JP2019033556A - ゲート駆動装置および電力変換装置 - Google Patents

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Keisuke IWASAWA
佳祐 岩澤
隆義 三木
Takayoshi Miki
隆義 三木
一喜 渡部
Kazuyoshi Watabe
一喜 渡部
中武 浩
Hiroshi Nakatake
浩 中武
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Abstract

【課題】スイッチング素子を駆動するゲート駆動装置において、ノイズ発生量の制限内でスイッチング素子の電力損失を低減させると共に、電力損失の上限を超えない範囲で負荷への高出力化を可能にする。
【解決手段】ゲート駆動装置40は、スイッチング素子SWのオン時に流れる素子電流Icを検出する電流検出部12と、複数のゲート電流を切り換えてゲート信号Gを出力するゲート駆動部130と、記憶部14と、ゲート電流の切換信号Sを生成する切換決定部15とを備える。記憶部14は、上記スイッチング素子SWの電力損失およびノイズ発生量の各上限情報と、各ゲート電流における素子電流、電力損失およびノイズ発生量の関係である素子特性情報とを予め記憶し、切換決定部15は、検出された素子電流Icおよびゲート電流に基づいて、記憶部14を参照して切換信号Sを生成する。
【選択図】図2

Description

この発明は、スイッチング素子を駆動するゲート駆動装置、およびゲート駆動装置を用いてスイッチング制御される電力変換装置に関するものである。
一般に、半導体スイッチング素子(以下、スイッチング素子と称す)のスイッチング速度が速くなれば、スイッチングによる電力損失は小さくなり、ノイズ発生量は大きくなる。電力損失の大きさは、スイッチング素子を備えた電力変換装置の放熱構造に反映され、電力損失が大きくなると電力変換装置の大型化およびコスト高になる。一方、ノイズ発生量に関しては、法律や規格の制限が存在し、ノイズ発生により電力変換装置周辺での通信環境の劣化を生じさせる。従来の電力変換装置では、放熱構造の制限以下の電力損失で、かつ、ノイズ発生量の制限以下で動作させてきた。
従来技術におけるゲート駆動装置として、定電圧駆動回路および定電流駆動回路の2つの駆動回路と、これらのうちいずれの駆動回路を用いるかを切り換える駆動回路選択部とを備える装置が開示されている(たとえば特許文献1参照)。特許文献1に開示されるゲート駆動装置では、定電圧駆動回路と定電流駆動回路とはスイッチング損失が同程度となる仕様とされている。駆動回路選択部は、定電圧駆動回路および定電流駆動回路が同程度のスイッチング損失を生じる条件下において放射ノイズレベルの小さいほうの駆動回路を選択する。
また特許文献1には、コレクタ電圧の変化量がある値となる時点までは、ノイズが小さくなる駆動回路を優先的に適用し、それ以降はスイッチング損失が小さくなる駆動回路を優先的に適用する構成が開示されている。
特許5701176号公報
上述したゲート駆動装置では、スイッチング素子の動作領域が限定的で、スイッチング素子のノイズ発生量の制限内でスイッチング素子の電力損失の低減化には限界があった。また、設定された電力損失の上限を超えない範囲でスイッチング素子を効果的に動作させる事も困難であった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、スイッチング素子のノイズ発生量の制限内でスイッチング素子の電力損失を一層低減させる共に、設定された電力損失の上限を超えない範囲でスイッチング素子を効果的に動作させることが可能なゲート駆動装置を提供することを目的とする。
さらに、このゲート駆動装置を適用した電力変換装置において、電力損失を低減して装置構成の小型化、低コスト化を図ると共に、決められた装置構成を用いて効果的に高い出力電力を得る事を目的とする。
この発明に係るゲート駆動装置は、スイッチング素子のオン時に流れる素子電流を検出する電流検出部と、上記スイッチング素子のゲート端子に複数の異なるゲート電流レベルを切り換えてゲート信号を出力するゲート駆動部と、上記スイッチング素子の電力損失およびノイズ発生量の各上限情報と、上記各ゲート電流レベルにおける上記素子電流、上記電力損失および上記ノイズ発生量の関係である素子特性情報とを予め記憶した記憶部と、上記ゲート電流レベルを切り換える切換信号を生成して上記ゲート駆動部に出力する切換決定部とを備える。上記切換決定部は、上記電流検出部によって検出された上記素子電流、上記ゲート駆動部における上記ゲート電流レベル、上記記憶部に記憶された上記素子特性情報および上記各上限情報に基づいて、上記切換信号を生成するものである。
また、この発明に係る電力変換装置は、複数の上記スイッチング素子を有して電力変換を行い負荷に電力供給する電力変換器と、指令情報に基づいてそれぞれの上記スイッチング素子のスイッチングのタイミング指令を生成するタイミング生成部を備え、上記ゲート駆動装置を、上記各スイッチング素子毎にさらに備える。そして、上記各ゲート駆動装置の上記電流検出部を、上記素子電流として負荷電流を検出する共通の電流検出部にて構成すると共に、上記各ゲート駆動装置の上記記憶部を共通の記憶部にて構成し、上記各ゲート駆動装置は、上記タイミング生成部からの上記タイミング指令に応じて上記各スイッチング素子を駆動するものである。
この発明に係るゲート駆動装置によれば、検出された素子電流、ゲート駆動部におけるゲート電流レベル、記憶部に記憶された素子特性情報および電力損失、ノイズ発生量の各上限情報に基づいて、ゲート電流レベルを切り換える。このため、スイッチング素子の動作領域を拡大でき、ノイズ発生量の制限内でスイッチング素子の電力損失を一層低減できる共に、電力損失の上限を超えない範囲でスイッチング素子を効果的に動作させることができる。
また、この発明に係る電力変換装置によれば、ノイズ発生量の制限内で電力変換装置の電力損失を一層低減でき、装置構成の小型化、低コスト化を実現できる。また、決められた装置構成を用いて効果的に高い出力電力が得られる。
この発明の実施の形態1による電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態1によるゲート駆動装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態1によるゲート電流切換部の構成を示す図である。 スイッチング素子のスイッチングの際の素子電流と主端子間電圧との波形を示す図である。 この発明の実施の形態1による素子特性を説明する図である。 この発明の実施の形態1による素子特性情報を説明する図である。 この発明の実施の形態1によるゲート駆動装置におけるゲート電流の切換動作を説明する図である。 この発明の実施の形態1による電力変換装置のゲート駆動部の構成を示す図である。 この発明の実施の形態1による電力変換装置のハードウェア構成を示す図である。 この発明の実施の形態2による電力変換装置のゲート駆動部の構成を示す図である。 この発明の実施の形態3によるゲート駆動装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態3によるノイズ検出部の構成を示す図である。 この発明の実施の形態3によるノイズ検出部の各部の波形を示す図である。 この発明の実施の形態5による記憶部内の情報を説明する図である。
以下、この発明の実施の形態を、図面を参照しながら複数の形態について説明する。以下の説明においては、各形態に先行する形態ですでに説明している事項に対応している部分には同一の参照符を付し、重複する説明を略す場合がある。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置1の構成を示す図である。また、図2は、電力変換装置1内のスイッチング素子を駆動するゲート駆動装置40の構成を示す図であり、このゲート駆動装置40によって電力変換装置1内の駆動装置4が構成される。
図1に示すように、電力変換装置1は、電力変換器としてのインバータ2と、タイミング生成部3と、駆動装置4とを備える。インバータ2は、複数(この場合3個)のレグ10u、10v、10wが直流母線P、N(高電位側直流母線P、低電位側直流母線N)の間に並列接続され、直流母線P、Nからの直流電力を交流電力に変換して負荷である三相のモータ6に供給する。
U相のレグ10uは、直列に接続された2つのスイッチング素子100u、101uを備える。スイッチング素子100uは直流母線Pに接続され、スイッチング素子101uは直流母線Nに接続される。各スイッチング素子100u、101uの主端子間には、逆並列にダイオード11が接続される。スイッチング素子100uとスイッチング素子101uとの接続点は、モータ6のU相と接続される。
同様に、V相のレグ10vは、直列に接続された2つのスイッチング素子100v、101vを備える。スイッチング素子100vは直流母線Pに接続され、スイッチング素子101vは直流母線Nに接続される。各スイッチング素子100v、101vの主端子間には、逆並列にダイオード11が接続される。スイッチング素子100vとスイッチング素子101vとの接続点は、モータ6のV相と接続される。
W相のレグ10wは、直列に接続された2つのスイッチング素子100w、101wを備える。スイッチング素子100wは直流母線Pに接続され、スイッチング素子101wは直流母線Nに接続される。各スイッチング素子100w、101wの主端子間には、逆並列にダイオード11が接続される。スイッチング素子100wとスイッチング素子101wとの接続点は、モータ6のW相と接続される。
各スイッチング素子100u、101u、100v、101v、100w、101wには、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)が用いられる。なお、IGBTの他、MOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)などの自己消弧型のスイッチング素子でも良い。
以後、各スイッチング素子100u、101u、100v、101v、100w、101wを、特に区別を要しない場合、スイッチング素子SWと記載する。
この実施の形態では、上位制御装置から入力される回転速度指令値にモータ6の回転速度が追従する場合を例に説明する。
タイミング生成部3には、モータ6に設置されるレゾルバ27から出力されるモータ6の回転速度情報27aが入力され、外部から回転速度指令値28が与えられる。そして、タイミング生成部3は、回転速度情報27aと回転速度指令値28とに基づいてPWM制御により、インバータ2内の各スイッチング素子SWのスイッチングのタイミング指令Fを生成する。このタイミング指令Fには、各レグ10u、10v、10w内の2つのスイッチング素子SWが短絡しないように、短絡防止時間であるデッドタイムが設定されている。
このタイミング指令Fは、駆動装置4から各スイッチング素子SWに出力されるゲート信号Gの基準信号となるもので、ゲート信号Gがスイッチング素子SWをオフからオンへ変化させ始めるタイミングにLレベルからHレベルに変化し、かつ、ゲート信号Gがスイッチング素子SWをオンからオフへ変化させ始めるタイミングにHレベルからLレベルに変化する信号である。
駆動装置4は、電流検出部12と、ゲート駆動部13と、記憶部14と、切換決定部15とを備える。この駆動装置4は、図2に示すゲート駆動装置40を用いて構成される。 ゲート駆動装置40は、スイッチング素子SW毎に設けられ、各ゲート駆動装置40は、電流検出部12と、ゲート駆動部130と、記憶部14と、切換決定部15とを備える。なお、電流検出部12と、記憶部14と、切換決定部15とは、インバータ2内の6個のスイッチング素子SWに対して共通に構成される。即ち、駆動装置4は、各スイッチング素子SWに対応して設けられた6個のゲート駆動部130と、共通の電流検出部12と、共通の記憶部14と、共通の切換決定部15とを備える。
電流検出部12は、スイッチング素子SWがオン時に流れる素子電流Icを検出する。この場合、U相のレグ10uとモータ6のU相とを接続する交流電力線に設置される電流センサ26が検出するU相電流値26aを入力として、スイッチング素子100uまたはスイッチング素子101uがオン時に流れる素子電流Icを算出する。
ゲート駆動部13(各ゲート駆動部130)は、タイミング指令Fに応じてゲート信号Gを生成して各スイッチング素子SWのゲート端子に出力するが、その際に、ゲート信号Gの電流であるゲート電流Igを、複数のレベルで切り換えて出力する。即ち、各スイッチング素子SWに、複数の異なるゲート電流レベルを切り換えてゲート信号Gを出力する。
記憶部14は、各ゲート電流レベルにおけるスイッチング素子SWの電力損失、ノイズ発生量および素子電流Icの関係を素子特性情報21として予め記憶すると共に、電力損失の上限値(損失上限値Llim)およびノイズ発生量の上限値(ノイズ上限値Nlim)を予め記憶する。以後、スイッチングにおける電力損失を単に損失と称す。
切換決定部15は、電流検出部12によって検出された素子電流Icと、その時点のゲート電流、即ちゲート駆動部13におけるゲート電流レベルに基づいて、記憶部14内の素子特性情報21、損失上限値Llimおよびノイズ上限値Nlimを参照して、ゲート電流レベルを切り換える切換信号Sを生成してゲート駆動部13(各ゲート駆動部130)に出力する。ゲート駆動部13内の各ゲート駆動部130では、共通の切換信号Sを取得し、該切換信号Sに応じてゲート電流レベルを切り換えてゲート信号Gを出力する。
以下、ゲート駆動装置40の詳細について説明する。
ゲート駆動装置40内のゲート駆動部130は、ゲート電流Igを、この場合、Ig+、Ig0、Ig−(Ig+>Ig0>Ig−)の3つのレベルで切り換えるものとする。ゲート電流Igの大きさは、スイッチング素子SWのスイッチング速度に対応し、ゲート電流が大きいと、スイッチング速度、即ち、スイッチング素子SWのオンからオフ、オフからオンへの移行速度が速くなる。ゲート電流Igの切り換えは、ゲート駆動部130内に、ゲート電流切換部330を備えて行う。
図3は、ゲート電流切換部330の構成例を示す図である。図3に示すように、ゲート電流切換部330は、複数の抵抗34とスイッチ35とを備えて、可変抵抗であるゲート抵抗Rgを構成する。切換決定部15からの切換信号Sにより2つのスイッチ35が制御されて、抵抗34の並列数(1、2または3)が決定されてゲート抵抗Rgが決まる。ゲート抵抗Rgが、1つの抵抗34で構成される時はゲート電流Ig−が選択され、2つの抵抗34の並列抵抗で構成される時はゲート電流Ig0が選択され、3つの抵抗34の並列抵抗で構成される時はゲート電流Ig+が選択される。
なお、ゲート電流切換部330は、切換信号Sにより抵抗34の並列数を切り換えるものを説明したが、異なる複数の抵抗を切り換えて用いてもよく、また、電流値の異なる複数の定電流回路を切り換えて用いてもよい。
ここで、スイッチング素子SWのオン時の素子電流Icに対する損失およびノイズの特性について説明する。なお、素子電流Icは電流の大きさを示すものとする。
図4は、スイッチング素子SWのスイッチングの際の素子電流Icと主端子間電圧Vceとの波形を示す図である。図4(a)は、スイッチング素子SWがオフからオンへ変化した時の、主端子間電圧Vceと素子電流Icとの関係を、スイッチング素子SWのオン時に流れる素子電流Icとして、Ic−、Ic0、Ic+(Ic−<Ic0<Ic+)の3通りの場合について示す。図4(b)は、スイッチング素子SWがオンからオフへ変化した時の、主端子間電圧Vceと素子電流Icとの関係を、素子電流Icとして、Ic−、Ic0、Ic+の3通りの場合について示す。
図4(a)に示すように、スイッチング素子SWがオフからオンへ変化すると、主端子間電圧Vceは、オフ時の電圧Vαから減少して0に変化し、逆に素子電流Icは0から増加してオン時の電流Ic−、Ic0、Ic+となる。このスイッチングにおける損失は、素子電流Ic−の場合には領域Ra1に相当し、素子電流Ic0の場合には領域Ra1と領域Rb1との和領域に相当し、素子電流Ic+の場合には、領域Ra1と領域Rb1と領域Rc1との和領域に相当する。
図4(b)に示すように、スイッチング素子SWがオンからオフへ変化すると、主端子間電圧Vceは、0から増加してオフ時の電圧Vαとなり、逆に素子電流Icはオン時の電流Ic−、Ic0、Ic+から減少して0に変化する。このスイッチングにおける損失は、素子電流Ic−の場合には領域Ra2に相当し、素子電流Ic0の場合には領域Ra2と領域Rb2との和領域に相当し、素子電流Ic+の場合には、領域Ra2と領域Rb2と領域Rc2との和領域に相当する。
いずれの場合でも、スイッチングにおける損失は、オン時電流である素子電流Icが大きいほど大きくなる。
また、ゲート電流Igが一定の場合、オン時電流である素子電流Icが大きくなれば、スイッチング素子SWの制御端子に対する入力電気容量は大きくなりノイズ発生量は減少する。反対に素子電流Icが小さくなれば、スイッチング素子SWの制御端子に対する入力電気容量は小さくなりノイズ発生量は増加する。このように、スイッチングにおけるノイズ発生量は、素子電流Icが大きいほど小さくなる。
以上の素子特性を図示すると図5に示す関係が得られる。
図5は、ゲート電流Igが一定(この場合、Ig0)の場合の、素子電流Icと、損失およびノイズ発生量との関係を示す。図に示すように、素子電流Icが大きくなると、スイッチング素子SWの損失は大きくなり、逆にノイズ発生量は減少し、損失およびノイズ発生量の関係は、曲線21a上で変化する。
一方、ゲート電流IgがIg0より大きいIg+になると、スイッチング素子SWのオンからオフ、またはオフからオンへの移行速度が増加するため損失は小さくなる。移行速度が増加すると変化後のオーバシュート、アンダシュートあるいはリンギングが大きくなりノイズ発生量は増加する。反対に、ゲート電流IgがIg0より小さいIg−になると、スイッチング素子SWのオンからオフ、またはオフからオンへの移行速度が減少するため損失は大きくなる。移行速度が減少すると変化後のオーバシュート、アンダシュートあるいはリンギングが小さくなりノイズ発生量は減少する。
図6は、各ゲート電流Ig+、Ig0、Ig−における素子電流Ic、損失およびノイズ発生量の関係である素子特性情報21を説明する図である。
ゲート電流IgがIg+の場合の、素子電流Icと、損失およびノイズ発生量との関係は、曲線21b上で変化し、ゲート電流IgがIg−の場合の、素子電流Icと、損失およびノイズ発生量との関係は、曲線21c上で変化する。
また、素子電流Icが一定(Ic0)の場合の、ゲート電流Igと、損失およびノイズ発生量との関係は、曲線21d上で変化する。素子電流IcがIc+の場合の、ゲート電流Igと、損失およびノイズ発生量との関係は、曲線21e上で変化し、素子電流IcがIc−の場合の、ゲート電流Igと、損失およびノイズ発生量との関係は、曲線21f上で変化する。
この場合、素子特性情報21は図6に示すようなマップ情報として記憶部14にて記憶される。例えば、ゲート電流IgがIg+で、素子電流IcがIc0の場合には、Ic0(Ig+)の点の損失とノイズ発生量になる。
なお、図6では素子電流Icを3通りの場合を図示したが、例えば20通りなど、多数の場合の素子特性情報21を用いると、切換決定部15での後述する第1、第2判断の精度が向上する。
上述したように、記憶部14には、素子特性情報21に加えて、損失上限値Llimおよびノイズ上限値Nlimが記憶される。これらの情報を用いて行う、ゲート電流の切換動作を、図7に基づいて以下に説明する。図7(a)は、素子電流Icの増加によるゲート電流の切換動作を示し、図7(b)は、素子電流Icの減少によるゲート電流の切換動作を示す。
図7(a)に示すように、ゲート駆動部130は、切換決定部15からの信号(切換信号S)によりゲート電流Ig−を選択して、スイッチング素子SWがオンオフ動作を開始する。この時点でスイッチング素子SWは、曲線21c上の点A1の動作状態である。素子電流Icが増加すると、スイッチング素子SWの動作状態は、曲線21c上を図中右に移動して損失が増加する。
切換決定部15は、第1判断によりスイッチング素子SWの損失が損失上限値Llimを超えると判断すると、ゲート電流Igを1レベル大きくしてゲート電流Ig0に切り換える切換信号Sを出力し、ゲート駆動部130は、ゲート電流Igをゲート電流Ig0に切り換えてゲート信号Gを出力する。
なお、切換決定部15は、検出された素子電流Icおよびその時点のゲート電流Igに基づいて、素子特性情報21を参照し、損失が損失上限値Llimを超えるかの第1判断と、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えるかの第2判断とを行っている。
この場合、第1判断により、スイッチング素子SWの動作状態が、損失上限値Llimとなる点A2を超えると判断されると、ゲート電流Ig0に切り換えられる。これによりスイッチング素子SWの動作状態は、曲線21a上の同じ素子電流Icでの点A3に転移し、損失が減少する。
さらに素子電流Icが増加すると、スイッチング素子SWの動作状態は、曲線21a上を図中右に移動して損失が増加する。切換決定部15は、第1判断により、スイッチング素子SWの動作状態が、損失上限値Llimとなる点A4を超えると判断すると、ゲート電流Igを1レベル大きくしてゲート電流Ig+に切り換える切換信号Sを出力する。これによりスイッチング素子SWの動作状態は、曲線21b上の同じ素子電流Icでの点A5に転移し、損失が減少する。その後、さらに素子電流Icが増加すると、スイッチング素子SWは、点A6の動作状態まで動作可能になる。
なお、ゲート電流Igを大きく切り換えるとスイッチング素子SWのノイズ発生量は増加するが、ゲート電流Igを1レベル大きくした転移後の点A3、点A5におけるノイズ発生量がノイズ上限値Nlim以下になるように、ゲート電流Ig(Ig−、Ig0、Ig+)が設定されるものとする。
図7(b)に示すように、ゲート駆動部130は、切換決定部15からの信号(切換信号S)によりゲート電流Ig+を選択して、スイッチング素子SWが曲線21b上の点B1の動作状態であるとする。素子電流Icが減少すると、スイッチング素子SWの動作状態は、曲線21b上を図中左に移動して損失は減少し、ノイズ発生量は増加する。
切換決定部15は、第2判断によりスイッチング素子SWのノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えると判断すると、ゲート電流Igを1レベル小さくしてゲート電流Ig0に切り換える切換信号Sを出力し、ゲート駆動部130は、ゲート電流Igをゲート電流Ig0に切り換えてゲート信号Gを出力する。
この場合、第2判断により、スイッチング素子SWの動作状態が、ノイズ上限値Nlimとなる点B2を超えると判断されると、ゲート電流Ig0に切り換えられる。これによりスイッチング素子SWの動作状態は、曲線21a上の同じ素子電流Icでの点B3に転移し、ノイズ発生量が減少する。
さらに素子電流Icが減少すると、スイッチング素子SWの動作状態は、曲線21a上を図中左に移動してノイズ発生量が増加する。切換決定部15は、第2判断により、スイッチング素子SWの動作状態が、ノイズ上限値Nlimとなる点B4を超えると判断すると、ゲート電流Igを1レベル小さくしてゲート電流Ig−に切り換える切換信号Sを出力する。これによりスイッチング素子SWの動作状態は、曲線21c上の同じ素子電流Icでの点B5に転移し、ノイズ発生量が減少する。その後、さらに素子電流Icが減少する動作状態が可能になる。図中点B6は、素子電流Icの最小値、例えば0の時の動作状態を示す点とする。
なお、ゲート電流Igを小さく切り換えるとスイッチング素子SWの損失は増加するが、ゲート電流Igを1レベル小さくした転移後の点B3、点B5における損失が損失上限値Llim以下になるように、ゲート電流Ig(Ig−、Ig0、Ig+)が設定されるものとする。
以上のようなゲート電流の切換動作により、点A6の動作状態まで、即ち、最大のゲート電流Ig+を選択した場合に損失が許容される素子電流Icの限界まで、損失とノイズ発生量の双方の上限値を超えないように動作可能になり、スイッチング素子SWの動作領域が拡大できる。また、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimに至るまでスイッチング素子SWが動作可能であるため、ノイズ発生量の制限内でスイッチング素子の損失を可及的に低減できる。さらに、損失が損失上限値Llimに至るまでスイッチング素子SWが動作可能であるため、損失の制限内でスイッチング素子を効果的に動作させて高出力が可能になると共に、ノイズ発生量を低減できる。
インバータ2の駆動装置4内のゲート駆動部13は、各スイッチング素子SWのゲート駆動部130の集合体であり、ゲート駆動部13について、図8に基づいて以下に説明する。
図8に示すように、ゲート駆動部13は、タイミング生成部3からのタイミング指令Fと、切換決定部15からの切換信号Sと、基準電位(U相、V相、W相、直流母線N)とが入力され、ゲート信号Gを生成して出力するもので、電位整合部31と電流増幅部32とゲート電流切換部33とから構成される。
電位整合部31は、各ゲート駆動部130内の電位整合部の集合体、電流増幅部32は、各ゲート駆動部130内の電位整合部の集合体、ゲート電流切換部33は、各ゲート駆動部130内のゲート電流切換部330の集合体である。
各スイッチング素子100u、101u、100v、101v、100w、101wの各タイミング指令Fを、F100u、F101u、F100v、F101v、F100w、F101wとし、各ゲート信号Gを、G100u、G101u、G100v、G101v、G100w、G101wとする。また、各スイッチング素子100u、101u、100v、101v、100w、101wの各タイミング指令Fを各ゲート信号Gに必要充分な電流に増幅した信号をE100u、E100u、E101u、E100v、E101v、E100w、E101wとする。
図8に示すように、電位整合部31には、ゲート信号Gに必要な基準電位が入力され、ゲート信号Gに必要な電圧を有する直流電力を出力する。スイッチング素子100uに関しては、電位整合部31は、ゲート信号G100uに必要な電圧を有し、かつモータ6のU相電位を基準電位とする直流電力V100uを生成する。スイッチング素子100vに関しては、電位整合部31は、ゲート信号G100vに必要な電圧を有し、かつモータ6のV相電位を基準電位とする直流電力V100vを生成する。スイッチング素子100wに関しては、電位整合部31は、ゲート信号G100wに必要な電圧を有し、かつモータ6のW相電位を基準電位とする直流電力V100wを生成する。また、低電位側のスイッチング素子101u、101v、101wに関しては、電位整合部31は、各ゲート信号Gゲート信号G101u、G101v、G101wに必要な電圧を有しかつ直流母線Nの電位を基準電位とする直流電力V101nを生成する。
直流電力V100u、V100v、V100wは、ブートストラップ回路や絶縁型DC/DCコンバータを用いて生成することができる。直流電力V101nは非絶縁型DC/DCコンバータを用いて生成することができる。
電流増幅部32には、タイミング生成部3からのタイミング指令Fと、電位整合部31からの直流電力とが入力される。そして電流増幅部32は、各スイッチング素子100u、101u、100v、101v、100w、101wのタイミング指令Fを、対応する直流電力V100u、V101n、V100v、V101n、V100w、V101nの電位と振幅に変換した後にゲート信号Gに必要充分な電流に増幅した信号E100u、E101u、E100v、E101v、E100w、E101wを生成する。
ゲート電流切換部33(各ゲート電流切換部330)は、電流増幅部32からの各信号E100u、E101u、E100v、E101v、E100w、E101wと、切換信号Sとが入力され、切換信号Sによりゲート電流Igが決定されて各ゲート信号G100u、G101u、G100v、G101v、G100w、G101wを出力する。
この場合、入力の信号E100u、E101u、E100v、E101v、E100w、E101wと出力の各ゲート信号Gとの間に接続される抵抗あるいは定電流回路が切換信号Sにより切り換えられてゲート電流Igが切り換わる。
また、図1に示す電力変換装置1は、例えば、図9に示すようなハードウェア構成にて実現できる。図9に示すように、電力変換装置1は、電力変換器(インバータ)2と、電流センサ26と、プロセッサ41と、記憶装置42と、ゲート駆動部13とを備える。プロセッサ41は、上位制御装置43からモータ6の回転速度についての回転速度指令値28が入力され、記憶装置42に記憶されたプログラムを読み出して実行する。図1内のタイミング生成部3、切換決定部15および電流検出部12の機能は、プロセッサ41上でプログラムが実行されることによって実現される。図1内の記憶部14の機能は、記憶装置42によって実現される。なお、複数のプロセッサ41および複数の記憶装置42が連携して上記機能を実行しても良い。また、記憶装置42がプロセッサ41内の記憶領域でも良い。
以上のように、この実施の形態1によるゲート駆動装置40では、記憶部14が、スイッチング素子SWの損失およびノイズ発生量の各上限値Llim、Nlimと、素子特性情報21とを予め記憶し、切換決定部15は、検出された素子電流Icと、ゲート駆動部130におけるゲート電流Igとに基づいて、記憶部14に記憶された情報を参照して、ゲート電流Igを切り換える切換信号Sを生成する。素子電流Icおよびゲート電流Igから、スイッチング素子SWの損失およびノイズ発生量と、各上限値Llim、Nlimとを参照できるため、損失低減あるいはノイズ発生量の低減のために適切な切換信号Sを生成してゲート電流Igのレベルを切り換えることができる。
このため、スイッチング素子SWの動作領域を拡大でき、ノイズ発生量の制限内でスイッチング素子SWの損失を一層低減できる共に、損失の上限を超えない範囲でスイッチング素子を効果的に動作させることができる。また、スイッチング素子SWの損失低減によりスイッチング素子の長寿命化も図れる。
また、切換決定部15は、素子特性情報21を参照して損失が損失上限値Llimを超えるかの第1判断と、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えるかの第2判断とを行い、損失が損失上限値Llimを超えると判断されるときは、ゲート電流Igを大きくする切換信号Sを生成し、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えると判断されるときは、ゲート電流Igを小さくする切換信号Sを生成する。このため、スイッチング素子SWの動作領域がさらに拡大できる。また、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimに至るまでスイッチング素子SWが動作可能であるため、ノイズ発生量の制限内でスイッチング素子の損失を可及的に低減できる。さらに、損失が損失上限値Llimに至るまでスイッチング素子SWが動作可能であるため、損失の制限内でスイッチング素子を効果的に動作させて高出力が可能になると共に、ノイズ発生量を低減できる。
また、この実施の形態による電力変換装置1は、上記のように構成されるゲート駆動装置40を用いてスイッチング素子SWを駆動するものである。損失上限値Llimは、電力変換装置1の放熱構造に基づく、インバータ2内のスイッチング素子SW1個当たりの損失の上限値である。また、ノイズ上限値Nlimは、法律や規格の制限または電力変換装置1周辺での確保すべき通信環境から算出されるノイズ発生量の限界に基づいて、スイッチング素子SW1個当たりに許容されるノイズ発生量の上限値を取得して設定する。
このような電力変換装置1では、ノイズ発生量の制限内で電力変換装置1の損失を可及的に低減でき、装置構成の小型化、低コスト化を実現できる。また、損失の制限内でスイッチング素子を効果的に動作させることができるため、装置構成に許容される範囲内で電力容量の大きな電力変換装置1が実現でき、高い出力電力を得ることができる。
なお、上記実施の形態1では、ゲート電流Igは異なる3つのレベルで切り換えるものとしたが、2、あるいは4以上のレベルで切り換えるように構成しても良い。その場合、記憶部14内の素子特性情報21も、ゲート電流Igのレベル数に応じたものとなる。
また、上記実施の形態では、第1判断により損失が損失上限値Llimを超えると判断されるときは、ゲート電流Igを1レベルずつ大きくするものを示したが、可能であれば複数レベル大きくしても良い。
また、上記実施の形態1による電力変換装置1では、モータ6へのU相の負荷電流を素子電流Icとして検出したが、他相の負荷電流でも、また複数相の負荷電流の平均値を検出しても良い。さらにまた、各相の上下アーム部を流れる電流を素子電流Icとして検出しても良い。
また、上記実施の形態1では、電力変換装置1は、モータ6の回転速度を制御する場合を説明したが、制御対象はモータ6のトルクでも良い。
また、インバータ2の各レグ10u、10v、10wは、それぞれ1つのモジュールで構成されても良く、3つのレグ10u、10v、10wが1つのモジュールで構成されていても良い。また、各スイッチング素子SWと各ダイオード11とが、それぞれ個別の部品で構成されても良い。
さらに、上記実施の形態1による電力変換装置1では、三相のモータ6に電力供給する三相構成のインバータ2を用いるものとしたが、これに限るものではない。負荷はモータ6に限らず、また単相負荷でも良い。また電力変換器は、スイッチング素子SWを備えて、ゲート信号Gで駆動する電力変換器あれば、単相インバータでもよく、またAC/DC変換器やDC/DC変換器などでも良い。
実施の形態2.
次に、この発明の実施の形態2によるゲート駆動装置を説明する。上記実施の形態1では、ゲート駆動部13内のゲート電流切換部33にてゲート電流Igを切り換えるものを記したが、この実施の形態2では、ゲート駆動部の構成が異なる。その他の構成は、上記実施の形態1と同様である。
図10は、この実施の形態2におけるゲート駆動部13Aの構成を示す図である。図10に示すように、ゲート駆動部13Aは、タイミング生成部3からのタイミング指令Fと、切換決定部15からの切換信号Sと、基準電位(U相、V相、W相、直流母線N)とが入力され、ゲート信号Gを生成して出力するもので、電圧切換部35と電流増幅部32とから構成される。
この場合も、ゲート駆動部13Aは、各スイッチング素子SW毎のゲート駆動部130の集合体であり、電圧切換部35、電流増幅部32は、それぞれ、各ゲート駆動部130内の電圧切換部、電流増幅部の集合体である。
図10に示すように、電圧切換部35には、ゲート信号Gに必要な基準電位と、切換信号Sとが入力され、選択された(切り換え後の)ゲート電流Igを用いたゲート信号Gに必要な電圧を有する直流電力を出力する。この場合も、ゲート電流IgはIg−、Ig0、Ig+の3通りであり、それに応じて設定された3種の電圧が、切換信号Sにより切り換えられる。
スイッチング素子100uに関しては、電圧切換部35は、モータ6のU相電位を基準電位とし、かつ、切換信号Sに基づいて3種類の電圧を切り換えて、ゲート信号G100uに必要な電圧を有する直流電力D100uを出力する。スイッチング素子100vに関しては、電圧切換部35は、モータ6のV相電位を基準電位とし、かつ、切換信号Sに基づいて3種類の電圧を切り換えて、ゲート信号G100vに必要な電圧を有する直流電力D100vを出力する。スイッチング素子100wに関しては、電圧切換部35は、モータ6のW相電位を基準電位とし、かつ、切換信号Sに基づいて3種類の電圧を切り換えて、ゲート信号G100wに必要な電圧を有する直流電力D100wを出力する。
また、低電位側のスイッチング素子101u、101v、101wに関しては、電圧切換部35は、直流母線Nの電位を基準電位とし、かつ、切換信号Sに基づいて3種類の電圧を切り換えて、ゲート信号G101u、G101v、G101wに必要な電圧を有する直流電力D101nを出力する。
電流増幅部32には、タイミング生成部3からのタイミング指令Fと、電圧切換部35からの直流電力とが入力される。そして電流増幅部32は、各スイッチング素子100u、101u、100v、101v、100w、101wのタイミング指令Fを、対応する直流電力D100u、D101n、D100v、D101n、D100w、D101nの電位と振幅に変換した後にゲート信号Gに必要充分な電流に増幅して、ゲート信号G100u、G101u、G100v、G101v、G100w、G101wを生成する。
電圧切換部35の3種類の電圧と、電流増幅部32の電流量増幅率とは、電圧切換部35の出力直流電力の電圧が最小の時、中位の時、最大の時に、それぞれゲート電流Ig−、Ig0、Ig+となるように設定する。
また、電圧切換部35は、3種類の電圧を切り換えて選択した後、上記実施の形態1の電位整合部31の場合と同様に直流電力を生成する。
この実施の形態2によるゲート駆動装置では、ゲート駆動部13Aにおけるゲート電流Igの切り換え手法が異なるのみであり、上記実施の形態1と同様の効果が得られる。また、この実施の形態2によるゲート駆動装置を用いてスイッチング素子SWを駆動する電力変換装置においても、上記実施の形態1と同様の効果を有する。
実施の形態3.
次に、この発明の実施の形態3によるゲート駆動装置40Aを図11に基づいて説明する。なお、この実施の形態3においても、ゲート駆動装置40Aは、上記実施の形態1で示した同様の電力変換装置1に適用され、インバータ2内の各スイッチング素子SWを駆動する。
図11に示すように、ゲート駆動装置40Aは、スイッチング素子SW毎に設けられ、電流検出部12と、ゲート駆動部130と、記憶部14と、切換決定部15Aと、ノイズ検出部16とを備える。電流検出部12、ゲート駆動部130および記憶部14は、上記実施の形態1で示したものと同様である。
電流検出部12と、記憶部14と、切換決定部15Aと、ノイズ検出部16とは、それぞれインバータ2内の6個のスイッチング素子SWに対して共通に構成される。即ち、駆動装置4は、各スイッチング素子SWに対応して設けられた6個のゲート駆動部130と、共通の電流検出部12と、共通の記憶部14と、共通の切換決定部15Aと、共通のノイズ検出部16とを備える。
ノイズ検出部16は、スイッチング素子SWの主端子間電圧Vceに基づいて、ノイズ発生量を検出して、ノイズ信号NSを切換決定部15Aに出力する。この場合、インバータ2内のU相の低電位側スイッチング素子101uの主端子間電圧Vceに基づいて、ノイズ発生量を検出する。
図12は、ノイズ検出部16の構成例を示す図であり、図13は、ノイズ検出部16の各部の波形を示す図である。
図12に示すように、ノイズ検出部16は、ノイズ発生量を検出する検出部16Aと、ノイズ発生量に基づいてノイズ信号NSを生成する判定部16Bとを備える。なお、第1判断とノイズ判断とを行って切換信号Sを生成する切換決定部は、切換決定部15Aと判定部16Bとを合わせたものとする。
検出部16Aは、ハイパスフィルタ(H.P.F.)161と、全波整流回路162とを備える。ハイパスフィルタ161は、スイッチング素子SWの主端子間電圧Vce(図13(a))のノイズ成分(以下、ノイズと称す)(図13(b))を抽出する。抽出されたノイズは、全波整流回路162により絶対値(図13(c))に変換される。
判定部16Bは、比較器163とホールド回路164とを備える。全波整流回路162の出力は比較器163の一方の入力端子に入力される。比較器163の他方の入力端子には、記憶部14内に記憶されたノイズ上限値Nlimが入力され、比較器163は、全波整流回路162の出力(ノイズ絶対値)がノイズ上限値Nlimを超えると、Hレベルの信号163a(図13(d))を出力する。比較器163の出力163aはホールド回路164に入力される。ホールド回路164は、比較器163の出力163aを、ゲート駆動装置40AにおけるPWM制御のキャリア周期Tの時間だけ保持して、HレベルまたはLレベルが一定時間以上持続するノイズ信号NS(図13(e))を出力する。
切換決定部15Aには、電流検出部12により検出された素子電流Icと、ノイズ検出部16からのノイズ信号NSが入力される。そして、検出された素子電流Icおよびその時点のゲート電流Igに基づいて、記憶部14内の素子特性情報21を参照し、損失が損失上限値Llimを超えるかの第1判断を行う。この第1判断の手法は、上記実施の形態1と同様であり、第1判断により、スイッチング素子SWの動作状態が、損失上限値Llimとなる点を超えると判断されると、ゲート電流Igを大きくする切換信号Sを出力する。また、切換決定部15Aは、ノイズ信号NSがキャリア周期Tの1周期あるいは数周期以上連続してHレベルを出力すると、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えると判断(ノイズ判断)し、ゲート電流Igを1レベル小さくするように切換信号Sを出力する。
切換決定部15Aからの切換信号Sは、ゲート駆動部130に入力され、ゲート駆動部130は、切換信号Sに応じてゲート電流レベルを切り換えてゲート信号Gを出力する。
以上のように、この実施の形態では、ノイズ検出部16を備えて、ノイズ成分を直接検出してノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えるか判断してゲート電流Igを切り換える。
このため、上記実施の形態1と同様の効果が得られると共に、ノイズ発生量がノイズ上限値Nlimを超えるかの判断(ノイズ判断)が、上記実施の形態1の場合よりも正確に行うことができる。このため、損失をより低減することができ、スイッチング素子SWの長寿命化を図ることが可能となる。
また、ノイズ検出部16の判定部16Bがホールド回路164を備えるため、比較器163の出力163aが、短期間に繰り返しHレベルを出力しても、その度にゲート電流Igを不要に切り換えることが防止できる。
なお、上記実施の形態3では、上記実施の形態1と同様の記憶部14を備え、ノイズ検出部16は、記憶部14内の情報であるノイズ上限値Nlimを用いるものとしたが、ノイズ検出部16専用の記憶部を設けて、その記憶部にノイズ上限値Nlimを予め記憶して用いても良い。その場合も、ノイズ上限値Nlimは、上記実施の形態1と同様に設定される。
また、上記実施の形態3では、ノイズ検出部16は、スイッチング素子SWの主端子間電圧Vceのノイズ成分を抽出したが、スイッチング素子SWを流れる素子電流をシャント抵抗で検出してシャント抵抗の両端電圧からノイズ成分を抽出しても良い。
また、この実施の形態3を適用した電力変換装置では、ノイズ検出部16は、駆動装置4内の共通のノイズ検出部16である。ノイズ検出部16は、スイッチング素子101u以外のスイッチング素子SWの主端子間電圧Vceや素子電流からノイズ成分を抽出しても同様の効果が得られる。さらに、モータ6への三相負荷電流から得られる零相電流を、ロゴスキーコイルあるいは電流センサを用いて検出し、零相電流からノイズ成分を抽出しても良い。
さらに、ノイズ発生量に係る判断について、ノイズ検出部16を用いたノイズ判断のみでなく、上記実施の形態1で説明した第2判断を併用して用いる様に、切換決定部を構成しても良い。
実施の形態4.
次に、この発明の実施の形態4による電力変換装置を説明する。
この実施の形態4は、上記実施の形態3によるゲート駆動装置40Aが、上記実施の形態1で示した同様の電力変換装置1に適用されるものであるが、この場合、切換決定部15Aと、ノイズ検出部16とを共通化せずにスイッチング素子SW毎に設ける。
即ち、スイッチング素子SW毎に設けられるゲート駆動装置40Aにより構成される駆動装置4は、共通の電流検出部12と、共通の記憶部14と、各スイッチング素子SWに対応して設けられた、6個のゲート駆動部130と、6個の切換決定部15Aと、6個のノイズ検出部16とを備える。
この場合、各ゲート駆動部130が駆動する個別のスイッチング素子SWに係るノイズ発生量が、各ノイズ検出部16により検出されて各ノイズ信号NSが出力される。そして、各ノイズ信号NSに基づいて各切換決定部15Aは切換信号Sを生成する。
これにより、インバータ2内の6個のスイッチング素子SWは、個別の切換信号Sにより決定されたゲート電流Igを用いたゲート信号Gで駆動される。
以上のように、この実施の形態による電力変換装置1では、個別のスイッチング素子SWに係るノイズ発生量を検出してノイズ上限値Nlimを超えるか判断し、各切換信号Sによりゲート電流Igを切り換える。このため、上記実施の形態3と同様の効果を得ると共に、さらに、ノイズ判断を高精度に行うことができ、スイッチング素子SW毎の損失を小さくでき、スイッチング素子SWの長寿命化を一層図る事ができる。
実施の形態5.
次に、この発明の実施の形態5によるゲート駆動装置について説明する。この実施の形態では、記憶部14内の情報の形式が上記実施の形態1と異なり、切換決定部15での記憶部14内の情報の用い方も異なる。その他は上記実施の形態1と同様である。
上記実施の形態1と同様に、記憶部14は、各ゲート電流レベルにおけるスイッチング素子SWの損失、ノイズ発生量および素子電流Icの関係である素子特性情報と、損失の上限情報と、ノイズ発生量の上限情報とを予め記憶する。この実施の形態5では、記憶部14は、素子特性情報および損失の上限情報を含む情報として、各ゲート電流における損失の上限情報に対応する素子電流Icである第1電流値としての上限電流値を記憶する。また、素子特性情報およびノイズ発生量の上限情報を含む情報として、各ゲート電流におけるノイズ発生量の上限情報に対応する第2電流値としての下限電流値を記憶する。
図14は、この発明の実施の形態5による記憶部14内の情報を説明する図である。
図14(a)は、記憶部14内の情報を示す図であり、図に示すように、記憶部14は、ゲート電流Ig−、Ig0、Ig+毎に、上限電流値と下限電流値とを記憶する。
また、図14(b)は、図14(a)内の上限電流値と下限電流値とを説明する図であり、各ゲート電流Igにおけるスイッチング素子SWの損失、ノイズ発生量および素子電流Icの関係である素子特性情報と、損失上限値Llimと、ノイズ上限値Nlimとを図7と同様に示し、図中に、上限電流値に対応する点と下限電流値に対応する点とを示した。上限電流値は、各ゲート電流Igにおいて、スイッチング素子SWの動作状態が損失上限値Llimとなる点C2、C4、C6に対応する素子電流Icの値Ic−C2、Ic−C4、Ic−C6である。下限電流値は、各ゲート電流Igにおいて、スイッチング素子SWの動作状態がノイズ上限値Nlimとなる点C1、C3、C5に対応する素子電流Icの値Ic−C1、Ic−C3、Ic−C5である。なお、図示した場合では、ゲート電流Ig−において素子電流Icの大きさが最小、例えば0でもノイズ上限値Nlimに至らないため、点C1およびIc−C1は存在せず、演算に用いる場合は、Ic−C1を、便宜上0とする。
切換決定部15は、上記実施の形態1と同様に、検出された素子電流Icと、ゲート駆動部130におけるゲート電流Igとに基づいて、記憶部14に記憶された情報を参照して、ゲート電流Igを切り換える切換信号Sを生成する。この実施の形態では、記憶部14の情報は、ゲート電流Ig−、Ig0、Ig+毎の、上限電流値Ic−C1、Ic−C3、Ic−C5と下限電流値Ic−C2、Ic−C4、Ic−C6である。切換決定部15は、素子電流Icの大きさが上限電流値を超えると判断されるときは、ゲート電流Igを大きくする切換信号Sを生成し、素子電流Icの大きさが下限電流値未満と判断されるときは、ゲート電流Igを小さくする切換信号Sを生成する。
例えばゲート電流Ig0の場合は、切換決定部15は素子電流IcがIc−C3からIc−C4の間にあるかどうか判断し、Ic−C4を超えるとゲート電流Ig+に切り換える切換信号Sを出力し、Ic−C3未満となるとゲート電流Ig−に切り換える切換信号Sを出力する。
以上のように、この実施の形態では、記憶部14が、各ゲート電流Igにおける上限電流値と下限電流値とを予め記憶するのみである。このため、記憶部14内の情報が単純で、記憶部14の構成を簡略化できる。また、切換決定部15においても、記憶部14内の上限電流値、下限電流値と検出された素子電流Icとを単純に比較すれば良く、演算が容易になる。このため切換決定部15の構成も簡略化できる。
このように、この実施の形態によるゲート駆動装置では、上記実施の形態1と同様の効果が得られると共に、ゲート電流Igの切換決定に係る演算が容易で、記憶部14および切換決定部15を簡略化でき、装置構成を簡略化できる。
また、この実施の形態によるゲート駆動装置を適用した電力変換装置においても、上記実施の形態1と同様の効果が得られると共に、ゲート電流Igの切換決定に係る演算が容易で、記憶部14および切換決定部15を簡略化でき、装置構成を簡略化できる。
また、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

Claims (7)

  1. スイッチング素子のオン時に流れる素子電流を検出する電流検出部と、
    上記スイッチング素子のゲート端子に複数の異なるゲート電流レベルを切り換えてゲート信号を出力するゲート駆動部と、
    上記スイッチング素子の電力損失およびノイズ発生量の各上限情報と、上記各ゲート電流レベルにおける上記素子電流、上記電力損失および上記ノイズ発生量の関係である素子特性情報とを予め記憶した記憶部と、
    上記ゲート電流レベルを切り換える切換信号を生成して上記ゲート駆動部に出力する切換決定部とを備え、
    上記切換決定部は、上記電流検出部によって検出された上記素子電流、上記ゲート駆動部における上記ゲート電流レベル、上記記憶部に記憶された上記素子特性情報および上記各上限情報に基づいて、上記切換信号を生成する、
    ゲート駆動装置。
  2. 上記記憶部は、上記電力損失の上限情報としての損失上限値、および上記ノイズ発生量の上限情報としてのノイズ上限値を記憶し、
    上記切換決定部は、
    検出された上記素子電流および上記ゲート電流レベルに基づいて、上記素子特性情報を参照して上記電力損失が上記損失上限値を超えるかの第1判断と、上記ノイズ発生量が上記ノイズ上限値を超えるかの第2判断とを行い、
    上記第1判断の結果として、上記電力損失が上記損失上限値を超えると判断されるときは、上記ゲート電流レベルを大きくする上記切換信号を生成し、上記第2判断の結果として上記ノイズ発生量が上記ノイズ上限値を超えると判断されるときは、上記ゲート電流レベルを小さくする上記切換信号を生成する、
    請求項1に記載のゲート駆動装置。
  3. 上記スイッチング素子の上記ノイズ発生量を検出するノイズ検出部を備え、
    上記記憶部は、上記電力損失の上限情報としての損失上限値、および上記ノイズ発生量の上限情報としてのノイズ上限値を記憶し、
    上記切換決定部は、
    検出された上記素子電流および上記ゲート電流レベルに基づいて、上記素子特性情報を参照して上記電力損失が上記損失上限値を超えるかの第1判断と、上記ノイズ検出部によって検出されたノイズ発生量が上記ノイズ上限値を超えるかのノイズ判断とを行い、
    上記第1判断の結果として、上記電力損失が上記損失上限値を超えると判断されるときは、上記ゲート電流レベルを大きくする上記切換信号を生成し、上記ノイズ判断の結果として、検出された上記ノイズ発生量が上記ノイズ上限値を超えると判断されるときは、上記ゲート電流レベルを小さくする上記切換信号を生成する、
    請求項1に記載のゲート駆動装置。
  4. 上記記憶部は、
    上記素子特性情報および上記電力損失の上限情報を含む情報として、上記各ゲート電流レベルにおける上記電力損失の上限情報に対応する上記素子電流である第1電流値を記憶し、
    上記素子特性情報および上記ノイズ発生量の上限情報を含む情報として、上記各ゲート電流レベルにおける上記ノイズ発生量の上限情報に対応する第2電流値を記憶し、
    上記切換決定部は、
    検出された上記素子電流および上記ゲート電流レベルに基づいて、該素子電流の大きさと上記第1電流値および上記第2電流値とを比較し、
    上記素子電流の大きさが上記第1電流値を超えると判断されるときは、上記ゲート電流レベルを大きくする上記切換信号を生成し、上記素子電流の大きさが上記第2電流値未満と判断されるときは、上記ゲート電流レベルを小さくする上記切換信号を生成する、
    請求項1に記載のゲート駆動装置。
  5. 複数の上記スイッチング素子を有して電力変換を行い負荷に電力供給する電力変換器と、指令情報に基づいて上記各スイッチング素子のスイッチングのタイミング指令を生成するタイミング生成部とを備えた電力変換装置において、
    請求項1から請求項4のいずれか1項に記載のゲート駆動装置を、上記各スイッチング素子毎にさらに備え、
    上記各ゲート駆動装置の上記電流検出部を、上記素子電流として負荷電流を検出する共通の電流検出部にて構成すると共に、上記各ゲート駆動装置の上記記憶部を共通の記憶部にて構成し、
    上記各ゲート駆動装置は、上記タイミング生成部からの上記タイミング指令に応じて上記各スイッチング素子を駆動する、
    電力変換装置。
  6. 上記電力変換器は、それぞれダイオードが逆並列接続された複数の上記スイッチング素子を有する複数のレグが直流母線間に並列接続され、該直流母線からの直流電力を交流電力に変換して上記負荷に供給する、
    請求項5に記載の電力変換装置。
  7. 上記各ゲート駆動装置の上記切換決定部を、共通の上記切換信号を生成する共通の切換決定部にて構成する、
    請求項5または請求項6に記載の電力変換装置。
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