JP2011109732A - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】効率よくモータを動作させることができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供すること。
【解決手段】本発明にかかるモータ制御装置は、三線式単相誘導モータをインバータ制御するモータ制御装置であって、モータ１５に変調電圧を供給するインバータ回路１３と、モータ１５の基準電圧端子５１に対応する相の変調電圧を位相に応じて変化させて、インバータ回路の相間電圧を制御する制御部１４とを有し、制御部１４は、基準電圧端子５１に対応する相を含む相間電圧が、前記三相インバータの最大出力電圧の１／２よりも大きくなるよう制御するものである。
【選択図】 図１

Description

本発明は、モータ制御装置及びモータ制御方法に関し、特に詳しくは、インバータ制御により三線式単相誘導モータを制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

単相誘導モータとして、コンデンサを用いる単相コンデンサモータが広く利用されている。単相コンデンサモータは、巻線構造が他のモータに比べて簡単で、堅牢、安価であり、扇風機、ファン、圧縮機、ポンプ、工作機械などの多くの機器に使用されている。しかしながら、単相コンデンサモータにおいては、巻線間に９０°の位相差を持たせるために、外付けコンデンサが必要となるため、コンデンサの寿命の観点から信頼性が問題となり、また、効率の良い負荷動作点が限られている点、始動電流が大きいことから電源への負担が大きくなってしまう点、モータ構造（磁界構成）上トルクリップル（振動）が比較的大きくなってしまう点、等の様々な問題があった。

そこで、特許文献１に開示されているように、単相誘導モータに対して、コンデンサを用いず、三相インバータ制御を行う制御装置が知られている。即ち、特許文献１においては、その図１に示されるように、３つのインバータを用い、そのインバータを構成する６個のトランジスタのそれぞれを、その図３に示されるタイミングチャートのようにオン、オフさせて、これら３つのインバータの出力である電位Ａ、Ｂ、Ｃをモーター５の３つの端子に供給し、また適宜インバータのこれらの出力をフローティングとしている。このとき、モーターを駆動する働きを持つＡＢ間電圧ＶＡＢと、ＡＣ間電圧ＶＡＣとは、それぞれ、その図３に示される波形となるように制御されており、特に、電圧ＶＡＢと電圧ＶＡＣのそれぞれの波形が、相対的に見て、位相差が９０度になるように制御されている。つまり、特許文献１の回路においては、その段落００１９にも記載されているように、モーター駆動に必要な駆動電圧ＶＡＢおよびＶＡＣの波形相互間の位相差を、コンデンサーを用いることなく、駆動用のインバータのトランジスタを適宜制御することで設定することができており、これにより、コンデンサの使用に伴う問題を回避している。また、特許文献１の回路においては、図１および図３からわかるように、モーター駆動電圧ＶＡＢは、時間軸上で、最大の場合には（例えば図３の周期"ｆ"の期間が開始する時点で）、駆動回路自体（図１の３つのインバータ）にとっての電源電圧である整流回路２，３の出力電圧と、同じ大きさになっている。もう一つの駆動電圧ＶＡＣについても同様である。即ち、特許文献１においては、駆動回路は、駆動電圧、即ち３つの出力電位（Ａ，Ｂ，Ｃ）の間の電位差（ＶＡＢ，ＶＡＣ）を、駆動回路自体の電源電圧と同じ大きさのものとすることができ、これをモータに印加する構成となっているので、結果的に高い駆動能力を有するものとなっている。

特開平７−４６８７２号公報

しかしながら、本願発明者の検討によると、引用文献１の駆動回路においては、駆動電圧ＶＡＢやＶＡＣを、相対的に９０度の位相差を保ちつつ、同時に、それぞれは電源電圧と同じ大きさの駆動電圧として生成する工夫の表れとして、各駆動電圧ＶＡＢやＶＡＣを、その波形が不連続な階段状になるいわゆる矩形波として出力しなければならず、結局、モーターに印加される駆動電圧が、時間的に不連続に変動することとなっている。その為、特許文献１の技術では、安定し又はスムーズなモーター駆動を行うことができず、回転のむらや、振動、騒音、及びそれによる耐用年数の劣化等を生じ、安定乃至精密なモーター駆動には、適用することができないという問題がある。

本願の実施例によるモータ制御装置においては、モータに変調電圧を供給する三相インバータと、モータの基準電圧端子に対応する相の変調電圧を位相に応じて変化させて、三相インバータの相間電圧を制御する制御部とを有し、制御部は、基準電圧端子に対応する相を含む相間電圧が、実質的な連続波形を持つと共に、三相インバータの最大出力電圧の１／２よりも大きくなるよう制御する。この構成により、連続波形の駆動電圧を発生してモーター駆動を安定かつ高精度のものとすると共に、同時に、モーターに印加される駆動電圧を、駆動回路の最大電圧の１／２より大きくすることが可能となり、駆動効率を向上させることができる。

また、本願発明の実施態様として、三線式モータの駆動回路であって、駆動のための第１及び第２の電源電位の供給を受けて動作し、第１の電位を出力する第１の出力回路部、第２の電位を出力する第２の出力回路部、第３の電位を出力する第３の出力回路、及び、第１乃至第３の出力回路部を制御して第１乃至第３の電位を発生させる制御回路を有し、制御回路は、第１乃至第３の電位のいずれも第１の電源電位との差が正弦波形を有さず、かつ、第１及び第２の電位の差は正弦波形を有するように、第１及び第２の出力回路部を制御する駆動回路を得る。この構成により、連続波形の駆動電圧を発生してモーター駆動を安定かつ高精度のものとすると同時に、モーターに印加される駆動電圧を、駆動回路の最大電圧の１／２という制限を受けることなく適宜設定することが可能となり、モーター駆動の安定度、精度、駆動能力を必要に応じて最適化することが可能となる。

本発明によれば、安定または高精度でかつ効率よくモータを動作させることができるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することができる。

本実施の形態にかかるモータ制御装置の構成を示す図である。 本実施の形態にかかるモータ制御装置において、各相の電位変化を示す図である。 本実施の形態にかかるモータ制御装置において、変調電圧の変調パターンの一例を示す図である。 本実施の形態にかかるモータ制御装置において、変調パターンの他の例を示す図である。 本実施の形態にかかるモータ制御装置において、印加される相間電圧を示す図である。 従来のモータ制御装置において、印加される相間電圧を示す図である。 本実施の形態にかかるモータ制御装置において、変調率を変えたときの変調パターンを示す図である。 従来の制御装置の構成を示す図である。 従来の制御装置における変調パターンを示す図である。

本願発明者の検討したところによれば、モーター駆動に際しては、駆動回路から出力される駆動電圧は、連続波形を有する電圧とすることが望ましく、同時に、その駆動電圧を駆動回路自体の電源電圧にできるだけ近づけるように大きな電圧としつつ、さらに、駆動電圧相互の間で所定の位相差が保たれるようにすることが望ましい。こうした条件を満たすことは実際上容易ではないことから、以下に本願実施例を説明するに際して、説明をわかりやすくするために、検討の過程における単純な駆動回路の例に触れながら説明する。

図８及び図９は、それぞれ、本願発明者の検討事例としての、駆動回路とその出力である駆動電圧の例を示す。図８の駆動回路において、ＡＣ電源１０１からのＡＣ電圧が整流回路１０２によって、ＤＣ電圧に変換される。そして、整流回路１０２から出力されたＤＣ電圧がインバータ回路１０３に入力される。インバータ回路１０３は、三相インバータであり、第１のインバータ１１１、第２のインバータ１１２、及び第３のインバータ１１３を有している。そして、インバータ回路１０３は、電圧を変調して出力する。

ここで、各トランジスタはパルス幅変調（ＰＷＭ）等の方法で個別に駆動され、出力となる節点Ｃ，Ｓ，Ｍにおける電位は、微視的には若干滑らかさを書く形状、たとえば角のある形状を残した波形となっても、モーター駆動に実質的に影響を与えない程度の時間分解能で変調を行うことによって、実質的には連続性を有する任意の連続波形を作り出すことが可能である。特に、モーター駆動を行う場合には、節点Ｍ及びＣにおいて得られる変調電位をそれぞれ時間的に正弦波の形状とすることで、安定した高精度のモーター駆動を行うことが可能となる。このようにして、インバータ回路１０３の各相から出力された変調電圧が、モータ１０５に入力される。図９は、インバータ回路１０３から出力される変調電圧の変調パターンを示す図である。図９において、横軸が位相、縦軸が電位になっている。また、図９では、インバータ回路１０３に入力されるＤＣ電圧の接地電位（グランド）を基準電位としている。したがって、接地電位を０としている。インバータ回路１０３に入力されるＤＣ電圧の電源電位を２としているため、Ｍ電位、Ｓ電位は０〜２の間で変化している。

モータ１０５は、三線式単相誘導モータであり、主巻線１５２、補助巻線１５３、及び基準電圧端子１５１を有している。そして、インバータ回路１０３から出力される変調電圧は、主巻線１５２、補助巻線１５３、及び基準電圧端子１５１にそれぞれ入力される。具体的には、第１のインバータ１１１からの変調電圧は、基準電圧端子１５１に供給される。第２のインバータ１１２からの変調電圧は、主巻線１５２に供給される。第３のインバータ１１３からの変調電圧は、補助巻線１５３に供給される。なお、基準電圧端子１５１は、主巻線１５２、及び補助巻線１５３に接続されている。

ここで、第１のインバータ１１１の出力端子の電位をＣ電位とし、第２のインバータ１１２の出力端子の電位をＭ電位とし、第３のインバータ１１３の出力端子の電位をＳ電位とする。なお、Ｃ電位は、基準電圧端子１５１の電位と等しくなっている。Ｃ電位を基準電位とすると、主巻線１５２に印加される相間電圧Ｖｍｃ、及び補助巻線１５３に印加される相間電圧Ｖｓｃは、それぞれＭ電位−Ｃ電位、Ｓ電位−Ｃ電位となる。相間電圧Ｖｍｃと相間電圧Ｖｓｃの位相は、９０°ずれている。このようなインバータ回路１０３を用いれば、外付けコンデンサが不要になり、始動電流の低減、及び可変速度運転が可能になる。

しかしながら、図８及び図９に示す駆動回路の検討事例では、波形を連続的なものとしたために、以下の問題点がある。即ち、まず、この駆動回路によると、Ｍ電位がｓｉｎθにしたがって変化し、９０°位相がずれているＳ電位はｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって変化している。Ｍ電位及びＳ電位の振幅は１となっている。また、Ｃ電位は接地電位と電源電位との中間電位で固定されている。すなわち、Ｃ電位は、１で固定されている。

Ｃ電位が１に固定されているため、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃの最大値は、１となる。なお、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃが最大値を取る位相は、１３５°、３１５°である。このように、駆動回路自体の電源電圧にあたるＤＣ電圧（図の縦軸の目盛で"２"の大きさ）の半分の振幅を持つＡＣ電圧しか、主巻線１５２、及び補助巻線１５３に出力できない。

上記のような変調パターンで制御する場合、主巻線１５２、及び補助巻線１５３に印加される相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃを大きくすることが困難であった。すなわち、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃを大きくするためには、インバータ回路１０３に入力するＤＣ電圧を上げなければならない。このように、図８及び９の検討事例では、インバータ回路１０３に入力されるＤＣ電圧が決まると、モータ１０５に出力する相間電圧を上げることができないという問題点がある。そのため、モータ１０５の出力を上げることができず、また消費電流が増え、効率が低下してしまう。モータ１０５の負荷等に応じて、印加されるＡＣ電圧がさらに低下してしまう。このように、この検討事例では、十分なインバータ駆動の効果を得ることができないという問題点がある。

つまり、図８及び９の検討事例の制御方法では、一方では、連続的な波形、例えば正弦波の駆動電圧を生じさせているので、モーターの安定性を実現することは可能になるが、他方では、インバータ回路からモータに対して、ＤＣ電圧の１／２の振幅を持つＡＣ電圧しか出力できないために、相間電圧の振幅、つまり駆動電圧を高くすることが困難であり、効率よくモータを動作させることができないという問題点がある。そこで、本願発明者は、この検討事例からさらに検討を重ねた。以下に、本願の実施例を説明する。以下の説明は、実施形態の一例であり、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。説明の明確化のため、以下の記載においては、検討事例に関連して説明した点については適宜、省略及び簡略化がなされている。又、当業者であれば、以下の実施形態の各要素を、本発明の範囲において容易に変更、追加、変換することが可能であろう。尚、各図を通して同一の符号を付されたものは同様の要素を示しており、適宜、説明が省略される。

本実施の形態にかかるモータ制御装置について、図１を用いて説明する。図１は、本実施の形態にかかるモータ制御装置の構成を示す図である。モータ制御装置は、モータ１５を駆動するため、整流回路１２とインバータ回路１３と制御部１４とを有している。ここでは、モータ１５が三線式単相誘導モータであるとして説明する。したがって、モータ１５は、基準電圧端子５１、主巻線５２、及び補助巻線５３を有している。主巻線５２、及び補助巻線５３は、例えば、モータ１５の固定子に設けられているインダクタンスである。そして、主巻線５２、及び補助巻線５３に電圧を印加することで、磁界が発生する。この磁界によって、モータ１５が回転する。

整流回路１２には、ＡＣ電源１１からのＡＣ電圧が入力される。なお、ＡＣ電源１１は、例えば、商用の交流電源などの単相交流電源である。従って、ＡＣ電源１１は、ＡＣ１００Ｖ（ピーク値１４１Ｖ）の電圧を出力する。整流回路１２は、コンバータであり、入力されたＡＣ電圧を整流する。すなわち、整流回路１２は、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換する。整流回路１２から出力されるＤＣ電圧をＥ（Ｖ）とする。ここでは、整流回路１２として、倍電圧整流回路が用いられている。したがって、無負荷時において、整流回路１２は約２８０ＶのＤＣ電圧を出力する。また、モータ１５が最大負荷の状態では、整流回路１２は、２２５ＶのＤＣ電圧を出力する。

このように、整流回路１２は、モータ１５の負荷に応じて２２５〜２８０Ｖの間のＤＣ電圧を出力する。整流回路１２は、ＤＣ電圧を出力するＤＣ電源としての機能を有する。整流回路１２の出力の一方が電源電位になっており、他方が接地電位（グランド）になっている。ここでは、図１中、整流回路１２からの出力のうち、上側が電源電位になっており、下側が接地電位（Ｇ）になっているとして説明する。

整流回路１２からのＤＣ電圧は、インバータ回路１３に入力される。インバータ回路１３は、三相ブリッジインバータであり、モータ１５を駆動するためのＡＣ電圧を出力する。インバータ回路１３は、第１のインバータ３１、第２のインバータ３２、及び第３のインバータ３３を有している。第１乃至３のインバータはそれぞれ、２つのトランジスタと２つのダイオードとを有している。各インバータでは、２つのトランジスタが直列に接続されている。さらに、それぞれのトランジスタには、ダイオードが並列に接続されている。このように、インバータ回路１３は６つのトランジスタ、及び６つのダイオードを有している。トランジスタとしては、パワートランジスタやＩＧＢＴを用いることができる。

第１乃至第３のインバータのそれぞれでは、トランジスタ間のノードがインバータ回路１３の出力端子に接続されている。図１に示すように、第１のインバータ３１の出力端子を第１の出力端子３４とし、第２のインバータ３２の出力端子を第２の出力端子３５とし、第３のインバータ３３の出力端子を第３の出力端子３６とする。ここで、基準電圧端子５１に対応する相をＣ相とし、主巻線５２に対応する相をＭ相とし、補助巻線５３に対応する相をＳ相とする。また、Ｃ相の電位をＣ電位、Ｍ相の電位をＭ電位、Ｓ相の電位をＳ電位とする。従って、第１の出力端子３４の電位はＣ電位に、第２の出力端子３５の電位はＭ電位に、第３の出力端子３６の電位はＳ電位になっている。

インバータ回路１３は、制御部１４により制御されて、変調電圧をモータ１５に出力する。モータ１５は、単相交流モータである。第１のインバータ３１は、基準電圧端子５１に第１の変調電圧を出力する。従って、基準電圧端子５１は、第１の出力端子３４と接続され、Ｃ電位になっている。

また、第２のインバータ３２は、主巻線５２に第２の変調電圧を出力し、第３のインバータ３３は、補助巻線５３に第３の変調電圧を出力する。したがって、主巻線５２は、第２の出力端子３５と接続され、Ｍ電位になり、補助巻線５３は、第３の出力端子３６と接続され、Ｓ電位になる。ここで、基準電圧端子５１は、主巻線５２、及び補助巻線５３に共通のＣ電位を供給する。すなわち、主巻線５２の一端は、第２の出力端子３５と接続され、他端は基準電圧端子５１と接続されている。これにより、主巻線５２には、Ｍ電位とＣ電位の差の相間電圧Ｖｍｃが印加される。同様に、補助巻線５３の一端は、第３の出力端子３６と接続され、他端は基準電圧端子５１と接続されている。これにより、補助巻線５３には、Ｓ電位とＣ電位の差の相間電圧Ｖｓｃが印加される。

相間電圧Ｖｍｃは、第２の出力端子３５と第１の出力端子３４との間の第１の相間電圧に対応する。電圧Ｖｓｃは、第３の出力端子３６と第１の出力端子３４との間の第２の相間電圧に対応する。従って、主巻線５２と基準電圧端子５１との間には、第１の相間電圧Ｖｍｃが印加され、補助巻線５３と基準電圧端子５１との間には、第２の相間電圧Ｖｓｃが印加される。

制御部１４は、モータ１５に所望の変調電圧を出力するために、インバータ回路１３を制御する。制御部１４は、例えば、インバータ回路１３を制御するためのマイクロコントローラであり、ＰＷＭタイマ４１とＡ／Ｄ変換器４２とを有している。ＰＷＭタイマ４１は、三角波比較法によって、６相のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を出力する。すなわち、制御部１４は、ＰＭＷにより、インバータ回路１３の各トランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するための制御信号を出力する。これにより、トランジスタのＯＮ／ＯＦＦが切換えられ、各相の電位が電源電位又は接地電位になる。このため、トランジスタがスイッチングするタイミングを調整することで、ＰＷＭのデューティを変更することができる。これにより、所望の変調パターンに応じた変調電圧が相電圧として出力される。さらに、Ａ／Ｄ変換器４２は、相電流を検出する。

具体的には、ＰＷＭタイマ４１は、例えば、アップダウンカウンタによって、キャリア波である三角波を生成する。このキャリア波の周期は、モータ１５に出力する変調電圧の周期よりも十分早くなっている。即ち、ＰＷＭタイマ４１からの出力を適宜制御することによって、モータ１５に出力する変調電圧の波形を所望の連続波形として生成することができる。また、ＰＷＭタイマ４１は、例えば、テーブルから指令値をコンペアレジスタに読み込み、その指令値をコンパレータによってアップダウンカウンタのカウント値と比較する。テーブルには、出力したい変調電圧に応じた指令値が記憶されている。また、テーブルには位相に応じて異なる指令値が記憶されている。そして、出力したい変調電圧に対応する指令値を三角波の値と比較して、指令値が三角波の値よりも大きいときは、パルスを出力する。反対に、指令値が三角波よりも小さいときは、パルスを出力しない。従って、インバータ回路１３からのＰＷＭ出力は、指令値に対応したデューティとなる。クロックにしたがってテーブルから順番に指令値を読み出すことによって、ＰＭＷ出力のデューティが位相に応じて変化する。そして、インバータ回路１３から出力される変調電圧は、デューティに応じて変化する。

例えば、変調電圧は、ＰＭＷ出力のデューティが０のとき最小出力電圧となり、デューティが１のとき最大出力電圧となる。すなわち、デューティが０となる位相では変調電圧が０Ｖとなり、デューティが１となる位相で変調電圧がピーク電圧（波高値）となる。このピーク電圧は、電源電位と接地電位との差に対応する。ここで、変調電圧のピーク電圧を最大出力電圧Ｅ（Ｖ）とする。最大出力電圧Ｅは、電源電位と接地電位との差になり、インバータ回路１３に入力されるＤＣ電圧と等しくなる。なお、制御部１４は、各相における２つのトランジスタが同時にＯＮしないように、デッドタイムを付加している。これにより、短絡を防止でき、インバータ回路１３を過電流から保護することができる。

変調電圧の変調パターンは、それぞれの相で異なっている。すなわち、制御部１４では、各相に対して予め決められた変調パターンに対応する指令値がテーブルに記憶されている。そして、制御部１４は、その指令値にしたがって、デューティーを変化させていく。これにより、各相の変調電圧が異なる変調パターンに変調される。この変調パターンについては後述する。なお、テーブルに格納する指令値は、制御部１４で算出されてもよく、メモリ等に予め記憶されていてもよい。もちろん、上記の方法と異なる方法で、電圧を変調してもよい。

次に、本実施形態の特徴部分の一つである変調パターンを導出する方法について、図２を検討しながら説明する。図２は、先の検討事例における波形図である図９と同様の波形図であるが、Ｃ電位を基準電位としたときの各相の電位変化を示す図とし、また説明のため、Ｍ電位、及びＳ電位の振幅を１としているため、図９とは縦軸の目盛が異なり、Ｍ電位は、−１〜１の間をｓｉｎθにしたがって変化する。また、Ｓ電位は−１〜１の間をｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって変化する。横軸は位相を示す。

従って図２において、ＭＣ間の電圧Ｖｍｃ及びＳＣ間の電圧Ｖｓｃはそれぞれ、Ｖｍｃ＝ｓｉｎθ、Ｖｓｃ＝ｓｉｎ（θ＋９０°）となる。すなわち、相間電圧Ｖｍｃはｓｉｎθにしたがって変化する正弦波のＡＣ電圧であり、相間電圧Ｖｓｃはｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって変化する余弦波のＡＣ電圧である。すると、Ｍ相とＳ相との間の相間電圧をＶｍｓとすると、Ｖｍｓは以下に示すようになる。
Ｖｍｓ＝Ｖｍｃ−Ｖｓｃ＝ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ＋９０°）＝ｓｉｎθ−ｃｏｓθ

ここで、相間電圧Ｖｍｓの絶対値が最大となる最大電圧点を求める。ここで、最大電圧点では、ｄ（Ｖｍｓ）／ｄθ＝０となるはずなので、そのときの位相と値は以下のようになる。
ｄ（Ｖｍｓ）／ｄθ＝ｃｏｓθ＋ｓｉｎθ
θ＝１３５°でＶｍｓ＝＋√２、θ＝３１５°でＶｍｓ＝−√２

即ち、以上の考察から、この三線式単相の給電パターンにおいて、ＭＳ間の最大電圧は、θ＝１３５°、３１５°の位相において現れること、及び、そのＭＳ間の最大電圧が、図２のスケールでは、絶対値において、√２であることがわかるのである。そして、ＭＣ間、及びＳＣ間の電位差は、図から明らかに、最大でも１であるから、結局、３つの変調出力Ｍ，Ｓ，Ｃの相互間の電位差の最大値は、ＭＳ間における√２である、ということがわかる。駆動回路の電源電圧、即ち電位Ｍ，Ｓ，Ｃそれぞれの電位が変動し得る最大幅は、図２のスケールでは、先に説明したように２である。そこで、ＭＳ間の電圧の最大値√２を２に近づけるように、各電位Ｍ，Ｓ，Ｃの波形図を、縦軸方向に、２／√２倍を限度として引き伸ばすように拡大することができれば、モータ１５に印加されるＡＣ電圧のピーク電圧を、駆動回路の電源電圧の幅である"２"を有効利用した、効率の良い電圧レベルに向上することができる。具体的には、電源電圧をＥとすると、ＭＣ電圧の最大値を、図９や図２の方式によったのではＥ・√２／２に過ぎないところ、最大で、Ｅまで向上することができることになる。駆動電圧ＶｍｃやＶｓｃをそれぞれ一個のＡＣ波形と見た場合の振幅という観点では、図２や９では、その振幅はＥ／２であったところ、最大ではその２／√２倍、即ち、振幅をＥ／√２にすることが可能となる。すなわち、Ｖｍｃ及びＶｓｃの波高値を大きくすることができる。検討事例の変調方法では、ＡＣ電圧の振幅がＥ／２であったことから、本実施例に拠れば、検討事例の変調方法よりも、ピーク電圧を最大では約４０％（＝√２）アップさせることができることになる。なお、必ずしも√２倍まで電圧を増大させる必要は無く、必要に応じて適宜の倍率を用いてもよく、図２や図９のようにＣ電位を一定としつつ他の電位Ｍ、Ｓをこれに対する正弦波形で変化させる場合に比べて大きくなる程度に増大させれば、モーター駆動を効率化することができる。このように、本実施形態によればＡＣ電圧の波高値を大きくすることができ、効率よくモータ１５を動作させることが可能になる。

ここで、実際の変調電圧の変調パターンについて、√２倍まで増大させる例を用いて説明する。図２に示すパターンにおいて、以下の（１）〜（３）の条件を満足するパターンを導出する。

（１）１周期を複数の位相区間に分割して、各区間において、最大の電位を取る位相の波形をＥ（＋）側に貼り付けるか、または、最低の電位を取る位相の波形をＧ（−）側に貼り付ける。ここで、貼り付ける、とは、その位相の波形が図２において描いている曲線を、一定値を取るように上下方向に変形させつつ、かつ、その一定値がＥ（Ｖ）または０(Ｖ)となるように上下方向に平行移動させ、さらに同時に、その区間の他の全ての位相の波形を、これに伴って同じように、上下方向に変形させかつ上下方向に平行移動させることをいう。ここでは例えば、三角関数の性質を考慮して、９０°毎で考え、４つの位相区間に分割する。その際、位相区間において、最大電位を取る位相をＥ（＋）側に貼り付けるか、または最低電位を取る位相をＧ（−）側に貼り付ける。そうすることで、１３５°、３１５°で絶対値Ｅを得ることができ、また、波高最大値を得る。ここでは、１３５°を含む９０°〜１８０°の区間において、Ｍ電位が最大電位で一定になるように上下方向に変形及び平行移動し、３１５°を含む２７０°〜３６０°の区間において、Ｓ電位が最大電位で一定になるように上下方向に変形及び平行移動する。同じ区間内の他の移送波形にもこれに伴って同じ操作を加える。

（２）位相１３５°、３１５°における相間電圧Ｖｍｓを、駆動回路の電源電圧であるＤＣ電圧＝Ｅ（Ｖ）に対応するように拡大変形する。すなわち、θ＝１３５°、３１５°において、相関電位差Ｖｍｓが持つピーク値が、図２の√２倍まで増大するように、各位相ＭとＳの位相の波形図をそれぞれ拡大変形して、それらの間隔、即ち電位差Ｖｍｓの値を、ＤＣ電源と同じＥとする。具体的には、１３５°、３１５°において、Ｍ電位及びＳ電位の各波形うちの一方を最大電位Ｅ（Ｖ）になるように変形し、同時に他方を最小電位０（Ｖ）になるように変形する。なお、１３５°と３１５°とでは、両者の大小関係を入れ替える。
（３）以上の操作において、Ｖｍｓ＝ｓｉｎθ、Ｖｓｃ＝ｓｉｎ（θ＋９０°）となるように、すなわち、相間電圧Ｖｓｃの位相を相間電圧Ｖｍｓから９０°ずらすようにする。

上記の（１）〜（３）の条件が成立するよう、インバータ回路１３の接地電位（Ｇ）からＣ相、Ｍ相、Ｓ相の電位を変化させていく。すなわち、Ｃ電位、Ｍ電位、及びＳ電位を、位相に応じて、接地電位から電源電位までの間で変化させる。ここで、接地電位を基準電位とした各相の電位が変調電圧となる。

上記の条件を満たすように生成された変調パターンを図３に示す。なお、（２）の条件の取り方を変えることで、複数の変調パターンを生成することができる。図３は、生成される変調パターンの一例を示している。なお、図３において、横軸は位相、縦軸は各相の変調電圧（相電圧）を示している。また、説明の簡略化のため、変調電圧の最大値を２としている。すなわち、図３の縦軸における０が接地電位に対応し、２が電源電位に対応する。なお、変調電圧の最大値がインバータ回路１３から出力される最大出力電圧Ｅに対応する。すなわち、Ｅ＝２としている。Ｍ相、Ｓ相、Ｃ相の変調電圧Ｖｍｇ、Ｖｓｇ、Ｖｃｇはそれぞれ０〜２の間で変化している。ここで、図３に示す変調電圧の変調パターンは、以下の式で表される。

（ａ）０°≦θ＜９０°
Ｖｍｇ＝√２×ｓｉｎθ
Ｖｓｇ＝√２×ｓｉｎ（θ＋９０°）
Ｖｃｇ＝０
（ｂ）９０°≦θ＜１８０°
Ｖｍｇ＝√２×√２
Ｖｓｇ＝（√２−ｓｉｎθ＋ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２
Ｖｃｇ＝（√２−ｓｉｎθ）×√２
（ｃ）１８０°≦θ＜２７０°
Ｖｍｇ＝（√２＋ｓｉｎθ）×√２
Ｖｓｇ＝（√２＋ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２
Ｖｃｇ＝√２×√２
（ｄ）２７０°≦θ＜３６０°
Ｖｍｇ＝（√２＋ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２
Ｖｓｇ＝√２×√２
Ｖｃｇ＝（√２−ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２

制御部１４は、インバータ回路１３から出力される変調電圧を上記の式にしたがって変化させる。すなわち、ＰＭＷ出力の指令値は、上記の式に基づいて設定されている。そして、各位相での指令値をテーブルに格納させておき、順次指令値を読み出していく。これにより、図３に示す変調パターンの変調電圧を出力することができる。

図３に示すように、Ｖｃｇは、０°〜９０°の区間では０で一定であり、及び１８０°〜２７０°の区間では２で一定であるが、９０°〜１８０°、及び２７０°〜３６０°の区間では、変化している。さらに、θ＝１３５°を含む９０°〜１８０°の区間において、Ｖｃｇが単調増加して、Ｖｍｇが最大出力電圧で一定になる。また、θ＝３１５°を含む２７０°〜３６０°の区間において、Ｖｃｇが単調減少して、Ｖｓｇが最大出力電圧で一定になる。このような変調パターンを用いることで、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃのピーク電圧を向上することができる。

なお、図３に示す変調パターンでは、θ＝９０°、３６０°において、非連続点が存在してしまう。すなわち、９０°、３６０°の前後において、変調電圧が急激に増加又は減少してしまう。実使用上、このような非連続点を避けることが好ましい。すなわち、各相の変調電圧を連続して変化させることが好ましい。そこで、非連続点を避けた変調パターンを図４に示す。図４では、非連続点を避けるため、０°〜９０°におけるＶｃｇの値にバイアスを与えている。

（ａ'）０°≦θ＜９０°
Ｖｍｇ＝（ｓｉｎθ＋√２−１）×√２
Ｖｓｇ＝（ｓｉｎ（θ＋９０°）＋√２−１）×√２
Ｖｃｇ＝（√２−１）×√２
（ｂ'）９０°≦θ＜１８０°
Ｖｍｇ＝√２×√２
Ｖｓｇ＝（√２−ｓｉｎθ＋ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２
Ｖｃｇ＝（√２−ｓｉｎθ）×√２
（ｃ'）１８０°≦θ＜２７０°
Ｖｍｇ＝（√２＋ｓｉｎθ）×√２
Ｖｓｇ＝（√２＋ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２
Ｖｃｇ＝√２×√２
（ｄ'）２７０°≦θ＜３６０°
Ｖｍｇ＝（√２＋ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２
Ｖｓｇ＝√２×√２
Ｖｃｇ＝（√２−ｓｉｎ（θ＋９０°））×√２

図４に示すように、変調電圧Ｖｃｇ、Ｖｍｇ、Ｖｓｇが位相に応じて連続的に変化している。非連続点が存在しなくなるため、端子電位が急激に変化するのを防ぐことができる。これにより、効率よく、モータを動作させることができる。また、図４に示す変調パターンにすることで、上記と同様の効果を得ることができる。この場合も、上記の式に応じた指令値をテーブルに設定する。

図２と図４とを比較し、特に、それぞれの図を、４つの位相区間（０°−９０°、９０°−１８０°、１８０°−２７０°、２７０°−３６０°）に分割し、区間ごとに図２と図４とを見比べると、３つの変調出力の位相Ｍ、Ｓ、Ｃの各波形に対して、上記の（１）、（２）及び（３）の操作を行うことによって、相間の電位差の関係を相似拡大して駆動効率を高めつつ、同時に、３つの相の波形それぞれは、全て、駆動回路の電源電圧（図の縦軸で"２"の大きさ）の中に納められていることが、明瞭に見て取れる。

次に、図４で示した変調パターンでの相間電圧を図５に示す。また、比較例として、従来のＣ電位を一定としたときの変調パターンによる相間電圧を図６に示す。図５、図６では、横軸が位相、縦軸が電圧を示している。また、図５、図６では、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃとともに、変調電圧Ｖｍｇ、Ｖｓｇ、Ｖｃｇが示されている。

（１）の条件から、θ＝１３５°において、Ｍ電位が最大電位、Ｓ電位が最低電位になっている。このため、この位相で、Ｖｍｓは最大値（＝２）を取る。また、θ＝３１５°において、Ｍ電位が最低電位、Ｓ電位が最大電位になっているため、Ｖｍｓは最小値（＝−２）を取る。θ＝１３５°、３１５°における相間電圧Ｖｍｓの絶対値が、インバータ回路１３の最大出力電圧に対応する。θ＝１３５°、３１５°において、変調電圧Ｖｃｇは最大出力電圧の中間電圧になっている。すなわち、θ＝１３５°、３１５°において、変調電圧Ｖｃｇは１になっている。θ＝１３５°、３１５°における相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃの絶対値は１になる。

θ＝１３５°の前後で、Ｍ電位が最大電位で一定になり、変調電圧Ｖｍｇが一定になっている。また、９０°〜１８０°では、Ｖｃｇが−ｓｉｎθにしたがって増加している。このため、θ＝１３５°よりも前の位相では、変調電圧Ｖｃｇが変調電圧Ｖｍｇよりも急激に減少している。Ｖｍｃは、１３５°よりも前の位相において、１を越える。具体的には、４５°〜１３５°の間において、Ｖｍｃは１を越え、θ＝９０°で最大値（＝√２）となる。相間電圧Ｖｍｃが最大値となる位相は、相間電圧Ｖｍｓが最大値となる位相からずれている。

また、θ＝３１５°で、Ｍ電位が最低電位になっているが、３１５°を含む区間では変調電圧Ｖｍｇが一定になっていない。すなわち、２７０°〜３６０°の区間では、変調電圧Ｖｍｇがｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって変化している。変調電圧Ｖｍｇの傾きは、θ＝３１５°の前後で、負から正に変化している。また、この区間では、変調電圧Ｖｃｇが−ｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって単調減少している。このため、３１５°よりも前の位相では、変調電圧Ｖｃｇが変調電圧Ｖｍｇよりも急激に減少している。これにより、相間電圧Ｖｍｃは、３１５°よりも前の位相において、−１を越える。具体的には相間電圧Ｖｍｃは、２２５°〜３１５°の間において、−１を越え、θ＝２７０°で最小値（＝−√２）となる。相間電圧Ｖｍｃの絶対値が１を超え、最大出力電圧の１／２よりも大きくなる。相間電圧Ｖｍｃの振幅は、√２となる。すなわち、相間電圧Ｖｍｃの振幅は最大出力電圧の１／２よりも大きくなる。このように、相間電圧Ｖｍｃの絶対値が最大値となる位相（９０°、２７０°）が、相間電圧Ｖｍｓの絶対値が最大値となる位相（１３５°、３１５°）からずれている。

一方、図６に示すように、Ｃ電位を中間電圧で一定にした場合、θ＝９０°においてＶｍｃ＝１となり、この値が相間電圧Ｖｍｃの最大値になる。また、θ＝２７０°において、Ｖｍｃ＝−１となり、この値が最小値となる。従って、相間電圧Ｖｍｃの振幅を最大出力電圧の１／２よりも大きくすることができない。上記のように、本実施の形態にかかる変調パターンによって、モータ１５に印加可能な相間電圧を高くすることができる。すなわち、相間電圧Ｖｍｃの波高値を大きくすることができる。

上記のように、θ＝１３５°、３１５°で相間電圧Ｖｍｓの絶対値が最大となる。これらの位相の前後で、変調電圧Ｖｃｇよりも変調電圧Ｖｍｇを急激に変化させる。例えば、変調電圧Ｖｃｇが中間電圧となる位相（θ＝１３５°）を含む区間において、変調電圧Ｖｍｇを最大出力電圧で一定にする。さらに、θ＝１３５°の前後で、変調電圧Ｖｃｇが単調減少する。これにより、相間電圧Ｖｍｃの振幅が最大出力電圧の１／２を超える。あるいは、変調電圧Ｖｃｇが中間電圧となる位相（θ＝３１５°）を含む区間において、変調電圧Ｖｍｇを最大出力電圧で一定にしない場合、変調電圧Ｖｃｇよりも変調電圧Ｖｍｇを急激に変化させる。変調電圧Ｖｍｇが最大出力電圧となる位相の前後では、変調電圧Ｖｃｇの傾きの絶対値を、変調電圧Ｖｍｇの傾きの絶対値よりも大きくする。すると、変調電圧Ｖｃｇが変調電圧Ｖｍｇよりも急激に減少する。このようにすることで相間電圧Ｖｍｃの振幅が、Ｅ／２を越える。

さらに、変調電圧Ｖｓｇも、変調電圧Ｖｍｇと同様の変調パターンを有している。従って、相間電圧Ｖｓｃの振幅も、最大出力電圧Ｅの１／２より大きくなる。例えば、相間電圧Ｖｓｃが２７０°〜３６０°の位相区間で一定になっている。従って、３１５°〜４５°の間で変調電圧Ｖｓｃが１を越え、０°で最大値（＝√２）を取る。また、１３５°〜２２５°の間で変調電圧Ｖｓｃが−１を超え、１８０°で最小値（＝−√２）を取る。このように、この実施例によると、３つの相Ｍ、Ｓ、Ｃそれぞれを（１）（２）（３）のように変形することによって、各相の間の電位差としては、相似拡大することができており、従って、相間電位差（ＶｓｃとＶｍｃ）はいずれも正弦波形を維持しており、また相関電位差ＶｓｃとＶｍｃとの間の位相のずれの関係も全く乱すことなく維持できており、かつ、相間電位差ＶｓｃとＶｍｃを、電源電圧に近づけるように増大して駆動能力を増大することまでも同時に実現しているのである。

このような変調パターンを用いることで、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃの振幅を最大出力電圧Ｅの１／２よりも大きくすることができる。すなわち、整流回路１２からの出力電圧が同じ場合でもあっても、従来の変調方法に比べて、変調電圧の波高値を高くすることができる。これにより、主巻線５２、及び補助巻線５３に印加される相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃを高くすることができる。従って、効率よくモータを回転させることができる。また、モータ１５のトルクを上げることができる。さらに、回転数制御範囲のアップ、モータ１５の最大出力のアップ、電流低減、及び効率アップ等の効果を得ることができる。モータ１５を高速に回転させる場合でも安定した駆動が可能になる。モータ１５に最大負荷がかかっている場合でも、インバータ化前のモータ電圧（ＡＣ１００Ｖ）を越える相間電圧（ＡＣ１１２Ｖ）の出力が可能になる。

さらに、変調電圧Ｖｍｇ、Ｖｓｇの変調率を変更することによって、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃの波高値を変えることが可能である。これにより、モータ１５を効率よく動作させることができる。なお、変調率とは、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃの波高値を表す比率であり、相間電圧の波高値が最大出力電圧の√２倍となるときを１００％とする。例えば、変調率を約７０％（＝１／√２）とすると、変調電圧の波高値は、最大出力電圧Ｅと略等しくなる。この変調率を変えることで、相間電圧の振幅を最適化することができる。例えば、変調率を小さくするほど、相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃの波高値が小さくなる。

ここで、全ての相間電圧を比例的に調整する際の変調率を全体変調率とする。すなわち、全体変調率を変えることで、相間電圧Ｖｍｓ、Ｖｓｃ、Ｖｍｓを同じ割合だけ変化させることができる。また、相間電圧Ｖｍｃのみを調整する際の変調率をＭ相の変調率とし、相間電圧Ｖｓｃのみを調整する際の変調率をＳ相の変調率とする。例えば、Ｍ相の変調率のみを調整すると、Ｖｍｃの波高値が変化して、Ｖｓｃの波高値は変化しない。同様に、Ｓ相の変調率のみを調整すると、Ｖｓｃの波高値が変化して、Ｖｍｃの波高値は変化しない。なお、モータ１５を制御するため、全体変調率を設定した上で、各相の変調率を調整することができる。従って、例えば、Ｍ相の実際の変調率は、全体変調率とＭ相の変調率との積になる。

変調率が変わると、図４と異なる変調パターンになる。すなわち、変調率に応じて変調パターンが変化する。実際の変調率が１００％のときの変調パターンを基準パターンとして、変調率を変えたときの変調パターンを求めることができる。すなわち、制御部１４は、基準パターンを基に、変調率に応じた変調パターンを生成する。ここで、変調率を考慮した変調パターンの求め方について説明する。

実際の変調率が１００％のときの変調電圧をＶｍｇ、Ｖｓｇ、Ｖｃｇとし、変調率を考慮した変調電圧をＶｍｇ'、Ｖｓｇ'、Ｖｃｇ'とする。なお、変調電圧Ｖｍｇ、Ｖｓｇ、Ｖｃｇは図４に示す変調パターンで表される。まず、各相の変調率が１００％で、全体変調率のみが変化した場合について説明する。

全体変調率のみが変化した場合、変調率を考慮した変調電圧は以下の式で表される。
Ｖｍｇ'＝Ｖｍｇ×（全体変調率）
Ｖｓｇ'＝Ｖｓｇ×（全体変調率）
Ｖｃｇ'＝Ｖｃｇ×（全体変調率）
従って、相間電圧Ｖｍｃ，相間電圧Ｖｓｃを一定の割合で変化させる場合、基となる変調パターンの式に、全体変調率をかければよい。

さらに、Ｍ相の変調率が変化した場合、変調率を考慮したＭ相の変調電圧は以下のようになる。
Ｖｍｇ'＝Ｖｍｇ×（全体変調率）×（Ｍ相の変調率）＋Ｖｃｇ−Ｖｃｇ×（Ｍ相の変調率）

ここで、上記の式から求めた変調パターンを図７に示す。図７は、全体変調率を１００％とし、Ｍ相の変調率を７０％にしたときの変調パターンを示している。図７に示すように、相間電圧Ｖｍｃの波高値が変化している。ここでは、変調電圧Ｖｍｇのみ、変調パターンが変化し、変調電圧Ｖｓｇ、Ｖｃｇの変調パターンは、図４と同じになっている。そして、波高値が７０％になっているため、相間電圧Ｖｍｃの波高値が図５に比べて小さくなっている。なお、相間電圧Ｖｓｃの波高値は、図５と同じになっている。具体的には、相間電圧Ｖｍｃの波高値が２になり、相間電圧Ｖｓｃの波高値が２√２になっている。このように、Ｍ相の変調率を調整することで、相間電圧Ｖｍｃのみを変えることができる。

さらに、Ｓ相についても上記の式と同様に式で、Ｖｓｇ'を求めることができる。これにより、相間電圧Ｖｍｃと相間電圧Ｖｓｃを異なる波高値にすることができる。なお、Ｃ相の変調率は、常時、１００％で一定にしておくため、Ｖｃｇ'は全体変調率に応じてのみ変化する。

制御部１４は、実際の変調率が１００％のときの変調パターンを基準変調パターンとして記憶する。そして、制御部１４は、全体変調率、Ｍ相の変調率、及びＳ相の変調率に応じて、変調パターンを変化させる。具体的には、（ａ'）〜（ｄ'）の式を基に、全体変調率、Ｍ相の変調率、及びＳ相の変調率を考慮して、ＰＭＷ出力の指令値を算出する。そして、この指令値をテーブルに記憶させる。これにより、変調パターンを変調率に応じて変えることができる。例えば、電源電圧が変わったときに、電源電圧をモニタしておけば、指令値を簡単に変更することができる。

上記のように、変調率という概念を導入することで、変調パターンの生成を容易に行うことができる。これにより、主巻線５２と補助巻線５３の電圧比や位相の調整を容易に調整することができる。例えば、主巻線５２と補助巻線５３との位相差や電圧比に関するモータの特性を表す係数（例えば、α、β）を容易に調整することができる。すなわち、相間電圧Ｖｓｃと相間電圧Ｖｍｃとの波高値を異なる値にすることが可能になる。よって、モータの駆動状態を最適化することができ、モータを効率よく回転させることが可能になる。

もちろん、全体変調率、及び各相の変調率は、任意の値に設定することが可能である。この場合も、（ａ'）〜（ｄ'）の式から算出することができるため、指令値を容易に求めるができる。よって、簡単な制御で効率よくモータ１５を回転させることができる。もちろん、基準変調パターンが異なる場合、（ａ'）〜（ｄ'）の式と異なる式から指令値が算出される。

なお、変調電圧の変調パターンは、図３、及び図４に限られるものではない。すなわち、基準電圧端子５１に対応するＣ相を含む相間電圧Ｖｍｃ、Ｖｓｃが、インバータ回路１３の最大出力電圧Ｅの１／２よりも大きくなるようなパターンであればよい。換言すると、基準電圧端子５１に対応する相以外の２つのＭ相、Ｓ相の相間電圧Ｖｍｓの最大値が、インバータ回路１３の最大出力電圧Ｅと等しくなるようなパターンであればよい。

１１ ＡＣ電源、１２ 整流回路、１３ インバータ回路、１４ 制御部、
３１ 第１インバータ、３２ 第２インバータ、３３ 第３インバータ、
３４ 第１の出力端子、３５ 第２の出力端子、３６ 第３の出力端子、
４１ ＰＷＭタイマ、４２ Ａ／Ｄ変換器、
５０ モータ、５１ 基準電圧端子、５２ 主巻線、５３ 補助巻線、
１０１ ＡＣ電源、１０２ 整流回路、１０３ インバータ回路、
３１ 第１インバータ、３２ 第２インバータ、３３ 第３インバータ、
１０１ ＡＣ電源、１０２ 整流回路、１０３ インバータ回路１０５ モータ、
１３１ 第１のインバータ、１３２ 第２のインバータ、１３３ 第３のインバータ、
１５１ 基準電圧端子、１５２ 主巻線、１５３ 補助巻線

Claims (13)

1. 三線式モータをインバータ制御するモータ制御装置であって、
   前記三線式モータに変調電圧を供給する三相インバータと、
   前記三線式モータの基準電圧端子に対応する相の変調電圧を位相に応じて変化させて、前記三相インバータの相間電圧を制御する制御部とを有し、
   前記制御部は、前記基準電圧端子に対応する相を含む相間電圧が、実質的な連続波形を持つと共に前記三相インバータの最大出力電圧の１／２よりも大きくなるよう制御するモータ制御装置。
2. 前記三相インバータは、
   前記三線式モータの前記基準電圧端子に第１の変調電圧を供給する第１のインバータと、
   前記三線式モータの主巻線に第２の変調電圧を供給する第２のインバータと、
   前記三線式モータの補助巻線に第３の変調電圧を供給する第３のインバータと、を有し、
   前記制御部が、前記第１の変調電圧を位相に応じて連続的に変化させることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記主巻線と前記基準電圧端子との間の第１の相間電圧がｓｉｎθにしたがって変化し、かつ前記補助巻線と前記基準電圧端子との間の第２の相間電圧がｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって変化するように、前記制御部が前記第１乃至第３のインバータを制御する請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記第１の変調電圧が前記三相インバータから出力される最大出力電圧の中間電圧になる２つの位相が１８０°ずれている請求項２、又は３に記載のモータ制御装置。
5. 前記第１の変調電圧が前記三相インバータから出力される最大出力電圧の中間電圧になる位相において、
   前記主巻線と前記基準電圧端子との間の第１の相間電圧及び前記補助巻線と前記基準電圧端子との間の第２の相間電圧の一方が最大となり、他方が最小となる請求項２乃至４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記第１の変調電圧が前記三相インバータから出力される最大出力電圧の中間電圧になる位相の前後において、前記第２の変調電圧又は前記第３の変調電圧が一定であり、前記第１の変調電圧が増加又は減少していく請求項５に記載のモータ制御装置。
7. 三相インバータを用いて三線式モータをインバータ制御するモータ駆動方法であって、
   前記三相インバータにより前記三線式モータに変調電圧を供給し、
   前記三線式モータの基準電圧端子に対応する相の変調電圧を位相に応じて変化させて、前記三相インバータの相間電圧を制御し、
   前記基準電圧端子に対応する相を含む相間電圧を、実質的に連続波形を有しかつ前記三相インバータの最大出力電圧の１／２よりも大きな値とするモータ制御方法。
8. 前記三相インバータは、
   前記三線式モータの基準電圧端子に第１の変調電圧を供給する第１のインバータと、
   前記三線式モータの主巻線に第２の変調電圧を供給する第２のインバータと、
   前記三線式モータの補助巻線に第３の変調電圧を供給する第３のインバータと、を有し、
   前記第１の変調電圧が位相に応じて連続的に変化するように前記第１のインバータを制御する請求項７に記載のモータ制御方法。
9. 前記主巻線と前記基準電圧端子との間の第１の相間電圧がｓｉｎθにしたがって変化し、かつ前記補助巻線と前記基準電圧端子との間の第２の相間電圧がｓｉｎ（θ＋９０°）にしたがって変化するように、前記第１乃至第３のインバータを制御する請求項８に記載のモータ制御方法。
10. 前記第１の変調電圧が前記三相インバータから出力される最大出力電圧の中間電圧になる位相が１８０°ずれている請求項８、又は９に記載のモータ制御方法。
11. 前記第１の変調電圧が前記三相インバータから出力される最大出力電圧の中間電圧になる位相において、
    前記主巻線と前記基準電圧端子との間の第１の相間電圧及び前記補助巻線と前記基準電圧端子との間の第２の相間電圧の一方が最大となり、他方が最小となる請求項８乃至１０のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
12. 前記第１の変調電圧が前記三相インバータから出力される最大出力電圧の中間電圧になる位相の前後において、前記第２の変調電圧又は前記第３の変調電圧が一定であり、前記第１の変調電圧が増加又は減少していく請求項１１に記載のモータ制御方法。
13. 三線式モータの駆動回路であって、駆動のための第１及び第２の電源電位の供給を受けて動作し、第１の電位を出力する第１の出力回路部、第２の電位を出力する第２の出力回路部、第３の電位を出力する第３の出力回路、及び、前記第１乃至第３の出力回路部を制御して前記第１乃至第３の電位を発生させる制御回路を有し、前記制御回路は、前記第１乃至第３の電位のいずれも前記第１の電源電位との差が正弦波形を有さず、かつ、前記第１及び第２の電位の差は正弦波形を有するように、前記第１及び第２の出力回路部を制御することを特徴とする駆動回路。

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