JP5494618B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

開示の実施形態は、電力変換装置に関する。

従来、複数の電力変換器を有する電力変換部と、電力変換部の動作を制御する制御装置とを備えた電力変換装置がある。電力変換装置では、制御装置が電力変換部における各電力変換器の動作を制御することにより、交流または直流の電源から入力される入力電力を交流の出力電力へ変換して出力する。

かかる電力変換装置として、制御装置が電力変換部における複数の電力変換器の出力電圧を制御することにより、電力変換部から出力される出力電流をフィードバック制御するものがある（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１−１５５７８６号公報

実施形態の一態様は、電力変換部が備える複数の電力変換器の各出力電圧に関する制御を効率的に行うことができる電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係る電力変換装置は、電力変換部と制御部とを備える。電力変換部は、同一周期の基準信号に基づいて電圧を出力し、前記基準信号の位相がそれぞれ前記周期の１／２Ｎ（Ｎは、２以上の整数）周期分ずつずれたＮ個の電力変換器を有する。前記制御部は、前記基準信号の１／２周期を制御周期として前記Ｎ個の電力変換器のそれぞれを制御し、前記Ｎ個の電力変換器の制御タイミングをそれぞれ前記基準信号の周期の１／２Ｎ周期分ずつずらした。

実施形態の一態様によれば、電力変換部が備える複数の電力変換器の各出力電圧に関する制御の応答性を向上させることができる電力変換装置を提供することができる。

図１は、実施形態に係る電力変換装置を示す説明図である。 図２は、実施形態に係る電力変換装置の具体的構成の一例を示す説明図である。 図３は、実施形態に係る電流変換器の回路の一例を示す説明図である。 図４は、実施形態に係る電力変換装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。 図５Ａは、実施形態の変形例１に係る電力変換装置を示す説明図である。 図５Ｂは、実施形態の変形例２に係る電力変換装置を示す説明図である。 図６は、実施形態の変形例３に係る電力変換装置を示す説明図である。

以下に、本願の開示する電力変換装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態によりこの発明が限定されるものではない。以下では、電力変換装置が備える複数の電力変換器の動作をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して各電力変換器の出力電圧を制御することにより、電力変換装置が所定の負荷へ出力する出力電流をフィードバック制御する電力変換装置について説明する。

図１は、実施形態に係る電力変換装置を示す説明図である。図１に示すように、電力変換装置１は、電力変換部２と制御部３とを備え、所定の負荷４へ単相の交流電流を出力する装置である。

電力変換部２は、交流または直流の入力電圧を交流の出力電圧へ変換するＮ（Ｎは、２以上の整数）個の電力変換器２−１〜２−Ｎを備える。また、制御部３は、電力変換部２が備えるＮ個の電力変換器２−１〜２−Ｎの各動作を制御することにより、電力変換部２から所定の負荷へ出力される出力電流を制御する。

かかる電力変換装置１の電力変換器２−１〜２−Ｎは、同一周期の基準信号に基づいて電圧を出力する。ここで、基準信号は、各電力変換器２−１〜２−ＮをＰＷＭ制御するために用いる三角波のキャリア信号である。また、電力変換装置１では、各電力変換器２−１〜２−Ｎに対応するＮ個のキャリア信号の位相を、それぞれキャリア信号の周期（以下、「キャリア周期」と記載する）の１／２Ｎ周期分ずつずらしている。

そして、制御部３は、キャリア信号の１／２周期を制御周期としてＮ個の電力変換器２−１〜２−Ｎのそれぞれを制御する。さらに、制御部３は、Ｎ個の電力変換器２−１〜２−Ｎの制御タイミングを、それぞれキャリア周期の１／２Ｎ周期分ずつずらして制御を行う。なお、電力変換装置１における制御タイミングの具体的な一例については、図４を参照して後述する。

これにより、電力変換装置１は、Ｎ個のキャリア信号の値が極値（極大値および極小値）に達する各タイミングで、各電力変換器２−１〜２−Ｎの出力電圧を順番に制御することができる。これにより、電力変換装置１は、電力変換部２が備えるＮ個の電力変換器２−１〜２−Ｎの各出力電圧に関する制御を効率的に行うことができる。

また、電力変換装置１は、Ｎ個のキャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、すなわち、キャリア周期の１／２Ｎ周期という等しい時間間隔で電力変換器２−１〜２−Ｎの電圧制御を行うので、電圧制御の安定性を向上させることができる。

次に、図２を参照して電力変換装置１の具体的な構成の一例について説明する。図２は、実施形態に係る電力変換装置１の具体的構成の一例を示す説明図である。なお、以下では、電力変換部２が２個の電力変換器１１、２１を備える場合について説明する。

図２に示すように、電力変換装置１は、三相交流電圧を単相交流電圧へ変換して出力する第１セル１０および第２セル２０と、第１セル１０および第２セル２０の動作を制御する主制御器３０とを備える。

第１セル１０は、電源１６と、電力変換器１１と、電流検出器１２と、副制御器１３とを備える。また、副制御器１３は、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換部１４と、ＰＷＭ演算部１５とを備える。第２セル２０は、第１セル１０と同様に、電源２６と、電力変換器２１と、電流検出器２２と、副制御器２３とを備える。また、副制御器２３は、Ａ／Ｄ変換部２４と、ＰＷＭ演算部２５とを備える。

ここで、第１セル１０における電力変換器１１の出力および第２セル２０における電力変換器２１の出力は、互いに直列に接続される。すなわち、図２に示す電力変換装置１は、直列多重電力変換装置である。なお、図１に示す電源１６、２６は、互いに絶縁された三相交流電圧を出力する三相交流電源である。

このように、第１セル１０および第２セル２０は、同様の構成である。具体的には、電力変換器１１、２１は、電源１６、２６から入力される三相交流電圧を直流電圧へ変換した後、直流電圧を単相交流電圧へ変換する電力変換回路である。

かかる電力変換器１１、２１は、複数のスイッチング素子を備えており、ＰＷＭ演算部１５から入力される駆動信号によって各スイッチング素子のＯＮおよびＯＦＦを切替えることにより、高、中、低の３レベルの出力電圧で単相交流電流を出力する。

なお、電力変換器１１、２１は、３レベルの出力電圧を出力する電力変換回路に限定するものではなく、２レベル以上の任意のレベルの出力電圧を出力する電力変換回路であってもよい。ここで、図３を参照して、電力変換器１１、２１の回路構成の一例について説明する。

図３は、実施形態に係る電流変換器１１、２１の回路の一例を示す説明図である。図３に示すように、電力変換器１１、２１は、ＰＷＭ演算部１５から入力される駆動信号に基づいて動作することにより、端子Ｔｃ１〜Ｔｃ３（以下、入力端子Ｔｃとも記載する）と端子Ｔａ、Ｔｂとの間で電力変換動作を行う回路である。

かかる電力変換器１１、２１は、コンバータ回路１１１と、平滑回路１１２と、インバータ回路１１３とを備える。コンバータ回路１１１は、電源１６から入力端子Ｔｃへ入力される３相交流電圧を直流電圧へ整流する回路である。

具体的には、コンバータ回路１１１は、直列接続されたダイオードＤ３２、Ｄ３３と、直列接続されたダイオードＤ３４、Ｄ３５と、直列接続されたダイオードＤ３６、Ｄ３７とが並列接続された回路である。

なお、ここでは、コンバータ回路１１１として全波整流回路を一例に挙げて説明したが、コンバータ回路１１１はこれに限られるものではなく、スイッチング素子によって構成し、交流電力を直流電力に整流するようにスイッチング素子を制御してもよい。

平滑回路１１２は、コンバータ回路１１１によって整流された直流電圧を平滑する回路である。具体的には、平滑回路１１２は、２つのコンデンサＣ２０、Ｃ２１が直列接続された回路であり、コンバータ回路１１１に対して並列接続される。

インバータ回路１１３は、平滑回路１１２によって平滑された直流電圧を単相の交流電圧へ変換して端子Ｔａ、Ｔｂへ出力する回路である。具体的には、インバータ回路１１３は、直列に接続された４つのスイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２３と、直列に接続された４つのスイッチング素子Ｑ２４〜Ｑ２７とが並列接続された回路を備える。

また、スイッチング素子Ｑ２０、Ｑ２１の接続点と、スイッチング素子Ｑ２２、Ｑ２３の接続点との間には、２つのダイオードＤ２０、Ｄ２１が直列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２４、Ｑ２５の接続点と、スイッチング素子Ｑ２６、Ｑ２７の接続点との間には、２つのダイオードＤ２２、Ｄ２３が直列に接続される。

また、ダイオードＤ２０、Ｄ２１の接続点と、ダイオードＤ２２、Ｄ２３の接続点と、コンデンサＣ２０、Ｃ２１の接続点とは接続される。また、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２接続点は、端子Ｔａと接続され、スイッチング素子Ｑ２５、Ｑ２６の接続点は、端子Ｔｂと接続される。ここで、スイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７としては、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチが用いられる。

かかるインバータ回路１１３は、ＰＷＭ演算部１５から入力される駆動信号および駆動信号の入力タイミングに基づき、スイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７のＯＮおよびＯＦＦの組合せを切替える。これにより、インバータ回路１１３は、端子Ｔａ、Ｔｂから高、中、低の３レベルの出力電圧を出力する。

図２に戻り、電流検出器１２、２２は、電力変換器１１、２１に共通する状態量として、電力変換器１１、２１から出力される出力電流の電流値を検出する検流器である。かかる電流検出器１２、２２は、検出したアナログの電流値を副制御器１３、２３のＡ／Ｄ変換部１４、２４へ出力する。Ａ／Ｄ変換部１４、２４は、電流検出器１２、２２から入力されるアナログの電流値をデジタルの電流値へ変換して主制御器３０へ出力する。

主制御器３０は、第１セル１０および第２セル２０の動作を統括制御する制御装置であり、ＡＣＲ（Automatic Current Regulator：自動電流制御器）部３１を備える。ＡＣＲ部３１は、電流検出器１２、２２から入力される電流値と、外部から入力される所望の電流指令値（図示略）とを近付けるための電圧指令値をＰＷＭ演算部１５、２５のそれぞれへ制御信号として出力する。

ＰＷＭ演算部１５、２５は、ＰＷＭ演算の際に参照する基準信号となる三角波のキャリア信号を生成するキャリア生成部（図示略）を備える。そして、ＰＷＭ演算部１５、２５は、主制御器３０から入力される制御信号とキャリア信号とを比較してＰＷＭ演算を行うことにより矩形波であるＰＷＭ信号を生成し、かかるＰＷＭ信号を駆動信号として電力変換器１１、２１へ出力する。

電力変換器１１、２１は、ＰＷＭ演算部１５、２５から入力されるＰＷＭ信号に基づいて複数のスイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７のＯＮおよびＯＦＦの組合せを変更することにより、高、中、低の３レベルの出力電圧を出力する。

これにより、電力変換部２から負荷４へは、電力変換器１１、２１のＰＷＭ制御された出力電圧が加算された出力電圧が出力される。こうして、電力変換装置１は、各電力変換器１１、２１の出力電圧をＰＷＭ制御することにより、負荷４へ出力する出力電流をフィードバック制御する。

このように、図２に示す電力変換装置１の制御部３は、２個の電力変換器１１、２１のそれぞれに対応して設けられ、対応する電力変換器１１、２１を制御する２個の副制御器１３、２３を備える。さらに、制御部３は、２個の副制御器１３、２３に対してそれぞれ制御信号を出力することにより２個の副制御器１３、２３を制御する主制御器３０を備える。

かかる電力変換装置１は、電力変換器１１、２１の個数に応じて、各電力変換器１１、２１のキャリア信号の位相差、電力変換器１１、２１の制御周期、および制御タイミングを適正化することで、電力変換器１１、２１を効率的に制御する。かかる点については、以下に、図１および図４を参照して説明する。図４は、実施形態に係る電力変換装置１の動作の一例を示すタイミングチャートである。

なお、以下では、第１セル１０におけるＰＷＭ演算部１５のキャリア信号を第１キャリア信号と称し、第２セル２０におけるＰＷＭ演算部２５のキャリア信号を第２キャリア信号と称する。図４に示すように、電力変換装置１では、第１キャリア信号および第２キャリア信号のキャリア周期Ｔｃは、同一周期である。

また、第１キャリア信号の位相と第２キャリア信号の位相には、キャリア周期Ｔｃの１／４周期分の位相差が設けられる。すなわち、本実施形態では、第２キャリア信号の値は、第１キャリア信号からキャリア周期Ｔｃの１／４周期に相当する時間、遅れたタイミングで極値（極大値および極小値）に達する。これを実現するため主制御器３０は、第１キャリアと第２キャリアの双方を内部で作り出している。そして、主制御器３０は、第１キャリアの開始タイミングを第１キャリアのキャリア周期毎に副制御器１３に通知し、第２キャリアの開始タイミングを第２キャリアの周期毎に副制御器２３に通知する。副制御器１３および副制御器２３は、これらの通知を受けてからそれぞれのキャリア信号をキャリア周期毎にスタートさせるようにする。

なお、図１に示したように、電力変換部２がＮ個の電力変換器２−１〜２−Ｎを備える場合には、Ｎ個の各キャリア信号の位相には、各キャリア周期Ｔｃの１／２Ｎ周期分の位相差が設けられる。

また、電力変換装置１では、第１セル１０の副制御器１３は、第１キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、電流検出器１２の検出した第１セル１０の電力変換器１１の出力電流を取得する。一方、第２セル２０の副制御器２３は、第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、電流検出器２２の検出した第２セル２０の電力変換器２１の出力電流を取得する。これは、ＰＷＭ制御により振動する電流の平均値を検出するためである。

例えば、第１セル１０では、副制御器１３は、第１キャリア信号の値が極小値に達した時刻Ｔ１[ｎ−１]のタイミングで、Ａ／Ｄ変換器１４に対し電流検出器１２が検出した第１セル１０の出力電流のＡ／Ｄ変換を行うよう指令する。Ａ／Ｄ変換部１４は、電流検出器１２から入力される電流値をＡ／Ｄ変換して主制御器３０のＡＣＲ部３１へ出力する。

主制御器３０では、時刻Ｔ１[ｎ−１]のタイミングでＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ変換部１４からの電流値の入力を取り込み、ＡＣＲ部３１がＡ／Ｄ変換部１４から入力される電流値と所望の電流指令値とを近付けるための電圧指令値を算出し、時刻Ｔ１[ｎ−１]からキャリア１／４周期後の時刻Ｔ２[ｎ−１]に極値（この場合は極小値）に達する第２キャリア信号に対応する第２セル２０の副制御器２３へ制御信号として出力する。

第２セル２０では、副制御器２３のＰＷＭ演算部２５がＡＣＲ部３１から入力される制御信号と第２キャリア信号とに基づき、公知の３レベルインバータ駆動のためのＰＷＭ演算を行うことにより、電力変換器２１のスイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７を駆動するＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ演算部２５は、第２キャリア信号の値が極小値に達する時刻Ｔ２[ｎ−１]のタイミングで、ＰＷＭ信号を第２セル２０の駆動信号として第２セル２０の電力変換器２１へ出力する。

そして、電力変換器２１は、ＰＷＭ演算部２５から入力される駆動信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７を駆動して、出力電圧を発生する。このように、電力変換装置１では、第１キャリア信号の値が極小値に達してから第２キャリア信号の値が極小値に達するまでのキャリア周期Ｔｃの１／４周期の間に、第２セル２０における電力変換器２１の駆動信号を生成する。そして、第２キャリア信号の値が極小値に達したタイミングで、第２セル２０における電力変換器２１の出力電圧を切替える。

また、第２セル２０では、副制御器２３は、第２キャリア信号の値が極小値に達した時刻Ｔ２[ｎ−１]のタイミングで、Ａ／Ｄ変換器２４に対し電流検出器２２が検出した第２セル２０における電力変換器２１の出力電流のＡ／Ｄ変換を行うよう指令する。Ａ／Ｄ変換部２４は、電流検出器２２から入力される電流値をＡ／Ｄ変換して主制御器３０のＡＣＲ部３１へ出力する。

主制御器３０では、時刻Ｔ２[ｎ−１]のタイミングでＡ／Ｄ変換されたＡ／Ｄ変換部２４からの電流値の入力を取り込み、ＡＣＲ部３１がＡ／Ｄ変換部２４から入力される電流値と所望の電流指令値とを近付けるための電圧指令値を算出し、時刻Ｔ２[ｎ−１]からキャリア１／４周期後の時刻Ｔ１[ｎ]に極値（この場合は極大値）に達する第１キャリア信号に対応する第１セル１０の副制御器１３へ制御信号として出力する。

ここで、主制御器３０が第１セル１０の副制御器１３へ制御信号を出力することが可能なのは、前述のとおり、主制御器３０が第１キャリアと第２キャリアを内部で作り出しているからである。主制御器３０は内部で作り出している第１キャリアと第２キャリアを参照し、それぞれのキャリアの現在値、増加中か減少中かを判定し、時刻Ｔ２[ｎ−１]に極値に達するのが第２キャリア信号であること、時刻Ｔ１[ｎ]で極値に達するのが第１キャリアであることを判定できる。こうして主制御器３０は、副制御器１３へ制御信号を出力することができる。

主制御器３０から制御信号が入力された第１セル１０では、副制御器１３のＰＷＭ演算部１５がＡＣＲ部３１から入力される制御信号と第１キャリア信号とに基づき、公知の３レベルインバータ駆動のためのＰＷＭ演算を行うことにより、電力変換器１１のスイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７を駆動するＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ演算部１５は、第１キャリア信号の値が極大値に達した時刻Ｔ１[ｎ]のタイミングで、ＰＷＭ信号を第１セル１０の駆動信号として第１セル１０の電力変換器１１へ出力する。

電力変換器１１は、ＰＷＭ演算部１５から入力される駆動信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ２０〜Ｑ２７を駆動して、出力電圧を発生する。このように、電力変換装置１では、第２キャリア信号の値が極小値に達してから第１キャリア信号の値が極大値に達するまでのキャリア周期Ｔｃの１／４周期の間に、第１セル１０における電力変換器１１の駆動信号を生成する。そして、第１キャリア信号の値が極大値に達したタイミングで、第１セル１０における電力変換器１１の出力電圧を切替える。

その後、主制御器３０および副制御器１３、２３は、上記した処理を繰り返す。すなわち、電力変換装置１では、以後、第１キャリア信号および第２キャリア信号の値が極値に達する時刻Ｔ２[ｎ]、Ｔ１[ｎ＋１]、Ｔ２[ｎ＋１]・・・の各タイミングで、第２セル２０の電力変換器２１および第１セル１０の電力変換器１１が順次制御される。

なお、図４に示す例では、第１キャリア信号および第２キャリア信号が極値に達するタイミングで、各キャリア信号に対応する電流検出器１２、２２が出力電流の検出を行う場合について説明したが、出力電流の検出タイミングは、これに限定するものではない。

すなわち、電流検出器１２、２２は、対応する第１セル１０または第２セル２０におけるキャリア信号の１周期において２回、半周期の時間間隔で、電流値を検出するように構成されてもよい。

上述したように、実施形態に係る電力変換装置１は、Ｎ個（Ｎは、２以上の整数）の電力変換器を備える。これらＮ個の電力変換器は、周期が同一のＮ個の基準信号に基づいて電圧を出力する。また、Ｎ個の各基準信号は、基準信号の周期の１／２Ｎ周期に相当する時間ずつずれたタイミングで極値に達するように位相差が設けられる。

そして、Ｎ個の電力変換器を制御する制御部３は、基準信号の１／２周期を制御周期としてＮ個の電力変換器のそれぞれを制御する。このとき、制御部は、Ｎ個の電力変換器の制御タイミングを、キャリア周期Ｔｃの１／２Ｎ周期分ずつずらして各電力変換器の制御を行う。

これにより、制御部３は、図４に示す動作の例では、第１キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、第１セル１０の電力変換器１１を制御し、第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、第２セル２０の電力変換器２１を制御することができる。このように、制御部は、Ｎ個の電力変換器を効率的に制御することができる。

なお、電力変換器がＮ（Ｎは、２以上の整数）個の場合、制御部は、互いに１／２Ｎ周期だけずれたＮ個の基準信号を各電力変換器に割り当て、キャリア周期Ｔｃの１／２周期の間に、１個の電力変換器あたりキャリア周期Ｔｃの１／２Ｎ周期に相当する時間で各電力変換器の駆動信号を順次生成し、各電力変換器へ順次出力する。

これにより、電力変換器がＮ個の場合であっても、各電力変換器の制御周期の開始時点と、開始点からキャリア周期Ｔｃの１／２周期経過した時点との両時点において、各電力変換器の出力電圧を順次切替えることができる。

また、制御部３は、Ｎ個の電力変換器に対し、それぞれ基準信号の周期の１／２周期という均等な時間間隔で動作制御を行うことで、Ｎ個の各電力変換器に対する単位時間当たりの処理負荷を均等にすることができる。これにより、制御部３は、電力変換装置１の出力電圧に関する制御を安定して行うことができる。

また、電力変換装置１は、Ｎ個の電力変換器の出力同士が直列に接続された直列多重電力変換装置であるので、各電力変換器の出力電圧をＰＷＭ制御することにより、負荷へ出力する出力電流を容易に制御することができる。

また、電力変換装置は、Ｎ個の各電力変換器に対応して１対１に設けられたＮ個の副制御器と、各副制御器の動作を制御する主制御器とを備える。そして、電力変換装置では、Ｎ個の電力変換器に共通する状態量として、各電力変換器の出力電流を検出し、かかる共通の状態量に基づいて主制御器がＮ個の副制御器に対する制御信号を生成する。

このように、主制御器が制御信号の生成に用いる情報は、Ｎ個の電力変換器に共通する状態量である。したがって、主制御器が生成する制御信号は、任意の副制御器へ適用することができる。

すなわち、主制御器は、次に極値に達する基準信号がどの基準信号であっても、次に極値に達する基準信号に対応した副制御器へ直近に生成した制御信号を出力して副制御器の動作を適切に制御することができる。これにより、主制御器は、電力変換部２が備えるＮ個の電力変換器の各出力電圧に関する制御を効率的に行うことができる。

また、電力変換装置の主制御器は、基準信号の周期の１／２Ｎ（Ｎは、電力変換器の個数）周期で制御信号を副制御器へ出力するが、基準信号の周期の１／（２Ｎ・Ｍ）周期（Ｍは、自然数）で制御信号を出力してもよい。かかる構成とする場合、副制御器の制御周期を基準信号の周期の１／２Ｍとする。

かかる構成によれば、電力変換装置１は、制御周期をより短くすることによって、単位時間当たりの制御回数を増加させることができるので、出力電流のフィードバック制御の精度をさらに向上させることができる。

なお、図２に示す電力変換装置１の構成は一例であり、以下のように構成を変更した場合であっても、図１に示す電力変換装置１と同様の効果が生起される。以下、実施形態に係る電力変換装置１の変形例１〜３を説明する。

（変形例１）
図５Ａは、実施形態の変形例１に係る電力変換装置１ａを示す説明図である。なお、図５Ａでは、図２に示す構成要素と同一の構成要素に対して同一の符号を付した。図５Ａに示すように、電力変換装置１ａは、第２セル２０ａの構成および主制御器３０ａの動作が、図２に示す電力変換装置１とは異なる。

具体的には、第２セル２０ａは、電力変換器２１と副制御器２３ａを備え、副制御器２３ａは、ＰＷＭ演算部２５を備える。すなわち、第２セル２０ａは、図２に示す電流検出器２２およびＡ／Ｄ変換部２４を備えていない。なお、本変形例では、第１セル１０の副制御器１３、第２セル２０ａの副制御器２３ａ、主制御器３０ａが電力変換部２を制御する制御部３ａとして機能する。

ここで、第１セル１０の電力変換器１１および第２セル２０ａの電力変換器２１の出力は、直列に接続される。したがって、電力変換器１１、２１の出力電流は、略同一とみなすことができる。

このため、電力変換装置１ａにおいては、主制御器３０ａは、図４に示す第１キャリア信号および第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、電流検出器１２が接続されているＡ／Ｄ変換器１４に対して、電流検出器１２が検出した出力電流のＡ／Ｄ変換を指令する。Ａ／Ｄ変換部１４は、電流検出器１２から入力される電流値をＡ／Ｄ変換して主制御器３０ａのＡＣＲ部３１ａへ出力する。そして、ＡＣＲ部３１ａは、第１セル１０の電流検出器１２によって検出された電流値に基づいて第１セル１０の副制御器１３および第２セル２０ａの副制御器２３ａに対する制御信号を生成し、副制御器１３および副制御器２３ａへ出力する。

続いて、第１セル１０では、副制御器１３のＰＷＭ演算部１５が主制御器３０ａから入力される制御信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、図４に示す第１キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで第１セル１０の電力変換器１１へ駆動信号として出力する。

一方、第２セル２０ａでは、副制御器２３ａのＰＷＭ演算部２５が主制御器３０ａから入力される制御信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ演算部２５は、生成したＰＷＭ信号を、図４に示す第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで第２セル２０ａの電力変換器２１へ駆動信号として出力する。

これにより、電力変換装置１ａでは、図１に示す電力変換装置１と同様に、各電力変換器１１、２１の動作制御を均等且つ効率的に行うことができる。しかも、第２セル２０ａには、電流検出器２２およびＡ／Ｄ変換部２４を設ける必要がない。したがって、本変形例によれば、構成が簡易で安価な第２セル２０ａを用いて電力変換装置１ａが構成される。次に、変形例２について説明する。

（変形例２）
図５Ｂは、実施形態の変形例２に係る電力変換装置１ｂを示す説明図である。なお、図５Ｂでは、図２および図５Ａに示す構成要素と同一の構成要素に対して同一の符号を付した。図５Ｂに示すように、電力変換装置１ｂは、変形例１に係る第２セル２０ａと構成が同様の第１セル１０ｂおよび第２セル２０ａを備える。

また、電力変換装置１ｂの主制御器３０ｂは、電流検出器１２ｂと、ＡＣＲ部３１ｂと、Ａ／Ｄ変換部３２ｂとを備える。なお、本変形例では、第１セル１０ｂの副制御器１３ｂ、第２セル２０ａの副制御器２３ａ、主制御器３０ｂが電力変換部２を制御する制御部３ｂとして機能する。

ここで、第１セル１０ｂの電力変換器１１および第２セル２０ａの電力変換器２１の出力および負荷４は、直列に接続される。したがって、電力変換器１１、２１の出力電流と負荷４へ出力される出力電流とは、略同一とみなすことができる。

このため、主制御器３０ｂでは、負荷４へ出力される出力電流の電流値を電流検出器１２ｂによって検出する。かかるＡ／Ｄ変換部３２ｂは、図４に示す第１キャリア信号および第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで、主制御器３０ｂの指令により、電流検出器１２ｂの検出した出力電流のＡ／Ｄ変換を行う。

続いて、主制御器３０ｂでは、Ａ／Ｄ変換部３２ｂがＡ／Ｄ変換した電流値をＡＣＲ部３１ｂへ出力する。ＡＣＲ部３１ｂは、Ａ／Ｄ変換部３２ｂから入力される電流値と所望の電流指令値とを近づけるための電圧指令値を制御信号として第１セル１０ｂの副制御器１３ｂおよび第２セル２０ａの副制御器２３ａへ出力する。

続いて、第１セル１０ｂでは、副制御器１３ｂのＰＷＭ演算部１５が主制御器３０ｂから入力される制御信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ演算部１５は、生成したＰＷＭ信号を、図４に示す第１キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで第１セル１０ｂの電力変換器１１へ駆動信号として出力する。

一方、第２セル２０ａでは、副制御器２３ａのＰＷＭ演算部２５が主制御器３０ｂから入力される制御信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ演算部２５は、生成したＰＷＭ信号を、図４に示す第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングで第２セル２０ａの電力変換器２１へ駆動信号として出力する。

これにより、電力変換装置１ｂでは、図１に示す電力変換装置１と同様に、各電力変換器１１、２１の動作制御を均等且つ効率的に行うことができる。しかも、第１セル１０ｂおよび第２セル２０ａには、電流検出器１２、２２およびＡ／Ｄ変換部１４、２４を設ける必要がない。したがって、本変形例によれば、より構成が簡易で安価な第１セル１０ｂおよび第２セル２０ａを用いて電力変換装置１ｂが構成される。次に、変形例３について説明する。

（変形例３）
図６は、実施形態の変形例３に係る電力変換装置１ｃを示す説明図である。図６に示すように、電力変換装置１ｃは、３相交流電流によって動作するモータ４ｃのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へそれぞれ単相の交流電流を出力する装置である。

かかる電力変換装置１ｃは、電力変換部２ｃと、主制御器３０ｃとを備える。電力変換部２ｃは、出力が直列に接続された第１セルＵ１および第２セルＵ２と、出力が直列に接続された第１セルＶ１および第２セルＶ２と、出力が直列に接続された第１セルＷ１および第２セルＷ２とを備える。

ここで、第１セルＵ１は、図５Ｂに示す第１セル１０ｂと電源１６とを備える。他の第１セルＶ１、Ｗ１および第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２は、いずれも第１セルＵ１と同一の構成である。なお、第１セルＵ１、Ｖ１、Ｗ１および第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２がそれぞれ備える計６個の電源１６は、互いに絶縁されたものである。

そして、第１セルＵ１の出力端子は、モータ４ｃにおけるＵ相の入力端子へ接続される。また、第１セルＶ１の出力端子は、モータ４ｃにおけるＶ相の入力端子へ接続される。また、第１セルＷ１の出力端子は、モータ４ｃにおけるＷ相の入力端子へ接続される。一方、第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２は、反負荷側の中性点で互いに接続されてスター結線となる。

また、電力変換部２ｃは、モータ４ｃのＵ相へ出力する出力電流を検出する電流検出器１２ｕと、モータ４ｃのＶ相へ出力する出力電流を検出する電流検出器１２ｖとを備える。

また、主制御器３０ｃは、ＡＣＲ部３１ｃとＡ／Ｄ変換部３２ｃとを備える。Ａ／Ｄ変換部３２ｃは、電流検出器１２ｕ、１２ｖによって検出されたＵ相およびＶ相の電流値をＡ／Ｄ変換し、ＡＣＲ部３１ｃへ出力する。

また、Ａ／Ｄ変換部３２ｂは、Ｕ相およびＶ相の電流値からＷ相の電流値を算出する。すなわち、三相交流のモータ４ｃへ出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流の和は０となる。かかる各電流値の関係から、Ａ／Ｄ部３２ｂは、Ｗ相の電流値を算出することができる。そして、Ａ／Ｄ変換器３２ｂは、算出したＷ相の電流値をＡ／Ｄ変換してＡＣＲ部３１ｃへ出力する。

ここで三相の場合、各相に流れる電流は異なる値となる。従って、全セルを共通の制御量により制御することができた、変形例２までの実施例とは異なっている。

具体的には、第１セルＵ１、Ｖ１、Ｗ１で同一の基準信号を、また第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２で同一の基準信号を使用し、これらの基準信号が同一のセルが有する副制御器は同一の制御周期で制御を行なうことで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を同じタイミングで検出し、これら三つの電流値を同時に使用して制御を行うように構成する。

この場合、第１セルＵ１、Ｖ１、Ｗ１に対する基準信号と第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２に対する基準信号は１／４周期ずれている。また、第１セルＵ１、Ｖ１、Ｗ１に対する制御周期と第２セルＵ２、Ｗ２、Ｖ２に対する制御周期も１／４周期ずれている。

そして、主制御器３０ｃは、図４に示す第１キャリア信号および第２キャリア信号の値が極値に達する各タイミングでＡ／Ｄ変換器３２ｃに対してＡ／Ｄ変換を指令する。Ａ／Ｄ変換部３２ｃは、主制御器３０ｃからの指令により電流検出器１２ｕ、１２ｖによって検出されたＵ相およびＶ相の電流値をＡ／Ｄ変換し、ＡＣＲ部３１ｃへ出力する。また、同時にＡ／Ｄ変換部３２ｂは、Ｕ相およびＶ相の電流値からＷ相の電流値を算出し、Ａ／Ｄ変換してＡＣＲ部３１ｃへ出力する。

ＡＣＲ部３１ｃは、Ａ／Ｄ変換部３２ｃから入力される電流値を公知の三相／二相変換および回転座標変換（ｄ−ｑ変換）を行うことで、ｄ−ｑ軸上のＩｄ、Ｉｑに変換する。主制御器３０ｃは、モータ４ｃを制御するのに必要な励磁電流指令、トルク指令を公知のモータ制御手段で得ており、ＡＣＲ部３１ｃはこれらから電流指令ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆを演算し、電流値Ｉｄ、Ｉｑと電流指令値ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆとを近づけるための電圧指令値Ｖｄｒｅｆ、Ｖｑｒｅｆを制御信号として出力する。

主制御器３０ｃはこれら二つの電圧指令を公知の回転座標変換、二相／三相変換してＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令に変換する。そして、主制御器３０ｃはこれら三つの電圧指令を第１セルＵ１、Ｖ１、Ｗ１および第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２へ制御周期毎に交互に、そしてそれぞれの制御周期で同時に出力する。

そして、各第１セルＵ１、Ｖ１、Ｗ１および第２セルＵ２、Ｖ２、Ｗ２では、副制御器１３ｂおよび２３ａの各ＰＷＭ演算部１５、２５（図５Ｂ参照）が、それぞれ同じ制御周期の中で同時に、対応する各電力変換器１１、２１へ駆動信号を出力する。

これにより、電力変換装置１ｃは、３相交流電流によって動作するモータ４ｃへ三相交流電流を出力する場合であっても、図１に示す電力変換装置１と同様に、各電力変換器１１、２１の動作制御を均等且つ効率的に行うことができる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。よって、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１ａ、１ｂ、１ｃ 電力変換装置
２、２ｃ 電力変換部
３、３ａ、３ｂ 制御部
２―１〜２−Ｎ、１１、２１ 電力変換器
１０、１０ｂ、Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１ 第１セル
２０、２０ａ、Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２ 第２セル
１２、１２ｂ、１２ｕ、１２ｖ、２２ 電流検出器
１３、１３ｂ、２３、２３ａ 副制御器
１４、２４、３２ｂ、３２ｃ Ａ／Ｄ変換部
１５、２５ ＰＷＭ演算部
３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ 主制御器
３１、３１ａ、３１ｂ、３１ｃ ＡＣＲ部
４ 負荷
４ｃ モータ

Claims (8)

1. 同一周期の基準信号に基づいて電圧を出力し、前記基準信号の位相がそれぞれ前記周期の１／２Ｎ（Ｎは、２以上の整数）周期分ずつずれたＮ個の電力変換器を有する電力変換部と、
   前記基準信号の１／２周期を制御周期として前記Ｎ個の電力変換器のそれぞれを制御し、前記Ｎ個の電力変換器の制御タイミングをそれぞれ前記基準信号の周期の１／２Ｎ周期分ずつずらした制御部と、
   前記電力変換器に共通する所定の状態量を検出する状態量検出器とを備え、
   前記制御部は、
   各々の前記制御周期において、前記状態量検出器にて該当する前記制御周期の開始時点より前記制御タイミングのずれ分以下の時間だけ前に検出された前記状態量に基づいて前記電力変換器の制御信号を生成する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記Ｎ個の電力変換器に対する前記基準信号がずれる順番が、前記Ｎ個の電力変換器に対する前記制御タイミングのずれる順番と等しい
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記Ｎ個の電力変換器のそれぞれに対応して設けられ、対応する前記電力変換器を制御するＮ個の副制御器と、
   前記Ｎ個の副制御器に対してそれぞれ制御信号を出力することにより前記Ｎ個の副制御器を制御する主制御器と
   を有し、
   前記Ｎ個の副制御器の各々は、
   前記主制御器から入力される前記制御信号に基づき対応する前記電力変換器の駆動信号を生成し、前記制御周期で当該電力変換器へ出力する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記主制御器は、
   前記基準信号の周期の１／（２Ｎ・Ｍ）周期（Ｍは、自然数）で、前記制御信号を出力し、
   前記副制御器は、
   前記基準信号の周期の１／２Ｍ周期で、対応する前記電力変換器を制御する
   ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記主制御器は、
   前記基準信号の１周期において２回、半周期の間隔で、前記状態量検出器の検出した前記所定の状態量を取得し、
   前記状態量検出器によって検出された前記状態量に基づいて生成した前記制御信号を、前記基準信号が次に極値に達する前記電力変換器に対応する副制御器へ出力し、
   前記副制御器は、
   前記制御信号に基づいて前記駆動信号を生成し、前記基準信号が極値に達したタイミングで、前記電力変換器へ出力する
   ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記所定の状態量は、
   前記電力変換器の出力電流である
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記Ｎ個の電力変換器は、
   出力同士が直列接続される
   ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
8. Ｌ個（Ｌは２以上の整数）の出力相毎に、前記電力変換部を備え、
   前記制御部は、
   それぞれの前記出力相間で同じ位置に配置される前記電力変換器の前記基準信号の位相を同一にすることによって、前記基準信号の位相が同一の前記電力変換器に対して同一の制御タイミングで制御を行う
   ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。

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