CN113302831A - 电力变换装置 - Google Patents

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纲本健志
川井由宇
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Abstract

在逆变器(3)和转换器(2)中，如果仅使得在载波同步的状态下工作，则有时连接于其间的平滑用电容器(15)的电流纹波变大。因此通过在逆变器(3)进行双极调制PWM控制，在转换器(2)进行PWM控制，并且基于交流输出移动逆变器(3)或转换器(2)的载波的相位，从而使流入平滑用电容器(15)的电流的定时错开。

Description

电力变换装置
技术领域
本申请涉及电力变换装置。
背景技术
在将直流电源或蓄电池变换为交流时，使用将直流电压升压或降压而变换为稳定的直流电压的转换器和将直流电力变换为交流电力的逆变器。转换器以及逆变器通过利用半导体开关元件进行开闭工作来进行电力变换，但是为了将转换器的电源电压变换为稳定的直流电压，在转换器的输出侧连接有用于使电压平滑的平滑用电容器。
该平滑用电容器是为了使直流电压稳定而使用的，多使用电容大的电容器。在使电容变大的情况下，电容器大型化，装置有可能随之大型化。
另外，在转换器以及逆变器中，由于使半导体开关元件进行开闭工作从而产生高频纹波分量的电流(高频纹波电流)。该电流流入平滑用电容器。由于该高频纹波电流使电解电容器发热，因此需要选择考虑到这点的电容器，有时也有可能电容器电容变大得超过需要。其中，作为减少流入电容器的高频纹波电流的方法，如专利文献1中记载的那样存在如下方法：使转换器进行PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)工作并且使逆变器进行互补PWM工作，使这些工作同步地进行驱动，由此减少流到电容器的高频纹波电流。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2007-221892号公报
发明内容
发明所要解决的技术课题
由于专利文献1中记载的由全桥构成的逆变器的工作是进行互补脉冲宽度调制，因此存在如下条件：U相和V相的上侧开关元件彼此为导通(ON)状态且下侧开关元件彼此为断开(OFF)状态，或者上侧开关元件彼此为断开状态且下侧开关元件彼此为导通状态。因此，在应用了并网(grid interconnection)逆变器的情况下，存在逆变器的中性点大幅波动、产生高频分量的漏电流的问题。
本申请是为了解决上述问题而做出的，目的在于得到一种不产生高频分量的漏电流且能够减少高频纹波电流的电力变换装置。
用于解决技术课题的技术方案
本申请中公开的电力变换装置，其特征在于，具备：
第1变换器，通过电力变换输出直流电力；
第2变换器，将直流电力变换为交流电力；
电容器，在第1变换器与第2变换器之间使直流电压平滑；以及
控制部，进行第1变换器的PWM控制和第2变换器的双极调制PWM控制，
其中，用于第1变换器的PWM控制的第1载波的频率与用于第2变换器的双极调制PWM控制的第2载波的频率相互同步，
控制部在第2变换器的输出为正时和负时移动第1载波及第2载波中的一方的载波的相位，以使从第1变换器及第2变换器流入电容器的电流的定时错开。
发明效果
根据本申请公开的电力变换装置，在能够并网的双极调制PWM控制的逆变器中，能够减少流到电容器的高频纹波电流，能够减小电容器的电容，能够使尺寸小型化。
附图说明
图1为示出实施方式1的电力变换装置的电路结构的图。
图2为实施方式1的控制装置的硬件结构图。
图3为说明单极调制的图。
图4A为说明单极调制控制的逆变器的工作的图。
图4B为说明单极调制控制的逆变器的工作的图。
图4C为说明单极调制控制的逆变器的工作的图。
图4D为说明单极调制控制的逆变器的工作的图。
图5为说明双极调制的图。
图6A为说明双极调制控制的逆变器的工作的图。
图6B为说明双极调制控制的逆变器的工作的图。
图6C为说明双极调制控制的逆变器的工作的图。
图6D为说明双极调制控制的逆变器的工作的图。
图7为说明实施方式1的转换器的控制的功能的图。
图8为说明实施方式1的逆变器的控制的功能的图。
图9为示出实施方式1的转换器、逆变器的工作所产生的平滑用电容器的电流波形的技术课题的图。
图10为示出图9的一个交流周期的流入平滑用电容器的电流波形的图。
图11为示出解决图9的技术课题的转换器、逆变器的工作所产生的平滑用电容器的电流波形的图。
图12为示出图11的一个交流周期的流入平滑用电容器的电流波形的图。
图13为示出实施方式1的转换器的频率及逆变器的频率与平滑用电容器的高频电流有效值的关系的图。
图14为示出实施方式2的电力变换装置的电路结构的图。
图15为示出实施方式2的转换器、逆变器的工作所产生的平滑用电容器的电流波形的图。
图16为示出实施方式3的转换器、逆变器的工作所产生的平滑用电容器的电流波形的图。
图17为示出实施方式4的转换器、逆变器的工作所产生的平滑用电容器的电流波形的图。
附图标记
1：电力变换装置；2：转换器(第1变换器)；3：逆变器(第2变换器)；10：直流电源；11：平滑用电容器；12、34：电抗器；13、36：半导体开关元件；14、35：二极管；15：平滑用电容器；16、17、18、19：半导体开关元件；20、21：电抗器；22：电容器；23：电网(grid)；24：控制装置；100：处理器；200：存储装置；201：输入电压指令值；202：输入电压检测值；203：运算器；204：控制器；205：三角波载波生成器；206：比较器；207：控制输出；301：输出电流指令值；302：输出电流检测器；303：运算器；304：控制器；305：三角波载波生成器；306：比较器；307：控制输出；308：反相器；309：控制输出
具体实施方式
以下参照附图对本申请的电力变换装置的优选实施方式进行说明。此外，对相同内容及相当部分配上相同附图标记，省略其详细说明。以后的实施方式也是同样地，对附加了相同附图标记的结构省略重复说明。
实施方式1.
<本申请的概略结构>
在图1中示出实施方式1的电力变换装置1的电路结构。电力变换装置1包括转换器2、逆变器3和控制装置24，连接有直流电源10作为转换器2的输入，连接有电网23作为逆变器3的输出。
转换器2包括电抗器12、半导体开关元件13和二极管14。电抗器12具有两个端子，半导体开关元件13具有正极、负极和控制电极这3个端子，二极管14具有阳极和阴极这两个端子。
电抗器12的一端连接于半导体开关元件13的正极和二极管14的阳极，电抗器12的另一端连接于直流电源10的正侧。直流电源10的负侧与半导体开关元件13的负极连接。在转换器2的输入侧，与直流电源10并联地连接有平滑用电容器11。在转换器2的输出侧，平滑用电容器15的正侧与二极管14的阴极连接，负侧与半导体开关元件13的负极连接。
逆变器3包括半导体开关元件16～19、电抗器20、21和电容器22。逆变器3的输入与转换器2的输出连接，逆变器3的输出与电网23连接。半导体开关元件16的正极和半导体开关元件17的正极与平滑用电容器15的正侧连接。半导体开关元件16的负极与半导体开关元件18的正极连接，半导体开关元件17的负极与半导体开关元件19的正极连接。半导体开关元件18的负极与半导体开关元件19的负极连接，且连接于平滑用电容器15的负侧。
半导体开关元件16与半导体开关元件18的连接点连接于电抗器20的一端，半导体开关元件17与半导体开关元件19的连接点连接于电抗器21的一端。电抗器20的另一端和电抗器21的另一端分别连接于电容器22的两端，电容器22的一端连接于电网23的一端，电容器22的另一端连接于电网23的另一端。
转换器2的输入侧的直流电源10包括例如蓄电池、直流稳压电源、太阳能电池等。另外，电动汽车的电池也可以被用作直流电源10。逆变器3的输出侧的电网23可以为例如消耗电力的负载。逆变器3的输出可以为单相两线式输出，也可以为单相三线式输出。转换器2的二极管14也能够设为半导体开关元件。如果在设为半导体开关元件的情况下，电流能够从逆变器3的输出侧向转换器2的输入侧供给电力。在该情况下，直流电源10能够设为蓄电池这样的二次电池或者负载。半导体开关元件13、16～19在图1中设想为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，但也可以为IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)。由于MOSFET具有体二极管，因此能够使电流从负极流向正极，但是在IGBT的情况下，需要另行反并联连接二极管。另外，也可以没有转换器的输入侧平滑用电容器。
控制装置24通过驱动信号29～33来驱动半导体开关元件13及半导体开关元件16～19。关于该驱动，是取得转换器输入电压检测器25、转换器输出电压检测器26、逆变器输出电流检测器27和逆变器输出电压检测器28的检测值并基于该检测值和指令值来进行的。
在图2中示出控制装置24的硬件结构的一例。包括微型计算机等处理器100和存储装置200，虽然未图示，但存储装置200具备随机存取存储器等易失性存储装置和闪存等非易失性的辅助存储装置。另外，可以具备辅助存储装置硬盘代替闪存。处理器100执行从存储装置200输入的程序，基于来自上述逆变器及转换器的输出电流检测器、输出电压检测器的测定值，执行半导体开关元件的控制的部分或全部。在该情况下，程序从辅助存储装置经由易失性存储装置被输入至处理器100。另外，处理器100可以将运算结果等数据输出至存储装置200的易失性存储装置，也可以经由易失性存储装置将数据保存于辅助存储装置。另外，除了处理器100及存储装置200之外，还可以并用逻辑电路、模拟电路。基于由处理器100处理后的控制信号，驱动信号29被输出至半导体开关元件13，驱动信号30～33被输出到半导体开关元件16、17、18、19，从而各个半导体开关元件被驱动。
[以双极调制进行本申请的逆变器3的控制的理由]
(1)单极调制的说明1
作为逆变器3的控制方法，包括单极调制和双极调制。单极调制为能够在逆变器3的输出电压为正、负和零这3个状态下输出交流电压的调制方式。即，如图3中以纵轴为电压、横轴为时间所示，为了输出交流的正电压，在正和零生成逆变器的输出电压，为了输出交流的负电压，在负和零生成逆变器3的输出电压。
(2)单极调制控制的说明2<电网电压为正时>
作为用于以该单极调制来进行控制的半导体开关元件的开闭方法，例如如图4A所示，在电网电压为正时，将半导体开关元件16设为始终导通，将半导体开关元件18设为始终断开，对半导体开关元件17和半导体开关元件19进行基于三角波载波与指令值的比较的PWM控制。
举出功率因数为1的情况为例。在半导体开关元件17导通时，半导体开关元件19为断开。如图4A中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件16、电抗器20、电网23、电抗器21及半导体开关元件17的路径流动。此时，在逆变器3的输出端，平滑用电容器15的电压不被输出而为零。
另外，在半导体开关元件17断开且半导体开关元件19导通时，如图4B中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件16、电抗器20、电网23、电抗器21、半导体开关元件19及平滑用电容器15的路径流动。此时在逆变器3的输出，平滑用电容器15的电压被输出。像这样在半导体开关元件16始终导通期间，作为逆变器3的输出，仅输出了正电压和零电压。
(3)单极调制控制的说明3<电网电压为负时>
另外，如图4C所示，在电网电压为负时，将半导体开关元件16设为始终断开，将半导体开关元件18设为始终导通，对半导体开关元件17和半导体开关元件19进行基于三角波载波与指令值的比较的PWM控制。在半导体开关元件17导通时，如图4C中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件17、电抗器21、电网23、电抗器20、半导体开关元件18及平滑用电容器15的路径流动。此时，由于在逆变器3的输出，平滑用电容器15的电压被逆向输出，因此输出了负电压。
另一方面，在半导体开关元件17断开而半导体开关元件19导通时，如图4D中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件19、电抗器21、电网23、电抗器20及半导体开关元件18的路径流动。此时在逆变器3的输出，平滑用电容器15的电压不被输出而为零。
像这样关于逆变器3的输出，在电网电压为正时仅由正电压和零电压来生成，在电网电压为负时仅由负电压和零电压来生成。在此，半导体开关元件16和半导体开关元件18根据电网的正负来进行始终导通和始终断开的工作，但也可以使半导体开关元件17和半导体开关元件19根据电网的正负来进行始终导通和始终断开的工作，对半导体开关元件16和半导体开关元件18进行基于三角波载波与指令值的比较的PWM控制。
(4)双极调制控制的说明1
与此相对，在双极调制中，逆变器的输出电压仅能够输出正和负这两个状态。如图5所示，为了输出交流的正电压，在正和负生成逆变器的输出电压，为了输出交流的负电压，也是在正和负生成逆变器输出电压。为调制方式。
作为半导体开关元件的开闭方法，半导体开关元件16和半导体开关元件19总是同时进行导通、断开工作，半导体开关元件18和半导体开关元件17总是同时进行导通、断开工作。半导体开关元件16和半导体开关元件18以不同时导通的方式工作。另外，半导体开关元件17和半导体开关元件19以不同时导通的方式工作。
(5)双极调制控制的说明2<电网电压为正时>
虽然举出功率因数为1的情况为例，但是当在电网电压为正时且半导体开关元件16和半导体开关元件19导通时，如图6A中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件16、电抗器20、电网23、电抗器21、半导体开关元件19及平滑用电容器15的路径流动。此时作为逆变器的输出电压，平滑用电容器15的电压沿正向被输出。
另外，在电网电压为正且半导体开关元件17和半导体开关元件18导通的情况下，如图6B中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件18、电抗器20、电网23、电抗器21、半导体开关元件17及平滑用电容器15的路径流动。此时，作为逆变器3的输出电压，平滑用电容器15的电压沿负向被输出。像这样作为逆变器3的输出，输出了正或负中的某个，根据该电压生成交流波形。
(6)双极调制控制的说明3<电网电压为负时>
另外在电网电压为负时且半导体开关元件16和半导体开关元件19导通时，如图6C中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件19、电抗器21、电网23、电抗器20、半导体开关元件16及平滑用电容器15的路径流动。此时作为逆变器3的输出电压，平滑用电容器15的电压沿正向被输出。
另外，在电网电压为负且半导体开关元件17和半导体开关元件18导通的情况下，如图6D中以箭头所示，电流按照通过半导体开关元件17、电抗器21、电网23、电抗器20、半导体开关元件18及平滑用电容器15的路径流动。此时，作为逆变器3的输出电压，平滑用电容器15的电压沿负向被输出。
(7)单极调制的技术课题
如图4A至图4D中说明的那样，在单极调制中，产生在交流的正期间或负期间始终导通的元件。例如在半导体开关元件16始终导通的情况下，电网23的下侧为与平滑用电容器15的负侧一直导通的状态(相同电位)。进而成为与直流电源10的负侧始终导通的状态(相同电位)。由于电网23的下侧的电压相对于接地点以交流电压振荡，因此直流电源10的负侧电位相对于接地点振荡。虽然在此未图示，但是在直流电源10相对于接地点具有杂散电容的情况下，电位相对于接地点波动。据此，与该电位波动相应地漏电流经过杂散电容而流动。将半导体开关元件16设为始终导通也是同样地，电网电压的上侧为与平滑用电容器15的正侧相同的电位。由于该电压变化，平滑用电容器15的负侧相对于接地点的电位也波动，直流电源10的负侧的电位相对于接地点而波动，漏电流经由杂散电容而流动。当漏电流多时，有可能由于接触容纳电力变换装置的框体而触电。
(8)双极调制的优点
与此相对，如图6A至图6D中说明的那样，在双极调制中，一直使半导体开关元件16～19进行开闭，平滑用电容器15的正侧或负侧与电网的正侧或负侧的连接被切换，看上去相对于接地点，电位平均而言无波动。因此由于相对于直流电源10的杂散电容基本不产生电位波动，因此几乎不流过漏电流。
如以上所述，在单极调制中，由于使构成逆变器的一方的上下半导体开关元件仅根据电网的正或负而导通、断开，因此开闭次数少，开闭损耗变少。另外，由于施加于电抗器的电压仅为正和零或者负和零，因此相对于双极调制，具有能够使电抗器小型化的优点。但是存在产生漏电流的缺点。与此相对，在双极调制中，虽然具有由于所有开关元件一直进行开闭而开闭损耗大于单极调制的缺点，但是具有抑制漏电流的优点。因此在将太阳能电池等不接地的电源连接于电网的情况下，由于担心由杂散电容导致的漏电流，因此需要在双极调制下工作。
[以双极调制控制为前提的转换器2、逆变器3的工作说明]
(1)转换器2的工作说明
根据上述理由，以下以双极调制控制为前提，对图1的转换器2和逆变器3的工作进行详细说明。对于转换器2，为了使输入电压或者输出电压跟随指令值而进行控制，对于逆变器3，为了使输出电流跟随指令值而进行控制。例如，在此设想对转换器2为了使输入电压跟随指令值而进行控制的情况。进行输入电压的控制以使检测平滑用电容器11的电压的转换器输入电压检测器25的检测值跟随预先决定的指令值。
图7中示出通过控制装置24进行的转换器2的控制。图7的控制包括输入电压指令值201、输入电压检测值202、运算器203、控制器204、三角波载波生成器205、比较器206和控制输出207。由运算器203运算输入电压指令值201和输入电压检测值202，由控制器204进行为了使运算出的结果跟随指令值所需的处理。作为该处理，例如基于比例积分控制、比例控制或积分控制来进行。由比较器206对控制器204的输出与由三角波载波生成器205产生的三角波载波的值进行比较，输出控制输出207。
以图9A继续详细说明，如果控制器204的输出大于三角波载波的值，则使控制输出207的输出值为1，如果控制器204的输出小于三角波载波的值，则使控制输出207的输出值为0。在此，输出值1为用于使半导体开关元件13导通的驱动信号，输出值0为用于使半导体开关元件13断开的驱动信号。通过该控制，对于转换器2，能够使输入电压跟随指令值。
考虑此时从转换器2输出的电流，如根据图1的电路结构可知，在半导体开关元件13导通时，由于电流流过连接直流电源10、电抗器12和半导体开关元件13的路径，因此电流不流到转换器输出侧。另外，在半导体开关元件13断开时，电流按照连接直流电源10、电抗器12、二极管14和平滑用电容器15的路径或者连接直流电源10、电抗器12、二极管14和逆变器3的路径流动。是流到平滑用电容器15还是流到逆变器3，取决于逆变器3的开闭状态和逆变器3的电流路径而改变。
(2)逆变器3的工作说明
接下来，图8中示出通过控制装置24进行的逆变器3的控制。图8的控制包括输出电流指令值301、输出电流检测值302、运算器303、控制器304、三角波载波生成器305、比较器306、控制输出307、反相器308和控制输出309。由运算器303运算输出电流指令值301和输出电流检测值302，由控制器304进行为了使运算出的结果跟随指令值所需的处理。作为该处理，例如基于比例积分控制或比例控制来进行。由比较器306对控制器304的输出与由三角波载波生成器305产生的三角波载波的值进行比较并输出控制输出307。另外，由反相器308将比较器306的输出反转并输出控制输出309。另外，也可以使用输出电压指令值及输出电压检测值而不是输出电流指令值301及输出电流检测值302。
以图9B继续详细说明，如果控制器304的输出大于三角波载波的值，则使控制输出307的输出值为1，如果控制器304的输出小于三角波载波的值，则使控制输出307的输出值为0。在此，输出值1为用于使半导体开关元件导通的信号，输出值0为用于使半导体开关元件断开的信号。控制输出307为构成逆变器3的半导体开关元件16和半导体开关元件19的驱动信号，控制输出309为半导体开关元件17和半导体开关元件18的驱动信号。由于通过使用反转的输出信号，半导体开关元件16和半导体开关元件17不会同时导通，因此使得不会产生使平滑用电容器15的正侧与负侧短路的路径。同样地由于半导体开关元件18和半导体开关元件19不会同时导通，因此使得不会产生使平滑用电容器15的正侧与负侧短路的路径。
然而，实际上半导体开关元件为了导通或断开而需要有限的时间，例如在输出了用于半导体开关元件16断开的信号的瞬间输出了用于将半导体开关元件17导通的信号的情况下，由于驱动电路的延迟等，有可能尽管半导体开关元件16还处于导通的状态，但半导体开关元件17已导通。因此一般而言，优选为设置半导体开关元件16和半导体开关元件17都断开的死区时间。
该死区时间大多设置为约几微秒，但是在能够高速地进行开闭且不产生短路的情况下，也能够设定为几百纳秒或是几十纳秒这样短的死区时间。另外，在转换器2中，在以半导体开关元件代替二极管14来构成而进行开闭的情况下，优选为设置死区时间以使得与半导体开关元件13不同时导通。
(3)输入至逆变器3的电流
接下来考虑输入至逆变器3的电流。虽然图6A～图6D中已经说明，但分为以下的(a)～(d)的情况再次进行说明。逆变器3的电流路径取决于交流电压和交流电流的相位而不同。在图中，将电流从左向右流过电抗器20的方向设为正。关于电压，当在平滑用电容器15的两端测定电压的情况下，将上侧为正的情况设为正电压，将上侧为负的情况设为负电压。
(a)交流电压和交流电流为正的情况(参照图6A)
当逆变器3的半导体开关元件16和半导体开关元件19导通且半导体开关元件17和半导体开关元件18断开时，电流按照连接半导体开关元件16、电抗器20、电容器22或电网23以及半导体开关元件19的路径流动。逆变器3的输入侧的电流路径取决于转换器2的半导体开关元件13的状态而改变，或是通过平滑用电容器15，或是通过转换器2内。
(b)交流电压为负且交流电流为正的情况(参照图6B)
当逆变器3的半导体开关元件17和半导体开关元件18导通且半导体开关元件16和半导体开关元件19断开时，电流按照连接半导体开关元件18的二极管、电抗器20、电容器22或电网23、电抗器21、半导体开关元件17的二极管以及平滑用电容器15的路径流动。虽然是电流从平滑用电容器15的正极向负极流动的方向，但是转换器2中有二极管14，电流不向转换器2侧流入。但若是在由半导体开关元件构成二极管14的情况下，有时如果该半导体开关元件导通则形成了电流流入转换器的路径。
(c)交流电压为正且交流电流为负的情况(参照图6C)
当逆变器3的半导体开关元件16和半导体开关元件19导通且半导体开关元件17和半导体开关元件18断开时，电流按照连接半导体开关元件19的二极管、电抗器21、电容器22或电网23、电抗器20、半导体开关元件16的二极管以及平滑用电容器15的路径流动。虽然是电流从平滑用电容器15的正极向负极流动的方向，但是转换器2中有二极管14，电流不向转换器2侧流入。但若是在由半导体开关元件构成二极管14的情况下，有时如果该半导体开关元件导通则形成了电流流入转换器的路径。
(d)交流电压为负且交流电流为负的情况(参照图6D)
当半导体开关元件17和半导体开关元件18导通且半导体开关元件16和半导体开关元件19断开时，电流按照连接半导体开关元件17、电抗器21、电容器22或电网23、电抗器20以及半导体开关元件18的路径流动。逆变器3的输入侧的电流路径取决于转换器2的半导体开关元件13的状态而改变，或是通过平滑用电容器15，或是通过转换器内。
(4)由于转换器2和逆变器3的工作而流到平滑用电容器15的电流
图9为示出转换器2和逆变器3的工作与平滑用电容器15的电流的关系的波形图。设为转换器2和逆变器3的三角波载波以相同频率且相同相位同步地工作。
(a)从转换器2流到平滑用电容器15的电流
在转换器工作中，对转换器2的控制指令值401与转换器2的三角波载波402进行比较，如果控制指令值401高于三角波载波402则半导体开关元件13导通。此时电流不从转换器2经过二极管14流到平滑用电容器15。在转换器2的控制指令值401低于转换器2的三角波载波402的情况下，半导体开关元件13断开。此时电流从转换器2经过二极管14而流动。由于半导体开关元件13的导通和断开的工作，从转换器2的二极管14输出的电流如电流403所示。
(b)从逆变器3流到平滑用电容器15的电流
在逆变器工作中，对逆变器3的控制指令值404与逆变器的三角波载波405进行比较，如果控制指令值404高于三角波载波405则半导体开关元件16和半导体开关元件19导通，半导体开关元件17和半导体开关元件18断开(图6A、图6C的情况)。将该状态设为逆变器3的开闭状态1。
另外，如果逆变器3的控制指令值404低于三角波载波405，则半导体开关元件16和半导体开关元件19断开，半导体开关元件17和半导体开关元件18导通(图6B、图6D的情况)。将该状态设为逆变器3的开闭状态2。
当逆变器3在交流电压和交流电流的功率因数为1时输送电力的情况下，逆变器3的控制指令值404也为与交流电压或交流电流相同的相位。逆变器输出电压为正时的流过逆变器的电流在开闭状态1的情况下如图6A所示，从逆变器的输入侧流过来的电流经过半导体开关元件16、电抗器20、电网23、电抗器21和半导体开关元件19而流动。因此流过电抗器20的电流在图中从电抗器20的左流到右。在逆变器3的输入端观察，为电流流入正侧输入端的方向。逆变器的输入电流从哪里流过来取决于转换器2的开闭状态。在该情况下，电流不流到平滑用电容器15。
另外，在输出电压为正时且逆变器的开闭状态2的情况下，如图6B所示，关于在逆变器3中流动的电流，电流通过半导体开关元件18、电抗器20、电网23、电抗器21和半导体开关元件17而流动。因此流过电抗器20的电流在图中从电抗器20的左流到右。从逆变器3的输入端观察，为电流从正侧输入端流出的方向。关于此时逆变器3的正侧输入端的电流，电流由于二极管14而无法流动，而流到平滑用电容器15。
另外，在逆变器以功率因数1输送电力时且逆变器输出电压为负时的流过逆变器的电流在开闭状态2的情况下，如图6D所示，从逆变器3的输入侧流过来的电流经过半导体开关元件17、电抗器21、电网23、电抗器20和半导体开关元件18而流动。为电流从电抗器21的左流向右的方向。在逆变器3的输入端观察，为电流流入逆变器正侧输入端的方向。逆变器的输入电流从哪里流过来取决于转换器的开闭状态。在该情况下，电流不流到平滑用电容器15。
另外，在输出电压为正时且逆变器的开闭状态1的情况下，如图6C所示，关于在逆变器3中流动的电流，电流通过半导体开关元件19、电抗器21、电网23、电抗器20和半导体开关元件16而流动。为电流从电抗器21的左流向右的方向。从逆变器的输入端观察，为电流从逆变器的正侧输入端流出的方向。关于此时逆变器的正侧输入端的电流，由于二极管14在电流不能流动的方向上连接，因此电流无法流过，此时的电流流到平滑用电容器15。
(c)流到平滑用电容器15的电流的总和
像这样，如图9C所示，将从转换器2输出的电流与从逆变器3流出的电流合成得到的电流成为流到平滑用电容器15的电流407。在电流407的波形中，在从转换器2输出的电流和从逆变器3的输入端输出的电流同时流到平滑用电容器15的情况下，电流纹波变大。与此相对，如果电流从转换器2的输出流出的定时与电流流入逆变器3的定时相同，则流到平滑用电容器15的电流成为其差分，因此电流纹波变小。
因此，在逆变器3的输出交流电压为正且功率因数1的情况下，如图9C内的期间P所示，电流从转换器2的输出侧流出的定时与电流流入逆变器3的输入侧的定时大幅错开，因此各个电流路径成为经过平滑用电容器15的流路，结果是平滑用电容器15的电流纹波的振幅变大。
与此相对，在逆变器3的输出电压为负且功率因数1的情况下，如图9C内的期间Q所示，电流从转换器2的输出侧流出的定时与电流流入逆变器3的输入侧的定时接近，因此各个电流路径不经过平滑用电容器15，从转换器2直接流到逆变器3的电流多，因此平滑用电容器15的电流纹波的振幅变小。
由于平滑用电容器15的电流纹波小，从而抑制了由于电流流动而产生的发热，寿命延长。另外，发热减少从而能够减少电容器电容，能够实现成本削减。然而如上述那样，逆变器3的输出电流以正和负流入平滑用电容器15，由此产生电流纹波的振幅变小的期间和变大的期间。图9中示出的是为了简化说明而在一个交流周期中三角波载波405为8次，但实际上三角波载波在一个交流周期中是更多的。例如在交流50Hz的频率而三角波载波为20kHz的情况下，在一个交流周期期间三角波载波产生400次。此时的一个交流周期的流入平滑用电容器15的电流如图10所示。由此也能够确认在半个交流周期中各个高频纹波电流的波形不同，能够确认期间P的电流振幅变大。
[减少平滑用电容器15中产生的高频纹波电流的结构]
在图11中示出上述的用于减少半个交流周期(期间P)的高频纹波电流的本实施方式的工作。图11中示出了转换器2的指令值501、转换器2的三角波载波502、从转换器2输出的电流503、逆变器指令值504、三角波载波505、从逆变器3的输入侧流出的电流506和平滑用电容器15的电流507。图11在如下方面也与图9相同：转换器2与逆变器3的三角波载波的频率及相位相同且同步。另外，关于转换器2的工作，因为与图10相同，所以省略此处的说明。
关于逆变器3，三角波载波505的频率相同，但是不同之处在于，在指令值504在期间P为正时和在期间Q为负时，三角波载波505的相位反转180度。在此使指令值504为正时的三角波载波505相对于转换器2的三角波载波502反转180度。在指令值504为负时，三角波载波505与三角波载波502的相位相同。通过像这样设置将三角波载波反转的期间，从而从逆变器3的输入端流出的电流的定时仅在逆变器的指令值为正的期间(期间P)偏移。据此，来自转换器2的电流流出定时与向逆变器3的电流流入定时容易重叠(换言之，由于从转换器2流出至平滑用电容器15的电流流出定时与从逆变器3流出至平滑用电容器15的电流流出定时错开)，能够减少流出/流入平滑用电容器15的电流纹波的量。
在例如交流50Hz的频率而三角波载波为20kHz的情况下，在一个交流周期期间三角波载波产生了400次。此时以本实施方式的方法工作的一个交流周期的流入平滑用电容器15的电流如图12所示。在图12中能够确认在半个交流周期的期间P和期间Q，各个高频纹波电流的波形变得相同，即使与图10相比，半周期的电流振幅也变小。
以上设想为逆变器3与转换器2的三角波载波的频率为相同的情况，但也可以为三角波载波的频率不同的情况。当三角波载波不同时，1个周期的时间不同，电流流动的时间也不同。例如，设为电流以某个频率在1个周期期间流动10微秒，当三角波载波变为两倍时被分为两次5微秒，平均电流相同。因此电流从转换器2流到逆变器3的期间被细分，流到平滑用电容器的期间暂时增加，使载波相位反转180度的效果下降。将逆变器3与转换器2的三角波载波设为常数倍进行仿真而比较电流有效值，则如图13所示能够确认：不论是逆变器3的频率高于转换器2的频率，还是转换器2的频率高于逆变器3的频率，平滑用电容器15的高频电流有效值都降低。
实施方式2.
接下来使用图14的电力变换装置对存在多个转换器的情况进行说明。与图1的电路结构相比，图14具有并联连接有两个升压斩波器的转换器5。与图1相同的部位为相同附图标记，在此省略说明。
在转换器5中包括：第1转换器，连接有电抗器12、半导体开关元件13和二极管14；以及第2转换器，连接有电抗器34、半导体开关元件36和二极管35。电抗器12的一端与电抗器34的一端连接，二极管35的阴极与二极管14的阴极连接，半导体开关元件36的负极与半导体开关元件13的负极连接。半导体开关元件36由驱动信号37驱动。
作为像这样在转换器5内并联连接有多个转换器的优点，可以举出由于能够分散电流，因此能够将构成第1及第2转换器的部件的额定电流抑制得小。然而，当使用实施方式1中说明的图2那样的控制来进行第1转换器的驱动信号29和第2转换器的驱动信号37时，虽然半导体开关元件13和半导体开关元件36被输入完全相同的驱动信号，但实际上由于部件的个体差异而产生信号定时的些许偏差，或者导通、断开时长的偏差。据此，由于电流偏向一个转换器，因此虽然在此未图示，但优选的是，例如追加检测电抗器12和电抗器34的电流的电流检测器来测定电流，进行控制以使该电流均衡，或者使得以电抗器12及电抗器34的电流在1个周期期间必须为零的不连续模式工作。
图15中示出了转换器5的指令值801、转换器5的三角波载波802、从转换器5输出的电流803、808、逆变器指令值804、三角波载波805、从逆变器3的输入侧流出的电流806和平滑用电容器15的电流807。图15在如下方面也与图9相同：转换器5与逆变器3的三角波载波的频率及相位相同且同步。
在多个并联连接的转换器的载波全都相同的情况下，从转换器5流出的电流为图15A。由于第1转换器与第2转换器并联连接，因此从二极管14流出的电流803与从二极管35流出的电流808的合计为从转换器5流出的电流。然而，由于载波相同，因此并联连接的各转换器的电流流出的定时相同，从转换器5输出的电流与图11的从转换器2输出的电流503相同。图15B与图11B同样，省略说明。如图15C所示，与图11C同样地能够减少流出/流入平滑用电容器15的电流纹波的量。
实施方式3.
另外，在存在多个转换器的情况下，还有按并联台数使载波等间隔地进行相移而工作的方法。例如如前所述，在如图14所示转换器5为2并联的情况下相移180度，若为3并联则相移120度。以该方法工作时的波形如图16A所示。在此示出了转换器5为2并联，第1和第2转换器的载波相移180度，进而与逆变器的载波相比为1/2倍的情况。根据并联连接的转换器的台数，多个载波以等间隔被进行相移，多个载波的频率为：
(第2载波的频率/转换器的台数)×常数倍。
图16中示出了转换器5的指令值901、909、转换器5的三角波载波902、910、从转换器5输出的电流903、908、逆变器指令值904、三角波载波905、从逆变器3的输入侧流出的电流906和平滑用电容器15的电流907。
如图16A所示，第1转换器与第2转换器的载波相移180度，由此即使各转换器的指令值大致相同，导通的定时也偏移180度。因此从转换器5输出的电流以转换器的载波的2倍频率产生。因此转换器的载波与逆变器的载波相比为1/2倍，从而从转换器5流出的电流与流入逆变器的电流的高频纹波电流的频率相同。据此，如图16B、图16C所示，能够通过使逆变器的载波反转来减少流入平滑用电容器15的高频纹波电流。
另外以上进行了功率因数为1的情况下的讨论，因此交流电压、交流电流、逆变器电流指令值及与载波进行比较的逆变器控制指令值为大致相同相位的交流波形。然而，在交流电压和交流电流的相位改变，功率因数变化了的情况下，逆变器3的电流指令值的相位有时也会偏移。在该情况下，需要判断依据哪个波形的正负来进行切换。对此，为了减少电流的流出/流入，根据逆变器3的电流指令值或逆变器3的输出电流的正负的切换来使载波的相位反转180度是最有效的。但即使依据交流电压或逆变器控制指令值的正负来进行切换，与不采取任何措施的情况相比也能够减少平滑用电容器15的高频纹波电流。
实施方式4.
在实施方式1至3中说明了使逆变器3的载波反转180度的方法，但也可以使转换器2的载波与逆变器3的交流波形的正负相配合地反转180度。图17中示出了转换器2的指令值1001、转换器2的三角波载波1002、从转换器2输出的电流1003、逆变器指令值1004、三角波载波1005、从逆变器3的输入侧流出的电流1006和平滑用电容器15的电流1007。
通过像这样进行控制，如图17C所示，能够以逆变器3与转换器2的电流流出/流入的关系减少流出/流入平滑用电容器15的高频纹波电流的方式进行工作。
使载波的相位反转180度是最有效的，但不一定必须反转180，即使为90度等相位的偏移少的情况下，也可以得到减少平滑用电容器15的高频纹波电流的效果。
能够像这样减少流入平滑用电容器15的高频纹波电流，从而能够抑制平滑用电容器15的发热，因此能够使之寿命变长。
另外，由于存在传感器的检测延迟等，因此有时无法严格按照正负的切换定时进行变更，但通过在正负的切换附近切换三角波载波的相位可以得到同样的效果。另外，通过在正负切换后在三角波载波到达波谷或波峰的定时切换相位，切换设定变得容易。
此外，在实施方式中，仅以非绝缘的斩波电路来对转换器2或5进行了说明，但即使是绝缘型的直流-直流变换器或交流-直流变换器，也能够根据逆变器输出的正负来对三角波载波改变相位，从而同样地减少平滑用电容器15的高频纹波电流。
本申请记载了各种例示性的实施方式及实施例，但1个或多个实施方式中记载的各种特征、形态及功能不限于特定的实施方式的应用，而能够单独或以各种组合来应用于实施方式。
因此在本申请说明书公开的技术的范围内，设想未例示的无数变形例。例如，包括将至少1个构成要素变形的情况、追加的情况或省略的情况，还包括将至少1个构成要素提取而与其它实施方式的构成要素组合的情况。

Claims (13)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：
第1变换器，通过电力变换输出直流电力；
第2变换器，将所述直流电力变换为交流电力；
电容器，在所述第1变换器与所述第2变换器之间使直流电压平滑；以及
控制部，进行所述第1变换器的PWM控制和所述第2变换器的双极调制PWM控制，
其中，用于所述第1变换器的所述PWM控制的第1载波的频率与用于所述第2变换器的所述双极调制PWM控制的第2载波的频率相互同步，
所述控制部在所述第2变换器的输出为正时和为负时移动所述第1载波及所述第2载波中的一方的载波的相位，以使从所述第1变换器及所述第2变换器流入所述电容器的电流的定时错开。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
移动所述一方的载波的相位，以使从所述第1变换器流入所述电容器的电流与从所述第2变换器流入所述电容器的电流不重叠。
3.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第2变换器的输出为输出电流。
4.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第2变换器的输出为输出电压。
5.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
基于所述双极调制PWM控制的控制指令值，在所述第2变换器的输出为正时和为负时移动所述一方的载波的相位。
6.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
基于所述双极调制PWM控制的电流指令值，在所述第2变换器的输出为正时和为负时移动所述一方的载波的相位。
7.根据权利要求1或2所述的电力变换装置，其特征在于，
基于所述双极调制PWM控制的电压指令值，在所述第2变换器的输出为正时和为负时移动所述一方的载波的相位。
8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部在所述第2变换器的输出为正时和为负时使所述一方的载波的相位反转180度。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部移动所述第2载波的相位。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于，
所述第1载波的频率与所述第2载波的频率为常数倍的关系。
11.根据权利要求9或10所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述第1变换器中，并联连接有多个变换器，用于驱动所述多个变换器的多个载波全都相同。
12.根据权利要求9或10所述的电力变换装置，其特征在于，
在所述第1变换器中，并联连接有多个变换器，用于驱动所述多个变换器的多个载波以等间隔被进行相移，所述多个载波的频率为：
(第2载波的频率/变换器数量)×常数倍。
13.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
所述控制部移动所述第1载波的相位。
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