CN102761288A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

一种电力变换装置，其具备将交流电源电压变换为直流电压并且将变换后的直流电压变换为交流电压的多个电力变换器，将该多个电力变换器的交流输出进行组合从而输出多级的交流电压，其中，所述电力变换装置具备PWM调制器，该PWM调制器比较三角波的载波信号和正弦波的相电压指令，从而对将所述直流电压变换为交流电压的电力变换器进行PWM控制，输入到所述PWM调制器的三角波的载波信号的频率与所述相电压指令的频率之比，包括3的奇数倍、3的偶数倍、除了3的奇数倍以及偶数倍的整数倍。据此，在具有同步PWM控制的多级电力变换装置或者串联多重型电力变换装置中，通过增加三角波载波的频率(fc)的设定自由度，来提高控制系统的稳定性。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及电力变换装置，尤其涉及基于相电压指令值对直流电压进行脉冲宽度调制控制从而变换为任意频率的交流电压的电力变换装置。

背景技术

在使用了电力变换装置的交流电动机驱动中，通过利用所述电力变换装置内部的二极管对商用电源提供的交流电源进行整流，利用平滑电容器进行平滑处理，从而变换为直流电压。之后，通过逆变器变换为任意的交流电压，输出给电动机进行可变速控制。

具体而言，通过按照基于相电压指令值与三角波载波的大小比较的PWM控制，对逆变器进行开关，从而将正弦波状的相电压指令值的大小变换为输出脉冲，对交流电动机施加电压。在该PWM控制中，大致区分为非同步PWM控制和同步PWM控制。

非同步PWM控制，是不依赖于相电压指令值的频率ft的值，而总是使三角波载波的频率fc为恒定的方式，被用于通用逆变器、轧钢机驱动逆变器等。

同步PWM控制，是总是使三角波载波的频率fc为相电压指令值的频率ft的K倍(K：整数)的方式，被用于电动车辆、无功功率补偿装置等。在该情况下，按照相电压指令值的频率ft的变化，使三角波载波的频率fc以及它们的比率(fc/ft：整数比、以后称为脉冲数)发生变化。

在非同步PWM控制中，在三角波载波的周期内将相电压指令值视为大致恒定，为了减小相电压指令值和输出脉冲的误差，需要使三角波载波的频率fc相对于相电压指令值的频率ft足够大(fc/ft：10以上)。在该三角波载波的频率fc与相电压指令值的频率ft的比率较小的情况下，在三角波载波的周期内，相电压指令值较大地发生变化。因此，相电压指令值和输出脉冲的误差变大，发生拍频(beat)现象等的问题，在交流电动机驱动时产生较大的转矩脉动。

因此，在专利文献1中记载了抑制三角波载波的频率fc与相电压指令值的频率ft的比率较小时发生的拍频现象的PWM控制方式。在专利文献1中记载了如下控制方式：对用于决定输出脉冲的宽度的三角波载波的半周期间中的相电压指令值的平均值进行估计，并且按照估计结果来产生输出脉冲。

专利文献1：JP特开平8-251930号公报

但是，在施加给交流电动机的电压中，由于PWM控制而发生以下的式(1)所示的边带(side band)波成分fb。

fb＝m·f_c+n·f_t    (1)

m、n：整数

在非同步PWM控制中，因为三角波载波的频率fc恒定，所以边带波成分fb根据相电压指令值的基波频率ft而变化。此外，边带波成分fb也发生在相电压指令值的基波频率ft附近，成为数Hz～数十Hz的低阶成分的电动机输出转矩波纹成分。一旦该电动机输出转矩波纹成分与数十Hz的较低的机械系统固有振动频率一致，则发生机械性振动。故在所述专利文献1中不能充分抑制该现象。

在同步PWM控制中，因为总是使三角波载波的频率fc为相电压指令值的基波频率ft的K倍(K：整数)，所以可以将式(1)所示的边带波成分fb设为相电压指令值的基波频率ft的整数倍。因此，能够防止发生相电压指令值的基波频率ft以下的电动机输出转矩波纹成分。如此通过使用同步PWM控制，因为不发生与数十Hz的机械系统固有振动频率一致的低阶的电动机输出转矩波纹成分，所以能够防止上述机械性振动。

但是，因为施加给交流电动机的电压为U、V、W相的三相，所以为了满足使全部三相中的三角波载波和相电压指令值的相位一致这一条件、以及在各相的相电压指令值的基波频率的一周期间中保持施加给交流电动机的输出电压的对称性这一条件，以往，使三角波载波的频率fc为相电压指令值的频率ft的L倍(L：3的奇数倍)。因此，在依靠相电压指令值的基波频率ft的变化来切换三角波载波的频率ft的同步PWM控制中，存在伴随脉冲数的切换而发生脉动(切换冲击)等的问题。尤其，在脉冲数较小的情况(例如9脉冲至3脉冲)下，除了产生所述切换冲击的问题，还产生如下问题：由于与切换后的三角波载波频率fc的急剧变化相伴随的控制周期的急剧变化，控制系统变得不安定。

如多级电力变换装置等的大容量的电力变换装置那样，在不能提高三角波载波的频率fc的情况下，这些问题变得更加显著。

此外，在所述平滑电容器与所述逆变器之间，通过将二者进行电连接，而存在电感L。即，在平滑电容器与逆变器间形成LC电路，形成如以下的式(2)所示的LC共振频率f_LC。

f_LC＝1/(2·π·(LC)^(-1/2))    (2)

L：电感[H]

C：电容器电容[F]

如上所述，在同步PWM控制中，在脉冲数的切换时，三角波载波的频率fc急剧地发生变化。之后，伴随相电压指令值的基波频率ft的变化，三角波载波的频率fc也变化，但是在该过程中，存在载波频率将通过式(2)所示的共振频率f_LC的附近这样的情况。此时，若交流电动机的速度指令为加速、或者减速运转，则三角波载波的频率fc将通过共振频率f_LC所以不会成为问题，但是在三角波载波的频率fc与共振频率f_LC一致的情况下，并且所述速度指令为恒速运转时，在直流电压中将发生脉动。其结果，产生所述平滑电容器的损坏、电动机电流中发生波纹等的问题。

发明内容

本发明鉴于这些问题而作，其目的是在具有同步PWM控制的多级电力变换装置或者串联多重型电力变换装置中，通过增加三角波载波的频率fc的设定自由度来提高控制系统的稳定性。

本发明为了解决上述课题，采用了如下手段。

本发明的电力变换装置，其具备将交流电源电压变换为直流电压并且将变换后的直流电压变换为交流电压的多个电力变换器，将该多个电力变换器的交流输出进行组合从而输出多级的交流电压，其中，所述电力变换装置具备PWM调制器，该PWM调制器比较三角波的载波信号和正弦波的相电压指令，对将所述直流电压变换为交流电压的电力变换器进行PWM控制，输入到所述PWM调制器的三角波的载波信号的频率与所述相电压指令的频率之比，包括3的奇数倍、3的偶数倍、除了3的奇数倍以及偶数倍的整数倍。

发明效果

本发明，因为具备以上的结构，所以能够增加三角波载波的频率fc的设定自由度、能够提高控制系统的稳定性。此外，能够降低由脉冲数的切换引起的脉动(切换冲击)，提高控制系统的稳定性。

附图说明

图1是说明实施方式1所涉及的电力变换装置的构成的图。

图2是说明实施方式1所涉及的控制器的构成的图。

图3是说明实施方式1所涉及的选通脉冲信号发生器的构成的图。

图4是说明实施方式1所涉及的开关元件的构成的图。

图5是说明实施方式1所涉及的开关元件的动作的图。

图6是说明实施方式1所涉及的开关元件的动作的图。

图7是说明实施方式1所涉及的三角波比较的概况的图。

图8是说明实施方式1所涉及的串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的三角波比较的概况的图。

图9是说明实施方式1所涉及的串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的三角波比较的概况的图。

图10是针对实施方式1所涉及的相电压指令值的基波频率和载波频率的设定，与现有方式进行比较说明的图。

图11是针对实施方式1所涉及的相电压指令值的基波频率和载波频率的设定，使用了现有方式时的仿真结果。

图12是针对实施方式1所涉及的相电压指令值的基波频率和载波频率的设定，应用了本发明时的仿真结果。

图13是说明实施方式1的效果的图。

图14是针对实施方式2所涉及的相电压指令值的基波频率和载波频率的设定进行说明的图。

图15是说明实施方式2所涉及的串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置的、现有方式下的三角波比较的概况的图。

图16是说明实施方式2所涉及的串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的三角波比较的概况的图。

图17是说明实施方式3所涉及的三角波比较的概况的图。

图18是说明实施方式4所涉及的3级电力变换装置的构成的图。

图19是说明实施方式4所涉及的3级电力变换装置的现有方式下的三角波比较的概况的图。

图20是说明实施方式4所涉及的3级电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图21是说明实施方式5所涉及的3级电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图22是说明实施方式6所涉及的5级电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图23是说明实施方式6所涉及的5级电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图24是说明实施方式7所涉及的5级电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图25是说明实施方式8所涉及的串联多重型电力变换装置的构成的图。

图26是说明实施方式8所涉及的串联多重型电力变换装置内的单相2级电力变换器单体的开关元件的动作的图。

图27是说明实施方式8所涉及的串联多重型电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图28是说明实施方式10所涉及的串联多重型电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图29是说明实施方式11所涉及的串联多重型电力变换装置的三角波比较的概况的图。

图30是说明实施方式12所涉及的控制装置的构成的图。

具体实施方式

(实施方式1)

图1示出本发明的第一实施方式。在图1中，对三相交流电源101提供的交流电压，用变压器102进行变压，用二极管部103U、103V、103W进行整流，用平滑电容器104U、104V、104W进行平滑化，得到直流电压。

通过将单相3级电力变换器201A、201B串联连接得到的5级电力变换器105U、将单相3级电力变换器202A、202B串联连接得到的5级电力变换器105V、将单相3级电力变换器203A、203B串联连接得到的5级电力变换器105W，将所述直流电压变换为任意的频率、相位的交流，提供给交流电动机106，对该交流电动机进行可变速控制。

输出电流检测器107检测所述交流电动机106中的U相、V相、以及W相的输出电流，通过输出电流检测值坐标变换108，计算d轴电流检测值I_d ^FB、q轴电流检测值I_q ^FB。在输出电压检测器109中，检测所述交流电动机106中的U相、V相、以及W相的输出电压，通过输出电压检测值坐标变换110，计算输出电压检测值V_α ^FB、以及、V_β ^FB。控制装置112使用所述d轴电流检测值I_d ^FB、q轴电流检测值I_q ^FB、以及所述输出电压检测值V_α ^FB、V_β ^FB、以及由速度指令生成部111生成的速度指令值ω_r ^*的值，计算提供给所述单相3级电力变换器201A、201B、202A、202B、203A、203B的选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}、G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}。

图2是具体示出图1内的控制装置112的构成的图。利用所述速度指令值ω_r ^*，在乘法器113中乘以Pole/2(Pole：极数)，计算一次角频率ω₁。在速度控制器114中，根据由所述乘法器113生成的一次角频率ω₁、以及、由估计运算器116使用所述输出电压检测值V_α ^FB、以及、V_β ^FB而估计出的速度估计值(^ω^FB)(应该将“^”写在“ω”之上，但是为了方便写成为^ω)，计算d轴电流指令值I_d ^*、以及、q轴电流指令值I_q ^*。

在电流控制器115中，根据所述d轴电流指令值I_d ^*、以及、所述q轴电流指令值I_q ^*、以及、所述d轴电流检测值I_d ^FB、所述q轴电流检测值I_q ^FB，计算d轴电压指令值V_d ^*、以及、q轴电压指令值V_q ^*。使用所述d轴电压指令值V_d ^*、以及、所述q轴电压指令值V_q ^*、和由所述估计运算器116估计出的相位^θ(应该将“^”写在“θ”之上，但是为了方便写成为^θ)，通过电压指令值坐标变换117计算U相、V相、以及、W相的电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*。

在选通脉冲信号发生器118中，通过对所述U相、V相、以及、W相的相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*、与使用所述速度估计值^ω^FB由三角波载波发生器119生成的具有不同偏移量值的同一波形的正侧三角波载波C_u、以及负侧三角波载波C_d进行的比较，产生所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}、G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}，对所述单相3级电力变换器201A、201B、202A、202B、203A、203B的开关元件进行接通断开控制。

图3是具体地示出图2内的所述选通脉冲信号发生器118的构成的图。通过比较器120UA、120UB，对所述U相的相电压指令值V_U ^*和在该值上乘以-1颠倒了正负的相电压指令值(-V_U ^*)(应该将“-”写在“V”之上，但是为了方便写成为-V)、所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的载波波形进行大小比较，产生进行了PWM调制的所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}。同样地，在比较器120VA、120VB、120WA、120WB中，对所述V相、W相的相电压指令值V_V ^*、V_W ^*和在其值上乘以-1颠倒了正负的相电压指令值-V_V ^*、-V_W ^*、与所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的载波波形进行大小比较，产生进行了PWM调制的所述选通脉冲信号G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}。

另外，所述控制装置112内的上述控制运算的周期t₁，基于所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的频率fc，如以下的式(3)那样来决定。

t₁＝1/(4·f_c)    (3)

因此，在根据所述相电压指令值的基波频率ft而所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的频率fc发生变动的同步PWM控制中，所述控制装置112内的控制周期t₁变动。

接下来，以U相为代表例，来示出选通脉冲信号的产生方法。

图4是表示串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U内的单相3级电力变换器201A、201B的各开关元件S₁、S₂、S₃、S₄、S′₁、S′₂、S′₃、S′₄的构成的图，图5是表示所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}、G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}中的U相的情况下的选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}的图。

对所述各开关元件S₁、S₂、S₃、S₄、S′₁、S′₂、S′₃、S′₄的接通断开进行控制的各信号，通过对所述U相的相电压指令值V_U ^*、以及相电压指令值-V_U ^*与所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的载波波形的大小比较，输出如图5那样的选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}。

图6是示出基于所述选通脉冲信号G_{U_A}，所述单相3级电力变换器201A输出的电压的关系的图。另外，对于基于所述选通脉冲信号G_{U_B}，所述单相3级电力变换器201B输出的电压的关系，也同样。根据所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}的接通断开信号，使所述单相3级电力变换器201A的所述开关元件S₁、S₂、S₃、S₄、以及所述单相3级电力变换器201B的所述开关元件S′₁、S′₂、S′₃、S′₄进行开关动作。

在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为+Vdc、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为-Vdc的情况下，所述5级电力变换器105U的输出电压成为+2Vdc。在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为+Vdc、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为0的情况下，或者在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为0、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为-Vdc的情况下，所述5级电力变换器105U的输出电压成为+Vdc。在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为0、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为0的情况下，所述5级电力变换器105U的输出电压成为0。在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为-Vdc、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为0的情况下，或者在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为0、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为+Vdc的情况下，所述5级电力变换器105U的输出电压成为-Vdc。在所述单相3级电力变换器201A的输出电压为-Vdc、并且所述单相3级电力变换器201B的输出电压为+Vdc的情况下，所述5级电力变换器105U的输出电压成为-2Vdc。

图7是表示所述选通脉冲信号发生器118中的、所述相电压指令值V_U ^*、-V_U ^*与所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的载波波形的三角波比较、以及输出电压波形的概念的图。根据所述相电压指令值和三角波载波的载波波形的比较结果，产生所述选通脉冲信号G_{U_A}、以及G_{U_B}。根据图6所示的所述各开关元件S₁、S₂、S₃、S₄、S′₁、S′₂、S′₃、S′₄的接通断开和输出电压的关系，所述2个单相3级电力变换器201A、201B输出输出电压V_UA、V_UB，通过串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U，向所述交流电动机106施加输出电压V_U。针对V相、W相，也用同样的方法输出输出电压V_V、V_W。

在本实施方式中，在同步PWM控制中，通过利用由该输出电压的多重化而得到的对称性，从而也可以将脉冲数设定为3的偶数倍。

图8示出同步PWM控制中的、脉冲数为3的偶数倍时，串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U的三角波比较的概况。

所述正侧三角波载波C_u、或者所述负侧三角波载波C_d的波谷或波峰存在于U相、V相、W相的各相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*的相位变为0°的零点(作为相电压指令的半周期的轴401)附近。此外，所述正侧三角波载波C_u、以及所述负侧三角波载波C_d的相位一致。在该情况下，所述单相3级电力变换器201A的T_UAI期间和T_UAII期间中的输出电压V_UA，相对于所述轴401为非对称。同样，对于所述单相3级电力变换器201B的T_UAI期间和T_UAII期间中的输出电压V_UB，相对于所述轴401也为非对称。但是，T_UAI期间的输出电压V_UA和T_UBII期间的输出电压V_UB相对于所述轴401对称。而且，T_UAII期间的输出电压V_UA和T_UBI期间的输出电压V_UB也相对于所述轴401对称。

串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U的输出电压V_U，成为将处于这种关系的输出电压V_UA、V_UB相加得到的值，所以相对于所述轴401对称。

图8是脉冲数为6时的概况图，因为所述相电压指令值的一周期间所包含的三角波载波为任意，所以这对于所有3的偶数倍的情况都成立。

另一方面，在脉冲数为3的奇数倍的情况下，如图9所示，所述单相3级电力变换器201A的T_UAI期间和T_UAII期间中的输出电压V_UA，相对于成为所述相电压指令值的半周期间的轴401，为非对称。同样，所述单相3级电力变换器201B的T_UAI期间和T_UAII期间中的输出电压V_UB，也相对于所述轴401非对称。但是，T_UAI期间的输出电压V_UA和T_UBII期间的输出电压V_UB相对于所述轴401对称。而且，T_UAII期间的输出电压V_UA和T_UBI期间的输出电压V_UB也相对于所述轴401对称。串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U的输出电压V_U是将处于这种关系的输出电压V_UA、V_UB相加得到的值，所以相对于所述轴401对称。

图9是脉冲数为9时的概况图，由于所述相电压指令值的一周期间中所包含的三角波载波为任意，所以这对于所有3的奇数倍的情况都成立。

据此，在串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的同步PWM控制方式中，除了可以将脉冲数设定为以往的3的奇数倍，也可以将其设定为3的偶数倍。通过采用本发明的方式，能够如图10那样设定载波频率。与现有方式相比，能够抑制由脉冲数切换引起的载波频率的变化。

为了示出本发明的效果，在图11、图12中示出针对加速运转时的交流电动机的电动机输出转矩的变动进行了仿真的结果。与现有方式的脉冲数为3的奇数倍的情况(图11)相比，通过采用本发明(图12)，能够抑制载波频率的急剧下降，能够抑制电动机输出转矩的脉动。尤其在脉冲数较小的情况下的切换时，该效果较大。

此外，通过增大脉冲数，在特定的频带，能够以比以往大的载波频率来驱动交流电动机，能够期待动作的稳定性提高。

此外，图1所示的所述平滑电容器104U与串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U、以及所述平滑电容器104V与串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105V、以及所述平滑电容器104W与串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105W之间，通过将二者电连接，存在电感L。因此，形成LC电路，产生式(2)所示的LC共振频率f_LC但是，通过采用本发明，因为所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的频率fc的变化变小，所以与所述LC共振频率f_LC一致的情况变少。图13中示出其一例。在脉冲数为现有方式的3的奇数倍的情况下，切换为3脉冲驱动时，所述LC共振频率f_LC和所述载波频率fc一致。

但是，如本发明那样，在对脉冲数加上3的偶数倍时，如图13所示，能够从9脉冲驱动切换为6脉冲驱动，所以所述载波频率fc不会与所述LC共振频率f_LC一致。因此，能够抑制LC共振的发生，具有抑制平滑电容器的直流电压的脉动，提高装置的安全性、以及控制系统的稳定性的效果。

(实施方式2)

接下来，对于本发明的第2实施方式，针对与实施方式1不同的地方进行说明。在实施方式1中，将脉冲数设定为3的倍数，但是如图14所示，能够采用加上了3的倍数以外的整数的全部整数脉冲。

如本实施方式那样地设定脉冲数时，在脉冲数为3的倍数以外的情况下，V相、W相的相电压指令值V_V ^*、V_W ^*与所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的载波波形的比较如图15所示，T_VI期间和T_VII期间中的输出电压V_V、以及、T_WI期间和T_WII期间中的输出电压V_W相对于所述轴401非对称。因此，如图16所示，通过使所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的相位移动+120°、或者-120°，重新个别地作成V相、W相用的三角波载波，通过比较相电压指令值V_V ^*、V_W ^*和载波波形，可以使输出电压V_V、V_W对称。

在本实施方式中，与实施方式1相比，虽然载波频率的运算变复杂，需要增设处理装置等，但是能够更好地抑制载波频率的急剧变化，能够进一步抑制电动机输出转矩的脉动。

此外，因为能够大幅地增大可利用的脉冲数，所以在交流电动机驱动时的稳定性提高方面，有更好的效果。

此外，与LC共振频率一致的情况变得更少，进一步抑制平滑电容器的脉动，在提高装置的安全性方面，有更好的效果。

(实施方式3)

接下来，对于本发明的第3实施方式，针对与实施方式1、实施方式2不同的地方进行说明。在实施方式1中，对于所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}，设定两个具有不同偏移量值的同一波形的所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d，通过与所述相电压指令值V_U ^*、-V_U ^*进行比较来输出，但是也可以如图17所示，设定一个三角波载波，作成具有不同偏移量值的所述相电压指令值，与载波波形进行比较，输出所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}。此时，偏移量值为所述三角波载波的波峰与波谷的距离，在图17的情况下设为1。通过将所述相电压指令值V_U ^*、-V_U ^*如图17所示向上方移动，所述三角波载波的波峰与波谷的距离即1，从而重新作成相电压指令值V_U ^**、V_U ^**，基于与三角波载波的大小比较，输出所述选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}。

另外，本实施方式的方式，在脉冲数为3的偶数倍、以及、3的倍数以外的整数的情况下也一样。因此，在本实施方式中，能够获得与实施方式1、实施方式2同样的效果。

(实施方式4)

接下来，对于本发明的第4实施方式，针对与实施方式1不同的地方进行说明。在实施方式1中，设为串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的同步PWM控制的脉冲数为3的偶数倍的情况，但是也可以是将直流电压分压为任意数目的多级电力变换装置中的同步PWM控制的脉冲数为3的偶数倍的情况。在本实施方式中，列举图18所示的3级电力变换装置为例来进行说明。

对于3级电力变换装置的开关元件的接通断开控制，与实施方式1中所示的所述单相3级电力变换器的情况相同。由此，如图19所示，在脉冲数为3的偶数倍的情况下，输出电压V_U变为非对称。因此，如图20所示，通过使所述负侧三角波载波C_d的相位相对于所述正侧三角波载波C_u移动180°，可以使输出电压V_U、V_V、V_W对称。

在实施方式1中，示出了串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的同步PWM控制的脉冲数为3的偶数倍时的效果，但是如本实施方式这样，在3级电力变换装置这样的多级电力变换装置中的同步PWM控制的脉冲数为3的偶数倍的情况下，也能够获得与实施方式1同样的效果。

(实施方式5)

接下来，对于本发明的第5实施方式，针对与实施方式4的不同点进行说明。在实施方式4中，将脉冲数设定为了3的倍数，但是也可以是加上了3的倍数以外的整数的全部整数脉冲。在使脉冲数为3的倍数以外的整数的情况下，与实施方式2的情况同样地，如图21所示，通过使所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的相位移动+120°、或者-120°，重新个别地作成V相、W相的三角波载波，通过比较相电压指令值V_V ^*、V_W ^*和载波波形，可以使输出电压V_V、V_W对称。

在本实施方式中，与实施方式4相比，虽然载波频率的运算变得复杂，需要增设处理装置等，但是能够更好地抑制载波频率的急剧变化，能够进一步抑制电动机输出转矩的脉动。

此外，因为可利用的脉冲数大幅地增大(例如可以将载波的频率设定为相电压指令的频率的3、4、5......倍、或者3、5、7......倍)，所以在提高交流电动机驱动时的稳定性方面，具有更好的效果。

此外，与LC共振频率一致的情况变得更少，进一步抑制平滑电容器的脉动，在提高装置的安全性方面，具有更好的效果。

(实施方式6)

接下来，对于本发明的第6实施方式，针对与实施方式4、实施方式5不同的地方，以将直流电压分压为4个的5级电力变换装置为例进行说明。在实施方式5中，对于所述三角波载波的载波波形与所述相电压指令值的比较，将电压指令值设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的三角波载波，将该载波波形与所述相电压指令值进行比较，由此输出选通脉冲信号。在5级电力变换装置中也同样地，如图22所示，将相电压指令值V_U ^*设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的三角波载波C_U1、C_U2、C_D1、C_D2，将该载波波形与所述相电压指令值进行比较，由此输出选通脉冲信号。

在该比较中，如图23所示，设定一个三角波载波C₁，作成按各相具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值V_UI ^*、V_UII ^*、V_UIII ^*，与载波波形进行比较，由此输出选通脉冲信号。此时，偏移量值采用所述三角波载波的波峰与波谷的距离，在图23的情况下为0.5。如图23所示，通过将所述相电压指令值V_U ^*向上方或下方移动成为所述三角波载波的波峰与波谷的距离的0.5，从而作成调整后的相电压指令值V_UI ^*、V_UII ^*、V_UIII ^*，与三角波载波的载波波形进行比较。

在图23所示那样的比较方式的情况下，首先，在调整后的相电压指令值V_UI ^*与所述三角波载波C₁的载波波形的比较中，成为与图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_U1的载波波形的比较等同，成为与图22内的区间3以及区间9、与图23内的区间15以及区间21的比较部等同。

在调整后的相电压指令值V_UII ^*与所述三角波载波C₁的载波波形的比较中，成为与图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_D1的载波波形的比较等同，成为与图22内的区间1、区间5、区间7以及区间11、与图23内的区间13、区间17、区间19以及区间23的比较部等同。

在调整后的相电压指令值V_UIII ^*与所述三角波载波C₁的载波波形的比较中，成为与图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_D2的载波波形的比较等同，成为与图22内的区间6以及区间12、与图23内的区间18以及区间24的比较部等同。

相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C₁的载波波形的比较，成为图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_U2的载波波形的比较本身，成为与图22内的区间2、区间4、区间8以及区间10、与图23内的区间14、区间16、区间20以及区间22的比较部等同。

此外，在本实施方式中，将设定为一个的三角波载波的载波波形的大小的范围设为0～0.5，但是也可以使该范围为-1～-0.5、或者-0.5～0、或者0.5～1。

另外，本实施方式的方式，在脉冲数为3的偶数倍、以及3的倍数以外的整数的情况下也同样。

在实施方式5中，通过将相电压指令值设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的三角波载波，比较该载波波形与所述相电压指令值，从而输出选通脉冲信号的构成，示出了本发明的效果，但是如本实施方式那样，在将三角波载波设定为一个，作成多个按各相具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值，与载波波形进行比较，从而输出选通脉冲信号的构成中，也可以获得与实施方式4、实施方式5同样的效果。

(实施方式7)

接下来，对于本发明的第7实施方式，说明与实施方式6的不同点。在实施方式6中，将三角波载波设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值，与载波波形进行比较，由此输出选通脉冲信号，但是在本实施方式中，如图24中作为示例所示的那样，作成具有不同偏移量值的同一波形的三角波载波C_U1 ^*、C_D1 ^*、以及调整了相电压指令值V_U ^*的相电压指令值V_UI ^**、V_UIV ^**。即，分别作成具有不同偏移量值的同一波形的多个三角波载波、以及按各相具有不同偏移量值的同一波形的多个相电压指令值，进行比较，由此能够输出选通脉冲信号。

在图24所示的比较方式的情况下，首先，在比较调整后的相电压指令值V_UI ^**与所述三角波载波C_U1 ^*的载波波形时，成为与图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_U1的载波波形的比较等同，成为与图22内的区间3以及区间9、和图23内的区间27以及区间33的比较部等同。

在比较调整后的相电压指令值V_UII ^**与所述三角波载波C_D1 ^*的载波波形时，成为与图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_D2的载波波形的比较等同，成为与图22内的区间6以及区间12、和图23内的区间30以及区间36的比较部等同。

相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_U1 ^*的载波波形的比较，成为图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_U1的载波波形的比较本身，成为与图22内的区间2、区间4、区间8以及区间10、和图24内的区间26、区间28、区间32以及区间34的比较部等同。

相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_D1 ^*的载波波形的比较，成为图22内的所述相电压指令值V_U ^*与所述三角波载波C_D1的载波波形的比较本身，成为与图22内的区间1、区间5、区间7以及区间11、和图24内的区间25、区间29、区间31以及区间35的比较部等同。

此外，在本实施方式中，将设定为一个的三角波载波的载波波形的大小的范围设为-0.5～0、以及、0～0.5，但是也可以将该范围设为-1～-0.5、或者0.5～1。

另外，本实施方式的方式，在脉冲数为3的偶数倍、以及3的倍数以外的整数的情况下也同样。

在实施方式6中，通过将三角波载波设定为一个，作成多个按各相具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值，与载波波形进行比较，由此输出选通脉冲信号的构成，示出了本发明的效果，但是如本实施方式这样，在分别作成具有不同偏移量值的同一波形的多个三角波载波、以及按各相具有不同偏移量值的同一波形的多个相电压指令值，并进行比较，从而在输出选通脉冲信号的方式中，也能够获得与实施方式6同样的效果。

(实施方式8)

接下来，对于本发明的第8实施方式，对与实施方式1的不同点进行说明。图25是将实施方式1所示的本发明应用于串联多重型电力变换装置中的同步PWM控制的例子。在本实施方式中，要驱动的N相交流电动机，设为N＝3、由U相、V相、W相构成的3相交流电动机。121、122、123分别是U相、V相、W相的多重型电力变换装置。124～126是所述U相多重型电力变换装置内的一部分，连接多个同样的单相2级电力变换装置。

127～128是所述V相多重型电力变换装置内的单相2级电力变换装置，129～130是所述W相多重型电力变换装置内的单相2级电力变换装置，与所述U相多重型电力变换装置内的单相2级电力变换装置124～126的连接结构同样地，连接多个单相2级电力变换装置。

对于所述单相2级电力变换装置124～130的每一个，从控制装置112输出被PWM调制后的选通脉冲信号G_U、G_V、G_W，控制所述单相2级电力变换装置各自的开关元件S₁、S₂、S₃、S₄的接通断开。

图26是针对基于所述选通脉冲信号G_U、G_V、G_W的所述开关元件S₁、S₂、S₃、S₄的接通断开，列举以所述U相多重型电力变换装置内的单相2级电力变换装置124的情况为例而表示的图。

图27示出用于计算所述U相多重型电力变换装置内的单相2级电力变换装置124～126的所述开关元件S₁、S₂、S₃、S₄的接通断开信号的相电压指令值、与具有不同偏移量值的同一波形的多个三角波载波C_{1_U}、C_{2_U}、C_{3_U}、C_{4_U}、C_{1_D}、C_{2_D}、C_{3_D}、C_{4_D}、的载波波形的比较的概念。在该比较中，通过所述相电压指令值V_U ^*与所述多个三角波载波的大小比较，输出所述单相2级电力变换装置各自的选通脉冲信号。基于该比较结果，输出所述单相2级电力变换装置各自的电压。将该多个输出电压相加所得到的电压施加给所述3相交流电动机。

如此在实施方式1中，通过串联连接了单相3级电力变换器的5级电力变换装置中的同步PWM控制的脉冲数为3的偶数倍的情况，示出了本发明的效果，但是如本实施方式那样，在串联多重型电力变换装置中的同步PWM控制的脉冲数为3的偶数倍的情况下，也能够获得与实施方式1同样的效果。

(实施方式9)

接下来，对于本发明的第9实施方式，对与实施方式8的不同点进行说明。在实施方式8中，将脉冲数设定为3的倍数，但是也可以是包括3的倍数以外的整数的全部整数脉冲。在使脉冲数为3的倍数以外的整数时，与实施方式2、实施方式5的情况同样地，通过使所述三角波载波的相位移动+120°、或者-120°，重新个别地作成V相、W相的三角波载波，通过比较相电压指令值V_V ^*、V_W ^*和载波波形，可以使输出电压V_V、V_W对称。

在本实施方式中，与实施方式8相比，虽然载波频率的运算变得复杂，需要处理装置的增设等，但是能够更好地抑制载波频率的急剧变化，能够进一步抑制电动机输出转矩的脉动。

此外，因为可利用的脉冲数大幅地增大，所以在提高交流电动机驱动时的稳定性方面，具有更好的效果。

此外，与LC共振频率一致的情况变少，进一步抑制平滑电容器的脉动，在提高装置的安全性方面，具有更好的效果。

(实施方式10)

接下来，对于本发明的第10实施方式，说明与实施方式8、实施方式9的不同点。在实施方式8、实施方式9中，对于所述三角波载波的载波波形与所述相电压指令值的比较，通过将相电压指令值设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的三角波载波，比较该载波波形和所述相电压指令值，从而输出选通脉冲信号，但是如图28所示，也可以将三角波载波C₁ ^*设定为一个，将按各相具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值作成多个为V_UI ^*、V_UII ^*、V_UIII ^*、V_UIV ^*，并与载波波形进行比较，由此输出选通脉冲信号。

此时，偏移量值设为所述三角波载波C₁ ^*的波峰与波谷的距离，在图28的情况下为0.25。如图28所示，通过将所述相电压指令值V_U ^*向上方或下方移动所述三角波载波的波峰与波谷的距离即0.25，作成多个调整后的相电压指令值V_UI ^*、V_UII ^*、V_UIII ^*、V_UIV ^*，并与三角波载波的载波波形进行比较。

在图28所示的比较方式的情况下，首先，在比较调整后的相电压指令值V_UI ^*和所述三角波载波C₁ ^*的载波波形中，成为与图27内的所述相电压指令值V_U ^*和所述三角波载波C_{1_D}的载波波形的比较等同，成为图27内的区间38、区间46、以及区间52、和图28内的区间56、区间64、以及区间70的比较部等同。

在比较调整后的相电压指令值V_UII ^*和所述三角波载波C₁ ^*的载波波形中，成为与图27内的所述相电压指令值V_U ^*和所述三角波载波C_{2_U}、以及所述三角波载波C_{2_D}的载波波形的比较等同，成为与图27内的区间37、区间40、区间44、区间47、区间51、以及区间54、和图28内的区间55、区间58、区间62、区间65、区间69、以及区间72的比较部等同。

在比较调整后的相电压指令值V_UIII ^*和所述三角波载波C₁的载波波形中，成为与图27内的所述相电压指令值V_U ^*和所述三角波载波C_{3_U}、以及所述三角波载波C_{3_D}的载波波形的比较等同，成为与图27内的区间41、区间43、区间48、以及区间50、和图28内的区间59、区间61、区间66、以及区间68的比较部等同。

在比较调整后的相电压指令值V_UIV ^*和所述三角波载波C₁的载波波形中，成为与图27内的所述相电压指令值V_U ^*和所述三角波载波C_{4_U}、以及所述三角波载波C_{4_D}的载波波形的比较等同，成为与图27内的区间42、以及区间49、和图28内的区间60、以及区间67的比较部等同。

相电压指令值V_U ^*和所述三角波载波C₁的载波波形的比较，成为图27内的所述相电压指令值V_U ^*、和所述三角波载波C_{1_U}的载波波形的比较本身，成为与图27内的区间39、区间45、以及区间53、和图28内的区间57、区间63、以及区间71的比较部等同。

此外，在本实施方式中，将设定为一个的三角波载波的载波波形的范围设为0～0.25，但是也可以将该范围设为-1～-0.75、或者-0.75～-0.5、或者-0.5～-0.25、或者-0.25～0、或者0.25～0.5、或者0.5～0.75、或者0.75～1。

在实施方式8、实施方式9中，通过将相电压指令值设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的三角波载波，比较该载波波形和所述相电压指令值，从而输出选通脉冲信号的构成，示出了本发明的效果，但是如本实施方式那样，在将三角波载波设定为一个，作成多个按各相具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值，与载波波形进行比较，由此输出选通脉冲信号的构成中，也可以获得与实施方式8、实施方式9同样的效果。

(实施方式11)

接下来，对于本发明的第11实施方式，说明与实施方式10的不同点。在实施方式10中，通过将三角波载波设定为一个，作成多个具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值，与载波波形进行比较，从而输出选通脉冲信号，但是如图28中作为示例所示的那样，如作成6个三角波载波、作成2个对相电压指令值V_u ^*进行了调整后的相电压指令值V_UIV ^**的情况下的载波比较那样，也可以通过分别作成具有不同偏移量值的同一波形的多个三角波载波、以及按各相具有不同偏移量值的同一波形的多个相电压指令值，并进行比较，来输出选通脉冲信号。

在图29所示的比较方式的情况下，在比较调整后的相电压指令值V_UIV ^*和三角波载波C_{3_U} ^*、以及三角波载波C_{3_D} ^*的载波波形时，成为与图27内的所述相电压指令值V_U ^*、和所述三角波载波C_{4_U}、以及所述三角波载波C_{4_D}的载波波形的比较等同，成为与图27内的区间42、以及区间49、和图28内的区间78、以及区间85的比较部等同。

其他三角波比较部，与图27中的三角波比较部等同。

另外，本实施方式的方式，在脉冲数为3的偶数倍、以及、3的倍数以外的整数的情况下也同样。

在实施方式10中，通过将三角波载波设定为一个，作成多个按各相具有不同偏移量值的同一波形的相电压指令值，并与载波波形进行比较，从而输出选通脉冲信号的构成，示出了本发明的效果，但是如本实施方式所示，在分别作成具有不同偏移量值的同一波形的多个三角波载波、以及按各相具有不同偏移量值的同一波形的多个相电压指令值，通过进行比较而输出选通脉冲信号的方式中，也可以获得与实施方式10同样的效果。

(实施方式12)

接下来，对本发明的第12实施方式，说明与实施方式1～实施方式11的不同点。在实施方式1～实施方式11中，所述控制装置112内的控制部，如图2所示，通过向量控制方式而构成，但是如图30所示，也可以采用成为以前馈(feed forward)的方式计算相电压指令值和载波频率的控制方式的V/F恒定控制方式。

在图30中，对所述速度指令值ω_r ^*由所述乘法器113乘以Pole/2(Pole：极数)，计算一次角频率ω₁。由所述一次角频率ω₁通过V/F运算器131计算q轴电压指令值V_q ^*。此外，通过积分器132对所述一次角频率ω₁进行积分，计算相位θ。使用所述q轴电压指令值V_q ^*、以及由d轴电压指令值生成部133产生的d轴电压指令值V_d ^*、以及所述相位θ，通过所述电压指令值坐标变换117计算相电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*。在选通脉冲信号发生器117中，通过对所述U相、V相、以及W相的电压指令值V_U ^*、V_V ^*、V_W ^*、与由三角波载波发生器118使用所述一次角频率ω₁生成的正侧三角波载波C_u、正侧三角波载波C_d进行的比较，产生选通脉冲信号G_{U_A}、G_{U_B}、G_{V_A}、G_{V_B}、G_{W_A}、G_{W_B}，来控制串联连接了所述单相3级电力变换器的5级电力变换器105U、105V、105W的开关元件的接通断开。

在实施方式1～实施方式11中通过向量控制方式下的构成，示出了本发明的效果，但是如本实施方式那样，即使采用V/F恒定控制方式，与实施方式1～实施方式11的情况相比，虽然响应性等控制性能降低，但是也可以获得与实施方式1～实施方式11同样的效果。

(实施方式13)

接下来，对本发明的第13实施方式，说明与实施方式2、实施方式5、实施方式9的不同点。在实施方式2、实施方式5、实施方式9中，在将脉冲数设定为3的倍数以外的整数时，通过使所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d的相位移动+120°、或者-120°，个别地作成V相、W相用的三角波载波，通过比较相电压指令值V_V ^*、V_W ^*和载波波形，从而使输出电压V_V、V_W对称，但是也可以不重新作成三角波载波，而仅利用所述正侧三角波载波C_u、所述负侧三角波载波C_d来进行三角波比较。

在该情况下，输出电压V_U、V_V、V_W变得不对称，高次谐波成分将增大，因为不产生相电压指令值的基波频率ft附近的边带波fb，所以，也不产生数Hz～数十Hz的低阶成分的电动机输出转矩波纹成分。因此，能够避免由电动机输出转矩波纹成分与数十Hz这样较低的机械系统固有振动频率的一致引起的机械性振动的发生这样的问题。

如此在本实施方式中与实施方式1相比，虽然高次谐波增大，但是可以获得与实施方式1同样的效果。

如以上说明的那样，根据本发明的实施方式，在多级电力变换装置或者串联多重型电力变换装置等的对多个电力变换器进行PWM控制、并且组合其交流输出来进行输出的电力变换装置中，能够利用通过连接多个电力变换器而得到的相输出电压的对称性，并且通过调整输入PWM控制器的三角波载波的相位，从而可以使输入PWM调制器的三角波的载波信号的频率与所述相电压指令的频率之比为3的奇数倍、3的偶数倍、除了3的奇数倍以及偶数倍以外的整数倍。

因此，在对所述电力变换装置进行同步PWM控制时，能够降低与脉冲数的切换相伴随的脉动(切换冲击)，提高控制系统的稳定性。此外，能够抑制载波的频率的急剧变化，避免与平滑电容器与逆变器间产生的LC电路的共振频率f_LC的共振，所以能够避免直流电压的脉动。

符号说明

101...三相交流电源

102...变压器

103U...U相整流二极管

103V...V相整流二极管

103W...W相整流二极管

104U...U相平滑电容器

104V...V相平滑电容器

104W...W相平滑电容器

105U...U相5级电力变换器

105V...V相5级电力变换器

105W...W相5级电力变换器

201A...U相5级电力变换器内的单相3级电力变换器

201B...U相5级电力变换器内的单相3级电力变换器

202A...V相5级电力变换器内的单相3级电力变换器

202B...V相5级电力变换器内的单相3级电力变换器

203A...W相5级电力变换器内的单相3级电力变换器

203B...W相5级电力变换器内的单相3级电力变换器

106...交流电动机

107...输出电流检测器

108...输出电流检测值坐标变换

109...输出电压检测器

110...输出电压检测值坐标变换

111...速度指令生成部

112...控制装置

113...乘法器

114...速度控制器

115...电流控制器

116...估计运算器

117...输出电压指令值坐标变换

118...选通脉冲信号发生器

119...三角波载波发生器

120UA...单相3级电力变换器201A的比较器

120UB...单相3级电力变换器201B的比较器

120VA...单相3级电力变换器202A的比较器

120VB...单相3级电力变换器202B的比较器

120WA...单相3级电力变换器203A的比较器

120WB...单相3级电力变换器203B的比较器

303...整流二极管

304...平滑电容器

305U...U相3级电力变换器

305V...V相3级电力变换器

305W...W相3级电力变换器

121...U相多重型电力变换装置

122...V相多重型电力变换装置

123...W相多重型电力变换装置

124～126...单相2级电力变换装置

131...V/F运算器

132...积分器

133...d轴电压指令值生成部

401...相电压指令值的轴

Claims (20)

1.一种电力变换装置，其具备将交流电源电压变换为直流电压并且将变换后的直流电压变换为交流电压的多个电力变换器，且将该多个电力变换器的交流输出进行组合从而输出多级的多相交流电压，

所述电力变换装置的特征在于：

具备PWM调制器，该PWM调制器比较三角波的载波信号和正弦波的相电压指令，进而对于将所述直流电压变换为交流电压的电力变换器进行PWM控制，

输入到所述PWM调制器的三角波的载波信号的频率与所述相电压指令的频率之比，包括3的奇数倍、3的偶数倍、除了3的奇数倍以及偶数倍以外的整数倍。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的连接了2个单相3级电力变换器的5级电力变换装置，所述PWM调制部具有偏移量值不同的同一波形的2个三角波载波，并且基于所述相电压指令值与所述2个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍的情况下，所述2个三角波载波的相位一致。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍的情况下，所述2个三角波载波的波谷或者波峰处于所述相电压指令值的相位为0°的零点附近。

4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的连接了2个单相3级电力变换器的5级电力变换装置，所述PWM调制部具有偏移量值不同的同一波形的2个三角波载波，并且基于所述相电压指令值与所述2个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数的情况下，分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的相电压指令值进行比较的偏移量值不同的同一波形的2个三角波载波，在将这些按各相的所述2个三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的连接了2个单相3级电力变换器的5级电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的2个相电压指令值，并且基于与所述三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍的情况下，按各相的所述2个相电压指令值的相位一致。

6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的连接了2个单相3级电力变换器的5级电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的2个相电压指令值，并且基于与所述三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数的情况下，分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的所述2个相电压指令值进行比较的同一波形的三角波载波，将这些按各相的所述三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的多级电力变换装置，所述PWM调制部具有偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述相电压指令值与所述多个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍。

8.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的多级电力变换装置，所述PWM调制部具有偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述相电压指令值与所述多个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数的情况下，分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的相电压指令值进行比较的偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，将这些按各相的所述多个三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

9.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的多级电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值，并且基于所述多个相电压指令值与所述三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍。

10.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的多级电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值，并且基于所述多个相电压指令值与所述三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数的情况下，分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的所述多个相电压指令值进行比较的同一波形的三角波载波，将这些按各相的所述三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

11.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的多级电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值、和偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述多个相电压指令值与所述多个三角波载波的比较，来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍。

12.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的多级电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值、和偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述多个相电压指令值与所述多个三角波载波的比较，来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数，并且分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的所述多个相电压指令值进行比较的同一波形的多个三角波载波，将这些按各相的所述三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差为120°。

13.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的串联多重型电力变换装置，所述串联多重型电力变换装置是连接了具有绝缘的多个输入电源的多个单相2级电力变换装置而形成的用于驱动N相交流电动机的串联多重型电力变换装置，所述PWM调制部具有偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述相电压指令值与所述多个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，其中，N为自然数，

所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍。

14.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的串联多重型电力变换装置，所述串联多重型电力变换装置是连接了具有绝缘的多个输入电源的多个单相2级电力变换装置而形成的用于驱动N相交流电动机的串联多重型电力变换装置，所述PWM调制部具有偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述相电压指令值与所述多个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，其中，N为自然数，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数的情况下，分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的相电压指令值进行比较的偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，将这些按各相的所述多个三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

15.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的串联多重型电力变换装置，所述串联多重型电力变换装置是连接了具有绝缘的多个输入电源的多个单相2级电力变换装置而形成的用于驱动N相交流电动机的串联多重型电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值，并且基于所述多个相电压指令值与所述三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，其中，N为自然数，

所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍。

16.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的串联多重型电力变换装置，所述串联多重型电力变换装置是连接了具有绝缘的多个输入电源的多个单相2级电力变换装置而形成的用于驱动N相交流电动机的串联多重型电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值，并且基于所述多个相电压指令值与所述三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，其中，N为自然数，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数，并且分别按U相、V相、W相的各相具有用于与各相的所述多个相电压指令值进行比较的同一波形的三角波载波，将这些按各相的所述三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

17.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的串联多重型电力变换装置，所述串联多重型电力变换装置是连接了具有绝缘的多个输入电源的多个单相2级电力变换装置而形成的用于驱动N相交流电动机的串联多重型电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值、和偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述多个相电压指令值与所述多个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，其中，N为自然数，

所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的偶数倍。

18.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电力变换装置是具有PWM调制部的串联多重型电力变换装置，所述串联多重型电力变换装置是连接了具有绝缘的多个输入电源的多个单相2级电力变换装置而形成的用于驱动N相交流电动机的串联多重型电力变换装置，所述PWM调制部按各相具有偏移量值不同的同一波形的多个相电压指令值、和偏移量值不同的同一波形的多个三角波载波，并且基于所述多个相电压指令值与所述多个三角波载波的比较来控制施加给交流电动机的脉冲宽度调制电压，其中，N为自然数，

在所述三角波载波的频率与所述相电压指令值的基波频率的比率为3的倍数以外的整数，并且分别对U相、V相、W相的各相具有用于与各相的所述多个相电压指令值进行比较的同一波形的三角波载波，将这些按各相的所述三角波载波分别设为U相三角波载波、V相三角波载波、W相三角波载波时，所述U相三角波载波和所述V相三角波载波和所述W相三角波载波的相位差相互为120°。

19.一种电力变换装置的运转方法，所述电力变换装置具备将交流电源电压变换为直流电压并且将变换后的直流电压变换为交流电压的多个电力变换器，将该多个电力变换器的交流输出进行组合从而输出多级的多相交流电压，所述电力变换装置的运转方法的特征在于，

所述电力变换装置具备PWM调制器，该PWM调制器比较三角波的载波信号和正弦波的相电压指令，进而对于将所述直流电压变换为交流电压的电力变换器进行PWM控制，

在使所述电力变换装置的输出频率增加时，将输入到所述PWM调制器的三角波的载波信号的频率与所述相电压指令的频率之比降低1或者2。

20.一种电力变换装置的运转方法，所述电力变换装置具备将交流电源电压变换为直流电压并且将变换后的直流电压变换为交流电压的多个电力变换器，将该多个电力变换器的交流输出进行组合从而输出多级的多相交流电压，所述电力变换装置的运转方法的特征在于，

所述电力变换装置具备PWM调制器，该PWM调制器比较三角波的载波信号和正弦波的相电压指令，进而对于将所述直流电压变换为交流电压的电力变换器进行PWM控制，

基于相电压指令将输出频率设定为V/F恒定，

并且在使所述电力变换装置的输出频率增加时，将输入到所述PWM调制器的三角波的载波信号的频率与所述相电压指令的频率之比降低1或者2。

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