JP2008131666A - 交流交流直接変換器の出力電圧検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】マトリクスコンバータのように直流回路が存在しない交流交流直接変換器の出力電圧を精度良く検出し、負荷として接続される交流電動機のトルクや速度を高精度に制御する。
【解決手段】双方向スイッチのスイッチングにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換器において、直接変換器に入力される多相交流電圧のうち電圧が最小となる最小電圧相を検出する第1の検出手段と、最小電圧相の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出する第2の検出手段と、を備える。第1の検出手段は、交流入力端子R、S、Tをマトリクスコンバータ500と共通にした整流回路601を備え、第2の検出手段は、整流回路601の負電位点N’の電位を基準としてマトリクスコンバータ500の出力相電圧を検出する。
【選択図】図1
【解決手段】双方向スイッチのスイッチングにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換するマトリクスコンバータ等の交流交流直接変換器において、直接変換器に入力される多相交流電圧のうち電圧が最小となる最小電圧相を検出する第1の検出手段と、最小電圧相の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出する第2の検出手段と、を備える。第1の検出手段は、交流入力端子R、S、Tをマトリクスコンバータ500と共通にした整流回路601を備え、第2の検出手段は、整流回路601の負電位点N’の電位を基準としてマトリクスコンバータ500の出力相電圧を検出する。
【選択図】図1
Description
本発明は、電解コンデンサ等の大型のエネルギーバッファを用いることなく、複数の半導体スイッチング素子からなる双方向スイッチにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、その出力電圧を高精度に検出可能とした出力電圧検出装置に関するものである。
図5は、インバータを用いた交流交流変換器の主回路構成図である。
図5において、100は三相交流電源、200は交流交流変換器、300は交流電動機等の負荷を示す。交流交流変換器200は、ダイオード211を三相ブリッジ接続してなる整流回路210と、直流中間回路に接続された電解コンデンサ230と、環流ダイオードを備えた半導体スイッチング素子221を三相ブリッジ接続してなる電圧形インバータ220とから構成されており、交流−直流−交流変換を行って電源100の三相交流電圧を所望の大きさ、周波数の三相交流電圧に変換し、負荷300に供給する。
なお、R,S,Tは交流交流変換器200の三相入力端子、U,V,Wは同じく三相出力端子、P,Nは直流中間回路の正電位点、負電位点である。
図5において、100は三相交流電源、200は交流交流変換器、300は交流電動機等の負荷を示す。交流交流変換器200は、ダイオード211を三相ブリッジ接続してなる整流回路210と、直流中間回路に接続された電解コンデンサ230と、環流ダイオードを備えた半導体スイッチング素子221を三相ブリッジ接続してなる電圧形インバータ220とから構成されており、交流−直流−交流変換を行って電源100の三相交流電圧を所望の大きさ、周波数の三相交流電圧に変換し、負荷300に供給する。
なお、R,S,Tは交流交流変換器200の三相入力端子、U,V,Wは同じく三相出力端子、P,Nは直流中間回路の正電位点、負電位点である。
上記構成において、負荷300として交流電動機を接続し、そのトルクや速度を精度良く制御するためには、インバータ220の出力電圧を高精度に検出することが求められる。
一般に、インバータでは、スイッチング素子のオン電圧降下やデッドタイムにより、指令値通りの出力電圧を得ることが困難である。また、出力電圧指令値のみを用いて制御を行うと、実際の出力電圧値との間に誤差が発生し、この誤差がトルク制御性能を悪化させたり、トルクリプル等による電動機の過熱や効率悪化を招く恐れがある。
特に、速度検出器を有しない電動機の速度センサレス制御においては、低速領域で精度良く出力電圧を検出できることが、高精度な速度推定やトルク制御を行うために要請されている。
一般に、インバータでは、スイッチング素子のオン電圧降下やデッドタイムにより、指令値通りの出力電圧を得ることが困難である。また、出力電圧指令値のみを用いて制御を行うと、実際の出力電圧値との間に誤差が発生し、この誤差がトルク制御性能を悪化させたり、トルクリプル等による電動機の過熱や効率悪化を招く恐れがある。
特に、速度検出器を有しない電動機の速度センサレス制御においては、低速領域で精度良く出力電圧を検出できることが、高精度な速度推定やトルク制御を行うために要請されている。
これらの点に鑑み、後述する非特許文献1には、インバータの出力電圧を高精度に検出する手段が開示されている。
すなわち、非特許文献1では、インバータの直流回路の負電位点(図5におけるN)の電位を基準として各相出力電圧を検出し、この電圧をA/D変換してフィードバック制御に用いている。
例えば、インバータの三相出力電圧の中性点電位を基準として出力電圧を検出する場合、スイッチングの影響によって中性点電位が変動し、出力電圧検出値にはノイズが含まれることになるが、非特許文献1のように、直流回路の負電位点を基準にすると電位の変動が少なくなり、出力電圧検出値に含まれるノイズを低減することができる。
すなわち、非特許文献1では、インバータの直流回路の負電位点(図5におけるN)の電位を基準として各相出力電圧を検出し、この電圧をA/D変換してフィードバック制御に用いている。
例えば、インバータの三相出力電圧の中性点電位を基準として出力電圧を検出する場合、スイッチングの影響によって中性点電位が変動し、出力電圧検出値にはノイズが含まれることになるが、非特許文献1のように、直流回路の負電位点を基準にすると電位の変動が少なくなり、出力電圧検出値に含まれるノイズを低減することができる。
杉本英彦,田中伸幸,「三相電圧形PWMインバータの出力電圧検出回路の開発」,平成17年電気学会産業応用部門大会論文集I−113,p.415〜p.418
さて、交流交流直接変換器の一例として、図6に示すようなマトリクスコンバータが知られている。
図6において、100は三相交流電源、300は負荷、R’,S’,T’は電源100の三相出力端子である。また、400は入力フィルタ、500はマトリクスコンバータであり、このマトリクスコンバータ500は、入力フィルタ400と負荷300との間に接続されたU相スイッチ500U,V相スイッチ500V,W相スイッチ500Wから構成されている。これらの各相スイッチ500U,500V,500Wは、例えば逆並列接続された環流ダイオードを有するIGBT等の半導体スイッチング素子を2個、逆方向に直列接続してなる双方向スイッチ501を、それぞれ3個ずつ備えている。
上記構成のマトリクスコンバータ500では、双方向スイッチ501をPWM制御によりオンオフさせて三相交流電圧を所望の大きさ、周波数の三相交流電圧に直接変換し、負荷300に供給している。
図6において、100は三相交流電源、300は負荷、R’,S’,T’は電源100の三相出力端子である。また、400は入力フィルタ、500はマトリクスコンバータであり、このマトリクスコンバータ500は、入力フィルタ400と負荷300との間に接続されたU相スイッチ500U,V相スイッチ500V,W相スイッチ500Wから構成されている。これらの各相スイッチ500U,500V,500Wは、例えば逆並列接続された環流ダイオードを有するIGBT等の半導体スイッチング素子を2個、逆方向に直列接続してなる双方向スイッチ501を、それぞれ3個ずつ備えている。
上記構成のマトリクスコンバータ500では、双方向スイッチ501をPWM制御によりオンオフさせて三相交流電圧を所望の大きさ、周波数の三相交流電圧に直接変換し、負荷300に供給している。
この種のマトリクスコンバータ500により負荷300としての交流電動機を駆動する場合にも、前述したインバータ220と同様に、出力電圧を検出して高精度にトルク制御を行うことが要求される。
しかし、マトリクスコンバータ500はインバータ220と異なって直流回路を持たないため、非特許文献1に記載されているような方法によって出力電圧を検出することができない。この場合、三相出力電圧の中性点電位を基準として各相出力電圧を検出すると、前述したように中性点電位の変動に起因したノイズによって検出精度が悪化し、好ましくない。
しかし、マトリクスコンバータ500はインバータ220と異なって直流回路を持たないため、非特許文献1に記載されているような方法によって出力電圧を検出することができない。この場合、三相出力電圧の中性点電位を基準として各相出力電圧を検出すると、前述したように中性点電位の変動に起因したノイズによって検出精度が悪化し、好ましくない。
そこで、本発明の解決課題は、マトリクスコンバータのように直流回路が存在しない交流交流直接変換器を対象としてその出力電圧を精度良く検出し、負荷として接続された交流電動機のトルクや速度を高精度に制御可能とした出力電圧検出装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、双方向スイッチのスイッチングにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器に入力される多相交流電圧のうち電圧が最小となる最小電圧相を検出する第1の検出手段と、前記最小電圧相の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出する第2の検出手段と、を備えたものである。
前記直接変換器に入力される多相交流電圧のうち電圧が最小となる最小電圧相を検出する第1の検出手段と、前記最小電圧相の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出する第2の検出手段と、を備えたものである。
請求項2に係る発明は、請求項1に記載した出力電圧検出装置において、
前記第1の検出手段は、前記直接変換器の交流入力電圧が加えられる整流回路を備え、前記第2の検出手段は、前記整流回路の低圧側の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出するものである。
前記第1の検出手段は、前記直接変換器の交流入力電圧が加えられる整流回路を備え、前記第2の検出手段は、前記整流回路の低圧側の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出するものである。
請求項3に係る発明は、請求項2に記載した出力電圧検出装置において、
前記直接変換器に入力される多相交流電圧の大小関係を判別する手段が、前記整流回路を兼用し、前記双方向スイッチを、前記大小関係に従って決定されたスイッチングパターンによりオンオフさせるものである。
前記直接変換器に入力される多相交流電圧の大小関係を判別する手段が、前記整流回路を兼用し、前記双方向スイッチを、前記大小関係に従って決定されたスイッチングパターンによりオンオフさせるものである。
請求項1または2に係る発明によれば、マトリクスコンバータのように直流回路を持たない交流交流直接変換器においても、出力電圧の中性点電位の変動による影響を受けずに精度良く出力電圧を検出することができる。
また、請求項3に係る発明によれば、前記整流回路を別個に設ける必要がないため、部品の追加を不要にして体積やコストの増大を防ぐことができる。
また、請求項3に係る発明によれば、前記整流回路を別個に設ける必要がないため、部品の追加を不要にして体積やコストの増大を防ぐことができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図1は本発明の第1実施形態を示す回路構成図であり、交流交流直接変換器としてマトリクスコンバータ500を用いた場合のものである。なお、図6と同一の構成要素には同一の番号を付して重複する説明を省略し、以下では図6と異なる部分を中心に説明する。
図1は本発明の第1実施形態を示す回路構成図であり、交流交流直接変換器としてマトリクスコンバータ500を用いた場合のものである。なお、図6と同一の構成要素には同一の番号を付して重複する説明を省略し、以下では図6と異なる部分を中心に説明する。
図1において、マトリクスコンバータ500の三相入力端子R,S,Tには、ダイオード602を三相ブリッジ接続してなる整流回路601の交流入力端子が接続されており、その直流出力端子(正負電位点)P’,N’間には負荷603が接続されている。負荷603は、例えば抵抗負荷や電流源回路であり、整流回路601内のダイオード602を常に導通させておくためのものである。
図1では、整流回路601の交流入力端子を入力フィルタ400の出力側(マトリクスコンバータ500の三相入力端子R,S,T)に接続してあるが、入力フィルタ400の入力側(三相交流電源100の三相出力端子R’,S’,T’)に接続しても良い。
図1では、整流回路601の交流入力端子を入力フィルタ400の出力側(マトリクスコンバータ500の三相入力端子R,S,T)に接続してあるが、入力フィルタ400の入力側(三相交流電源100の三相出力端子R’,S’,T’)に接続しても良い。
上記構成において、本実施形態では、整流回路601の負電位点N’の電位を基準にしてマトリクスコンバータ500の各相出力電圧を検出し、この出力電圧検出値を用いてマトリクスコンバータ500の出力電圧をフィードバック制御するようにした。
すなわち、図1において、整流回路601の正電位点P’の電位は、交流入力端子R,S,Tの各相のうち電圧が一番高い相の電圧となり、整流回路601の負電位点N’の電位は、交流入力端子R,S,Tの各相のうち電圧が一番低い相の電圧となる。このため、正負電位点P’,N’間の電圧は、入力線間電圧の最大値となる。
すなわち、図1において、整流回路601の正電位点P’の電位は、交流入力端子R,S,Tの各相のうち電圧が一番高い相の電圧となり、整流回路601の負電位点N’の電位は、交流入力端子R,S,Tの各相のうち電圧が一番低い相の電圧となる。このため、正負電位点P’,N’間の電圧は、入力線間電圧の最大値となる。
ここで、図2は、本実施形態におけるシミュレーション波形であり、図2(a)は電源100の中性点から見た整流回路601の正電位点P’及び負電位点N’の電位、図2(b)は負電位点N’を基準としたマトリクスコンバータ500の出力側U相電圧波形を何れも単位法表示したものである。
図2(a)によれば、整流回路601の正電位点P’の電位は最大電圧相の電圧として、また、負電位点N’の電位は最小電圧相の電圧としてそれぞれ検出できており、図2(b)より、最小電圧相の電圧である負電位点N’を基準にすることで、U相の出力電圧をすべて正側で検出することが可能である。これは、図5に示したインバータにおいて、直流回路の負電位点Nを基準として出力電圧を検出するのと同様の作用が得られることを示している。
図2(a)によれば、整流回路601の正電位点P’の電位は最大電圧相の電圧として、また、負電位点N’の電位は最小電圧相の電圧としてそれぞれ検出できており、図2(b)より、最小電圧相の電圧である負電位点N’を基準にすることで、U相の出力電圧をすべて正側で検出することが可能である。これは、図5に示したインバータにおいて、直流回路の負電位点Nを基準として出力電圧を検出するのと同様の作用が得られることを示している。
従って、図1に示すように、マトリクスコンバータ500の交流入力電圧を整流して得た直流電圧の負電位点N’を基準にすることで、インバータと同等の精度で各相の出力電圧を検出することができる。
なお、実際には、整流回路601のダイオード602のオン電圧降下などにより、出力電圧は図2(b)のように理想的な波形とはならず、直流量誤差を生じる。
そこで、図3のシーケンスに従い、出力パルス(双方向スイッチ501のオンオフパルス)のオフ時に検出される電圧を、整流回路601とオペアンプ等からなる電圧検出回路(図示せず)とによる誤差、すなわちオフセット量として予め検出し、記憶しておく(図3のステップS1 Yes,S21,S31)。そして、出力パルスのオン時における出力電圧検出値に対し、前記オフセット量を符号に応じ加算または減算して出力電圧検出値を補正することにより(図3のステップS1 No,S22,S32)、誤差の影響をなくして検出精度を向上させることができる。
そこで、図3のシーケンスに従い、出力パルス(双方向スイッチ501のオンオフパルス)のオフ時に検出される電圧を、整流回路601とオペアンプ等からなる電圧検出回路(図示せず)とによる誤差、すなわちオフセット量として予め検出し、記憶しておく(図3のステップS1 Yes,S21,S31)。そして、出力パルスのオン時における出力電圧検出値に対し、前記オフセット量を符号に応じ加算または減算して出力電圧検出値を補正することにより(図3のステップS1 No,S22,S32)、誤差の影響をなくして検出精度を向上させることができる。
次に、図4は本発明の第2実施形態を示す回路構成図である。
この実施形態では、マトリクスコンバータ500の各相入力電圧の大小関係を判別する電圧大小判別回路701によって図1における整流回路601を兼用するようにしたものである。
この実施形態では、マトリクスコンバータ500の各相入力電圧の大小関係を判別する電圧大小判別回路701によって図1における整流回路601を兼用するようにしたものである。
上記電圧大小判別回路701については、例えば特開2005−168197号公報の段落[0004]〜[0008]、図9,図10等に最大最小判別手段として記載されている。この判別回路701は、各相電圧の大小関係(最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相)に応じた判別信号(電圧大小判別信号)をフォトカプラから出力するものであり、前記判別信号に基づいてマトリクスコンバータ500の双方向スイッチ501に対するスイッチングパターン(転流パターン)を生成するために使用される。
このように、電圧大小判別回路701は、マトリクスコンバータ500の制御を行う上で必要な構成要素であり、入力電圧の大小関係に基づいて双方向スイッチ501を制御する電圧転流では、検出遅れを極力小さくするためのハードウエアによって構成されている。
このように、電圧大小判別回路701は、マトリクスコンバータ500の制御を行う上で必要な構成要素であり、入力電圧の大小関係に基づいて双方向スイッチ501を制御する電圧転流では、検出遅れを極力小さくするためのハードウエアによって構成されている。
図4に示すように、電圧大小判別回路701は、三相各相の上下アームに接続された6個のダイオード704と、これらのダイオード704にそれぞれ逆並列接続された発光ダイオード702及びフォトトランジスタ705からなるフォトカプラRmax,Rmin,Smax,Smin,Tmax,Tminとから構成されている。なお、703は抵抗負荷や電流源等の負荷である。
上記構成において、三相ブリッジ接続された6個の発光ダイオード702が図1における整流回路601と等価な整流回路を構成することとなる。
上記構成において、三相ブリッジ接続された6個の発光ダイオード702が図1における整流回路601と等価な整流回路を構成することとなる。
上記電圧大小判別回路701においては、最大電圧相に接続されているフォトカプラと最小電圧相に接続されているフォトカプラとがオンする。例えば、図4におけるフォトカプラRmax,Tminがオンすれば、R相が最大電圧相、T相が最小電圧相であることがわかり、フォトカプラがオンしていないS相が中間電圧相であることがわかる。
従って、フォトカプラRmax,Rmin,Smax,Smin,Tmax,Tminを構成するトランジスタ705の出力信号(電圧大小判別信号)によって各相電圧の大小関係を判別できるので、出力電圧指令に応じたPWMパルスを前記電圧大小判別信号により振り分けて双方向スイッチ501のスイッチングパターンを決定すれば、出力電圧指令通りの電圧を出力させることができる。
従って、フォトカプラRmax,Rmin,Smax,Smin,Tmax,Tminを構成するトランジスタ705の出力信号(電圧大小判別信号)によって各相電圧の大小関係を判別できるので、出力電圧指令に応じたPWMパルスを前記電圧大小判別信号により振り分けて双方向スイッチ501のスイッチングパターンを決定すれば、出力電圧指令通りの電圧を出力させることができる。
この実施形態においても、マトリクスコンバータ500の交流入力電圧を電圧大小判別回路701により整流して得た直流電圧の負電位点N’を基準にすることで、インバータと同等の精度で各相の出力電圧を検出することができる。
本実施形態によれば、電圧大小判別回路701の構成要素によって図1の整流回路601と同等の整流回路が構成されるため、部品を有効利用して部品数の増加を防ぎ、体積やコストの増大を防ぐことができる。
なお、本実施形態においても、図3に示したように、予め検出したオフセット量を用いて出力電圧検出値を補正しても良い。
本実施形態によれば、電圧大小判別回路701の構成要素によって図1の整流回路601と同等の整流回路が構成されるため、部品を有効利用して部品数の増加を防ぎ、体積やコストの増大を防ぐことができる。
なお、本実施形態においても、図3に示したように、予め検出したオフセット量を用いて出力電圧検出値を補正しても良い。
100:三相交流電源
300:負荷
400:入力フィルタ
500:マトリクスコンバータ
500U:U相スイッチ
500V:V相スイッチ
500W:W相スイッチ
501:双方向スイッチ
601:整流回路
602:ダイオード
603:負荷
701:電圧大小判別回路
702:発光ダイオード
703:負荷
704:ダイオード
705:フォトトランジスタ
R,S,T:三相入力端子
U,V,W,R’,S’,T’:三相出力端子
P,P’:正電位点
N,N’:負電位点
300:負荷
400:入力フィルタ
500:マトリクスコンバータ
500U:U相スイッチ
500V:V相スイッチ
500W:W相スイッチ
501:双方向スイッチ
601:整流回路
602:ダイオード
603:負荷
701:電圧大小判別回路
702:発光ダイオード
703:負荷
704:ダイオード
705:フォトトランジスタ
R,S,T:三相入力端子
U,V,W,R’,S’,T’:三相出力端子
P,P’:正電位点
N,N’:負電位点
Claims (3)
- 双方向スイッチのスイッチングにより多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器において、
前記直接変換器に入力される多相交流電圧のうち電圧が最小となる最小電圧相を検出する第1の検出手段と、
前記最小電圧相の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出する第2の検出手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流直接変換器の出力電圧検出装置。 - 請求項1に記載した出力電圧検出装置において、
前記第1の検出手段は、前記直接変換器の交流入力電圧が加えられる整流回路を備え、前記第2の検出手段は、前記整流回路の低圧側の電位を基準として前記直接変換器の出力相電圧を検出することを特徴とする交流交流直接変換器の出力電圧検出装置。 - 請求項2に記載した出力電圧検出装置において、
前記直接変換器に入力される多相交流電圧の大小関係を判別する手段が、前記整流回路を兼用し、
前記双方向スイッチを、前記大小関係に従って決定されたスイッチングパターンによりオンオフさせることを特徴とする交流交流直接変換器の出力電圧検出装置。
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