)の例を示したが、中性点の無い3相3線接続(三相交流系統がデルタ結線)も可能である。
図22は、このような、3相3線接続の場合の回路図である。この場合、デルタ結線された三相交流系統3の系統線間電源3p(R),3p(S),3p(T)に、3つの変換装置1の出力が接続される。この場合、変換装置1側に求められる耐電圧性能は、3相4線接続に比べて相対的には高くなるが、三相交流系統3の電圧が200Vの場合などには特に問題なく採用することができる回路構成である。
また、図23は、直流ユニット2xを共通化した上で、絶縁トランス60を設け、3相3線接続した回路図である。
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
1P 電力変換装置
2 太陽光発電パネル(直流電源)
2x 直流ユニット
2C 集光型太陽光発電パネル
3 三相交流系統
3p 系統相電源・系統線間電源
10 昇圧回路・降圧回路(DC/DC変換回路)
11 単相インバータ回路・AC/DC変換回路(単相電力変換回路)
12 制御部
15 直流リアクトル
17 電圧センサ
18 電流センサ
19 コンデンサ
21 フィルタ回路
22 交流リアクトル
23 コンデンサ
24 電流センサ
25 電圧センサ
26 コンデンサ
30 制御処理部
32 回路制御部
33 回路制御部
34 平均化処理部
41 第1演算部
42 第1加算器
43 補償器
44 第2加算器
51 第2演算部
52 第3加算器
53 補償器
54 第4加算器
60 絶縁トランス
100 三相交流電源装置
LB DCバス
Lin 電路
Q1〜Q4,Qa,Qb スイッチング素子
Ia*は前記出力電流目標値、
Vinv*は前記単相電力変換回路の電圧目標値、
Caは、前記出力平滑コンデンサの静電容量、
Vaは前記三相交流の相電圧の電圧値、
Cは、前記DC/DC変換回路と前記単相電力変換回路との間に設けられた前記平滑コンデンサの静電容量、
Vo*は前記DC/DC変換回路の電圧目標値、
VDCは直流入力電圧値、
sはラプラス演算子、とするとき、
前記DC/DC変換回路の電流目標値Iin*は、
Iin*={(Iinv* × Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDC
であり、単相電力変換回路の電流目標値Iinv*は、
Iinv*= Ia*+s CaVa
であることが好ましい。
これにより、三相交流系統が、中性点を有する3相4線式であっても、また、中性点の無い3相3線式であっても、第1〜第3変換装置と接続することができる。
以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、「指令値」という文言と、「目標値」という文言とが混在しているが、それらは互いに同じ意味である。
Claims (13)
- 直流ユニットと三相交流との間で電力の変換をする電力変換装置であって、
前記直流ユニットと前記三相交流の第1相との間で、第1リアクトルを介して電力の変換を行う第1相変換装置と、
前記直流ユニットと前記三相交流の第2相との間で、第2リアクトルを介して電力の変換を行う第2相変換装置と、
前記直流ユニットと前記三相交流の第3相との間で、第3リアクトルを介して電力の変換を行う第3相変換装置と、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路を含み、
前記制御部は、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、交流の電圧目標値の絶対値が、各直流ユニットの直流電圧を上回るときは前記DC/DC変換回路を動作させて前記電圧目標値の絶対値を成り立たせるとともに前記単相電力変換回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、前記直流電圧を下回るときは前記DC/DC変換回路の動作を停止させるとともに前記単相電力変換回路を動作させて前記電圧目標値を成り立たせる、電力変換装置。 - 前記第1リアクトル、前記第2リアクトル及び前記第3リアクトルのそれぞれの後段には、出力平滑コンデンサが設けられ、また、前記DC/DC変換回路と前記単相電力変換回路との間には、平滑コンデンサが設けられており、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、前記制御部は、対応する直流ユニットからの入力電力値及び前記三相交流の相電圧の値に基づいて得られる出力電流目標値、及び下記式より求められる前記DC/DC変換回路の電流目標値に基づいて前記交流電力の出力を制御し、
Ia*は前記出力電流目標値、
Vinv*は前記単相電力変換回路の電圧目標値、
Caは、前記出力平滑コンデンサの静電容量、
Vaは前記三相交流の相電圧の電圧値、
Cは、前記DC/DC変換回路と前記単相電力変換回路との間に設けられた前記平滑コンデンサの静電容量、
Vo*は前記DC/DC変換回路の電圧目標値、
VDCは直流入力電圧値、
sはラプラス演算子、とするとき、
前記DC/DC変換回路の電流目標値Iin*は、
Iin*={(Iinv* × Vinv*)+(s C Vo*)×Vo*}/VDCであり、単相電力変換回路の電流目標値Iinv*は、
Iinv*= Ia*+s CaVa
である請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、前記DC/DC変換回路の電圧目標値として、前記単相電力変換回路の電圧目標値Vinv*を、
Vinv*=Va+s LaIinv*
により求め、但し、Laは前記第1リアクトル、前記第2リアクトル及び前記第3リアクトルに共通のインダクタンスである、請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記直流ユニットは、前記第1相、前記第2相及び前記第3相にそれぞれ対応して設けられた第1直流ユニット、第2直流ユニット及び第3直流ユニットによって構成され、各直流ユニットは、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した存在である請求項1〜請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 前記直流ユニットは、前記第1相、前記第2相及び前記第3相に対して共通の1ユニットであり、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置と前記三相交流の各相との間にはそれぞれ、絶縁トランスが設けられている請求項1〜請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 前記電力変換装置と前記三相交流とは、3相4線接続及び3相3線接続のいずれか一方の接続形態によって互いに接続されている請求項1〜請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
- 三相交流電源装置であって、
直流電源と、
前記直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流の第1相に、第1リアクトルを介して交流電力を供給する第1相変換装置と、
前記直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流の第2相に、第2リアクトルを介して交流電力を供給する第2相変換装置と、
前記直流電源から入力される直流電力に基づき、前記三相交流の第3相に、第3リアクトルを介して交流電力を供給する第3相変換装置と、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置を制御する制御部と、を備え、
前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々は、DC/DC変換回路及び単相電力変換回路を含み、
前記制御部は、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置の各々について、出力すべき交流の電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を上回るときは前記DC/DC変換回路を動作させて前記電圧目標値の絶対値を生成するとともに前記単相電力変換回路は必要な極性反転のみを行う状態とし、また、前記電圧目標値の絶対値が、入力される直流電圧を下回るときは前記DC/DC変換回路の動作を停止させるとともに前記単相電力変換回路を動作させて前記電圧目標値を生成する、三相交流電源装置。 - 前記直流電源は、前記第1相、前記第2相及び前記第3相にそれぞれ対応して設けられた第1直流電源、第2直流電源及び第3直流電源によって構成され、各直流電源は、正負両極のいずれをも共有しない互いに独立した存在である請求項7に記載の三相交流電源装置。
- 前記直流電源は、前記第1相、前記第2相及び前記第3相に対して共通の1電源であり、前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置と前記三相交流の各相との間にはそれぞれ、絶縁トランスが設けられている請求項7に記載の三相交流電源装置。
- 前記第1相変換装置、前記第2相変換装置及び前記第3相変換装置と前記三相交流とは、3相4線接続及び3相3線接続のいずれか一方の接続形態によって互いに接続されている請求項7〜請求項9のいずれか1項に記載の三相交流電源装置。
- 前記第1直流電源、前記第2直流電源及び前記第3直流電源は、それぞれ、太陽を追尾するように動作する集光型太陽光発電パネルである請求項7〜請求項10のいずれか1項に記載の三相交流電源装置。
- 三相交流系統に系統連係する請求項7記載の三相交流電源装置。
- 自立運転により三相交流を出力する請求項7記載の三相交流電源装置。
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