JP2016220525A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】スイッチング損失の増大を抑制し、インバータ回路で発生するスイッチングノイズを抑制する。【解決手段】本開示の一態様に係る電力変換装置は、交流電源から入力される交流電圧及び／又は交流電流の情報を取得する第１検出回路と、整流回路と、スイッチを含むインバータ回路と、スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、制御回路は、（Ａ）第１検出回路から入力される情報に基づいて、整流回路が、スイッチで発生したスイッチングノイズを交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、（Ｂ）少なくとも整流回路が伝導状態にあると判定されている期間において、パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させる。【選択図】図１

Description

本開示は、インバータ回路を備える電力変換装置に関するものである。
特許文献１は、スイッチングノイズの商用交流電源側への伝導を抑制するために、ＡＣ電源とインバータとの間にフィルタを設けた回路を開示する。
特許文献２は、スペクトラム拡散を用いたスイッチングパターンでスイッチング回路を動作させる技術を開示する。これにより、スイッチングノイズを分散させ、測定されるノイズのピーク値を低下させる。
特開平１０−１０７５７１号公報 特開２０１０−１７０４２号公報
しかしながら、特許文献１、２の記載の技術では更なる改善の必要がある。
上記課題を解決するために、本開示の一態様における電力変換装置は、交流電源から入力される交流電圧及び交流電流の少なくとも一方の情報を取得する第１検出回路と、前記交流電源から入力される前記交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、スイッチを含み、前記整流回路から入力される前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、前記スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、前記制御回路は、（Ａ）前記第１検出回路から入力される前記情報に基づいて、前記整流回路が、前記スイッチで発生したスイッチングノイズを前記交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、（Ｂ）少なくとも前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている期間において、前記パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させる。
本開示の一態様にかかる電力変換装置によれば、伝導ノイズを抑制し、且つ、スイッチング損失の増大を抑制できる。
図１は、実施の形態における電力変換装置の回路図である。 図２Ａは、一定周波数のＰＷＭ信号の波形Ｆｃｎの一例を示す図である。 図２Ｂは、スペクトラム拡散が行われたＰＷＭ信号の波形Ｆｓｐの一例を示す図である。 図３Ａは、図２Ａに示す波形Ｆｃｎをフーリエ変換することによって得られる波形ＦＦＴｃｎを示す図である。 図３Ｂは、図２Ｂに示す波形Ｆｓｐをフーリエ変換することによって得られる波形ＦＦＴｓｐを示す図である。 参考例の電力変換装置の回路図である。 図５は、実施の形態における電力変換方法の一例を示すフローチャートである。
（本開示の基礎となった知見）
電力変換装置は、スイッチング素子を含むスイッチング回路を備える。スイッチング回路は、パルス信号の印加によってスイッチング素子の導通及び非導通が制御されることによって、所望の波形を示す電圧や電流を生成する。電力変換装置に適用されるスイッチング回路の例としては、チョッパー回路、及びインバータ回路が挙げられる。スイッチング回路に入力されるパルス信号の一つとして、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号がある。ＰＷＭ信号は、ある基本周波数の矩形波の時比率を変化させることによって生成される。
このようなスイッチング回路は、スイッチング動作によってスイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズが商用交流電源側に伝導し、商用交流電源に接続された他の電気機器に悪影響を及ぼすという課題がある。これを防止するために、スイッチング回路では、規格によりスイッチングノイズの測定法や限度値が定められており、スイッチングノイズの抑制が強く求められている。
図４は、参考例の電力変換装置１０Ａの回路図である。電力変換装置１０Ａは、整流回路１０１０、インバータ回路１０５０、周波数決定回路１０９０、及びパルス生成回路１１２０を備える。整流回路１０１０は、ダイオードブリッジ１０３０、平滑コンデンサ１０４０、及び直流電圧検出回路１１１０を備える。ダイオードブリッジ１０３０は、商用交流電源１０２０から入力される交流電圧を整流する。平滑コンデンサ１０４０は、ダイオードブリッジ１０３０により整流された電圧を平滑化する。直流電圧検出回路１１１０は、平滑コンデンサ１０４０から得られた脈流を有する直流電圧Ｖｉを検出する。インバータ回路１０５０は、三相インバータであり、パルス生成回路１１２０で生成されたＰＷＭ信号によりスイッチングし、モータ１０８０を駆動する。
周波数決定回路１０９０は、直流電圧検出回路１１１０で検出された直流電圧Ｖｉが増大するにつれて、ＰＷＭ信号の周波数を上昇させるための周波数信号１１３０を生成し、パルス生成回路１１２０に出力する。
パルス生成回路１１２０は、周波数信号１１３０が示す周波数を有するＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路１０５０を構成する各スイッチング素子に入力する。
このように、電力変換装置１０Ａは、直流電圧Ｖｉの増大に応じてＰＷＭ信号の周波数を増大させる。これにより、電力変換装置１０Ａは、ＰＷＭ信号にスペクトラム拡散の効果を持たせ、スイッチングノイズが商用交流電源１０２０に伝導することによって生じる伝導ノイズを抑制する。
スペクトラム拡散は、ＰＷＭ信号の基本周波数を時間とともに変動させるものである。例えばモータ駆動の為のインバータ回路などでは、モータの駆動特性を維持するために、ＰＷＭ信号の基本周波数を所定の周波数以下に下げることができない。そのため、ＰＷＭ信号の基本周波数を高い周波数へと変動させることが要求される。
スイッチング素子が導通している状態では、スイッチング素子には負荷の状況に応じた電流が流れ、スイッチング素子に発生する電位差によって損失が発生する。ここで、スイッチング素子が導通している状態では、スイッチング素子に発生する電位差は極僅かであるため、その損失は限定的である。また、スイッチング素子が非導通の状態では、スイッチング素子にはほとんど電流が流れないため、損失はほとんど発生しない。
一方、スイッチング動作によってスイッチング素子が導通状態から非導通状態に、または非導通状態から導通状態に変化する過渡期間において、電圧及び電流がともにゼロにならず、スイッチング素子に損失が発生する。この損失はスイッチング損失と呼ばれる。スイッチング損失は、スイッチングの度に発生するため、スイッチングの周波数が高くなると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加し、スイッチング損失が相対的に増加する。参考例の電力変換装置１０Ａは、伝導ノイズを抑制するためにＰＷＭ信号の周波数が増大されているので、スイッチング損失が増大し、電力変換効率が低下するという課題があった。
そこで、本開示は、伝導ノイズを抑制し、且つ、スイッチング損失の増大を抑制する電力変換装置を提供する。
（実施形態の概要）
本開示の一態様による電力変換装置は、交流電源から入力される交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、前記交流電源から入力される交流電圧又は交流電流の状態を検出する入力検出回路と、前記整流回路から出力された直流電圧をスイッチング素子を用いて交流電圧に変換するインバータ回路と、前記スイッチング素子を制御するためのパルス信号を生成するパルス生成回路と、前記入力検出回路によって検出された状態に基づいて、前記スイッチング素子に発生するスイッチングノイズが前記交流電源に伝導する伝導期間を検出し、少なくとも前記伝導期間において前記パルス信号の周波数を変動させる周波数決定回路とを備える。
この構成によれば、スイッチングノイズが交流電源側に伝導している伝導期間において、パルス信号にスペクトル拡散の効果が与えられる。また、伝導ノイズを抑制するためのフィルタ及び／又は外部回路を付加することなく、スイッチングノイズを抑制できる。例えば、非伝導期間において、パルス信号の周波数を一定に維持してもよく、伝導期間のパルス信号の周波数帯よりも低い周波数帯でパルス信号の周波数を変動してもよい。これにより、スイッチング損失の増大を抑制し、電力変換効率を増大できる。
上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電圧の電圧値を前記状態として検出し、前記検出した電圧値を入力電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力してもよい。
この構成によれば、周波数決定回路は交流電圧を用いて、伝導期間を検出できる。
上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電流の電流値を前記状態として検出し、前記検出した電流値を入力電流検出信号として前記周波数決定回路に出力してもよい。
この構成によれば、周波数決定回路は交流電流を用いて、伝導期間を検出できる。
上記態様において、前記整流回路は、前記脈流を有する直流電圧を検出し、前記検出した直流電圧を直流電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力する直流電圧検出部を備えてもよい。
この構成によれば、周波数決定回路は、直流電圧を用いて伝導期間を検出できる。
上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電圧の電圧値を前記状態として検出し、前記検出した電圧値を入力電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力し、前記周波数決定回路は、前記入力電圧検出信号を用いて前記交流電源から入力される交流電圧の絶対値を算出し、前記直流電圧検出信号を用いて前記脈流を有する直流電圧を算出し、前記算出した交流電圧の絶対値が前記算出した直流電圧よりも大きい場合、前記パルス信号の周波数を、第一周波数から前記第一周波数よりも高い第二周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定し、前記算出した交流電圧の絶対値が前記算出した直流電圧以下の場合、前記パルス信号の周波数を、第三周波数から前記第三周波数よりも高い第四周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定する、若しくは前記第四周波数に決定し、前記第二周波数は前記第四周波数よりも高くてもよい。
伝導期間では、交流電源から入力される交流電圧の絶対値が、整流回路により整流及び平滑化された直流電圧よりも大きくなる。そのため、伝導期間においてパルス信号にスペクトラム拡散の効果を与え、スイッチングノイズを抑制できる。
また、交流電源から入力される交流電圧の絶対値が整流及び平滑化された直流電圧以下である非伝導期間において、スイッチング素子が第二周波数よりも低い周波数で駆動されるため、スイッチング損失の増大を抑制できる。非伝導期間において第三周波数から第四周波数の範囲で周波数を変動させる場合には、非伝導期間においても伝導ノイズを抑制できる。
上記態様において、前記周波数決定回路は、前記入力電流検出信号を用いて交流電源から入力される交流電流の絶対値を算出し、前記算出した交流電流の絶対値に応じて前記伝導期間であるか否かを判定し、前記伝導期間において、前記パルス信号の周波数を、第一周波数から前記第一周波数よりも高い第二周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定し、非伝導期間において、前記パルス信号の周波数を、第三周波数から前記第三周波数よりも高い第四周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数若しくは前記第四周波数に決定し、前記第二周波数は前記第四周波数よりも高くてもよい。
この構成によれば、交流電流の絶対値から伝導期間であるか否かが判定され、伝導期間において、伝導ノイズを抑制できる。一方、非伝導期間において、スイッチング素子が第二周波数よりも低い周波数で駆動されるため、スイッチング損失の増大を抑制できる。また、非伝導期間において第三周波数から第四周波数の範囲で周波数を変動させる場合には、非伝導期間においても伝導ノイズを抑制できる。
また、上記態様において、前記入力検出回路は、前記交流電源から入力される交流電圧の電圧値を前記状態として検出し、前記検出した電圧値を入力電圧検出信号として前記周波数決定回路に出力し、前記周波数決定回路は、前記入力電圧検出信号を用いて前記交流電源から入力される交流電圧の位相を算出し、前記算出した交流電圧の位相に応じて前記伝導期間であるか否かを判定し、前記伝導期間において、前記パルス信号の周波数を第一周波数から前記第一周波数よりも高い第二周波数までの範囲で時間毎に異なる周波数に決定し、非伝導期間において、前記パルス信号の周波数を第三周波数から前記第三周波数よりも高い第四周波数までの範囲で時間ごとに異なる周波数若しくは前記第四周波数に決定し、前記第二周波数は前記第四周波数よりも高くてもよい。
この構成によれば、交流電圧の位相から伝導期間であるか否かが判定され、伝導期間において伝導ノイズを抑制できる。一方、非伝導期間において、スイッチング素子が第二周波数よりも低い周波数で駆動されるため、スイッチング損失の増大を抑制できる。非伝導期間において第三周波数から第四周波数の範囲で周波数を変動させる場合には、非伝導期間においても伝導ノイズを抑制できる。
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。本開示で示される構成要素、構成要素の配置位置および接続形態、処理、処理の順序、数値、材料、電圧波形、特性などは、あくまで一例である。また、本開示で示される構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。
（実施の形態）
図１は、本開示の実施の形態における電力変換装置１０の回路図である。電力変換装置１０は、整流回路１０１と、整流回路１０１及びモータ１０８間に接続されたインバータ回路１０５と、商用交流電源１０２及び整流回路１０１間に接続された入力検出回路１１０と、周波数決定回路１０９と、パルス生成回路１１２とを備える。
商用交流電源１０２は、本開示における「交流電源」の一例である。入力検出回路１１０は、本開示における「第１検出回路」の一例である。周波数決定回路１０９及びパルス生成回路１１２は、本開示における「制御回路」の一例である。
商用交流電源１０２は、交流電圧Ｖａｃを電力変換装置１０に入力する。ここで、交流電圧Ｖａｃは、例えば、電力会社が提供する交流電圧であり、周波数が５０Ｈｚ又は６０Ｈｚで実効値が１００Ｖ又は２００Ｖの交流電圧である。但し、これは一例であり、交流電圧Ｖａｃとしては、電力変換装置１０が使用される国や場所で電力会社により提供される交流電圧に応じた周波数及び振幅を有する交流電圧が採用されうる。なお、図１の例では交流電圧Ｖａｃとして単相の交流電圧が採用されているが、三相の交流電圧が採用されてもよい。
整流回路１０１は、ダイオードブリッジ１０３及び平滑コンデンサ１０４を含み、交流電圧Ｖａｃを、脈流を有する直流電圧に変換する。以下、脈流を有する直流電圧を「直流電圧Ｖｉ」と表す。
ダイオードブリッジ１０３は、例えば、フルブリッジ接続された複数のダイオードで構成され、交流電圧Ｖａｃを整流する。平滑コンデンサ１０４は、ダイオードブリッジ１０３と並列接続され、ダイオードブリッジ１０３によって整流された交流電圧Ｖａｃを平滑化し、直流電圧Ｖｉを生成する。なお、ダイオードブリッジ１０３は、ハーフブリッジ接続された複数のダイオードで構成されてもよい。
インバータ回路１０５は、平滑コンデンサ１０４と並列接続され、６つのスイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆを備える三相インバータで構成される。スイッチング素子１０６ａ、１０６ｃ、１０６ｅは、それぞれ、コレクタが第１ラインＬ１に接続されており、インバータ回路１０５の上アームを構成する。
スイッチング素子１０６ｂ、１０６ｄ、１０６ｆは、それぞれ、エミッタが第２ラインＬ２に接続されており、インバータ回路１０５の下アームを構成する。
スイッチング素子１０６ａのエミッタとスイッチング素子１０６ｂのコレクタとは接続点ＰＵを介してＵ相ラインＬＵと接続されている。スイッチング素子１０６ａ、１０６ｂはＵ相のスイッチング素子を構成する。
スイッチング素子１０６ｃのエミッタとスイッチング素子１０６ｄのコレクタとは接続点ＰＶを介してＶ相ラインＬＶと接続されている。スイッチング素子１０６ｃ、１０６ｄはＶ相のスイッチング素子を構成する。
スイッチング素子１０６ｅのエミッタとスイッチング素子１０６ｆのコレクタとは接続点ＰＷを介してＷ相ラインＬＷと接続されている。スイッチング素子１０６ｅ、１０６ｆはＷ相のスイッチング素子を構成する。
Ｕ相ラインＬＵは、スイッチング素子１０６ａ、１０６ｂのスイッチング動作により生成されるＵ相の駆動信号をモータ１０８に供給する。Ｖ相ラインＬＶは、スイッチング素子１０６ｃ、１０６ｄのスイッチング動作により生成されるＶ相の駆動信号をモータ１０８に供給する。Ｗ相ラインＬＷは、スイッチング素子１０６ｅ、１０６ｆのスイッチング動作により生成されるＷ相の駆動信号をモータ１０８に供給する。
スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆは、それぞれ、パルス生成回路１１２によって生成されるスイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆに基づき導通又は遮断する。これにより、スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆは、モータ１０８に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動信号を変化させる。
スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆは、それぞれ、コレクタ‐エミッタ間に還流ダイオードが接続されている。これにより、スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆは双方向スイッチとして機能する。
スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆとしては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）、バイポーラトランジスタ等のトランジスタが採用される。
なお、図１の例では、負荷としてモータ１０８が採用されているが、これは一例に過ぎず、他の負荷が採用されてもよい。
パルス生成回路１１２は、スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆを制御するためのスイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆを生成する。スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆのそれぞれは、パルス信号の一例である。スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆは、例えば、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号である。ここで、パルス生成回路１１２は、スイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆの周波数を、周波数決定回路１０９から入力される周波数信号１１３によって指定される周波数に設定する。パルス生成回路１１２は、例えば、パルス生成器を含む。
具体的には、次のとおりである。まず、パルス生成回路１１２は、キャリア信号の周波数を、周波数信号１１３が指定する周波数に設定する。次に、別途入力された変調波信号とキャリア信号とを比較することで、ＰＷＭ信号を生成する。ここで、キャリア信号としては、例えば三角波信号が採用できる。また、変調波信号としては、例えばモータ１０８を目標速度で回転させるための周波数及び振幅を有する正弦波信号が採用できる。
そして、パルス生成回路１１２は、生成したＰＷＭ信号を用いてスイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆを生成する。例えば、パルス生成回路１１２は、生成したＰＷＭ信号をそのままＵ相の上アームのスイッチング制御信号１０７ａとして生成し、スイッチング制御信号１０７ａを反転させた信号をＵ相の下アームのスイッチング制御信号１０７ｂとして生成する。
また、パルス生成回路１１２は、スイッチング制御信号１０７ａに対して位相が１２０度ずれた信号をＶ相の上アームのスイッチング制御信号１０７ｃとして生成し、スイッチング制御信号１０７ｃを反転させた信号をＶ相の下アームのスイッチング制御信号１０７ｄとして生成する。
また、パルス生成回路１１２は、スイッチング制御信号１０７ｃに対して位相が１２０度ずれた信号をＷ相の上アームのスイッチング制御信号１０７ｅとして生成し、スイッチング制御信号１０７ｅを反転させた信号をＷ相の下アームのスイッチング制御信号１０７ｆとして生成する。
入力検出回路１１０は、交流電圧Ｖａｃを、例えば、分圧抵抗によって分圧し、分圧された交流電圧を入力電圧検出信号１１４として周波数決定回路１０９に出力する。ここで、分圧された交流電圧は、交流電圧Ｖａｃの電圧値の情報を有している。分圧抵抗による分圧値は、入力電圧検出信号１１４のダイナミックレンジが周波数決定回路１０９の入力レンジに収まる値に設定されればよい。
整流回路１０１は、さらに直流電圧検出回路１１１を備える。直流電圧検出回路１１１は、直流電圧Ｖｉを、例えば、分圧抵抗によって分圧し、分圧された直流電圧を直流電圧検出信号１１５として周波数決定回路１０９に出力する。ここで、分圧抵抗による分圧値は、直流電圧検出信号１１５のダイナミックレンジが周波数決定回路１０９の入力レンジに収まる値に設定されればよい。
周波数決定回路１０９は、入力された入力電圧検出信号１１４を用いて交流電圧Ｖａｃの絶対値を算出し、入力された直流電圧検出信号１１５を用いて直流電圧Ｖｉを算出する。ここで、交流電圧Ｖａｃの絶対値は、交流電圧Ｖａｃの瞬時値の絶対値であり、直流電圧Ｖｉは直流電圧の瞬時値である。
そして、周波数決定回路１０９は、交流電圧Ｖａｃの絶対値と、直流電圧Ｖｉとを比較する。周波数決定回路１０９は、例えば、比較器によってこの比較を実行してもよい。
まずは、交流電圧Ｖａｃの絶対値が直流電圧Ｖｉよりも大きい場合について説明する。この場合、インバータ回路１０５で発生したスイッチングノイズがダイオードブリッジ１０３を介して商用交流電源１０２に伝導し、伝導ノイズが発生する。交流電圧Ｖａｃの絶対値が直流電圧Ｖｉよりも大きい期間は、本開示における「伝導期間」の一例に相当する。
この場合、周波数決定回路１０９は、Ａ（Ｈｚ）からＢ（Ｈｚ）の範囲でスイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆの周波数を変動させるための周波数信号１１３を、パルス生成回路１１２に出力する。これにより、電力変換装置１０は、スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆのスイッチングノイズの周波数を分散し、伝導ノイズを低減できる。
周波数決定回路１０９は、所定時間間隔で、スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆの周波数がＡ（Ｈｚ）からＢ（Ｈｚ）の範囲で変化するように、周波数信号１１３を変更してもよい。例えば、Ａ（Ｈｚ）からＢ（Ｈｚ）まで漸次に周波数を増大させるサイクルが繰り返されてもよいし、あるいは、Ｂ（Ｈｚ）からＡ（Ｈｚ）まで漸次に周波数を減少させるサイクルが繰り返されてもよい。
周波数決定回路１０９は、例えば、Ｂ（Ｈｚ）を最大値とし、Ａ（Ｈｚ）を最小値とするＮ個の周波数の中から、順次１つを選択することによって、周波数を変化させてもよい。Ｎは、例えば、３以上であってもよく、さらに１０以上であってもよい。
Ａ（Ｈｚ）からＢ（Ｈｚ）まで周波数を変動させるサイクルが伝導期間より短い場合、伝導期間内で周波数スペクトルを十分に拡散できる。そこで、想定される伝導期間を予め求めておき、この期間内において周波数がＡ（Ｈｚ）からＢ（Ｈｚ）まで変動できるように設定してもよい。
次に、交流電圧Ｖａｃの絶対値が直流電圧Ｖｉ以下の場合について説明する。交流電圧Ｖａｃの絶対値が、直流電圧Ｖｉ以下の場合、ダイオードブリッジ１０３は導通せず、平滑コンデンサ１０４の放電によりインバータ回路１０５に電力が供給される。そのため、商用交流電源１０２とインバータ回路１０５とは電気的に切り離され、スイッチングノイズは整流回路１０１を介して商用交流電源１０２に伝導されない。したがって、交流電圧Ｖａｃの絶対値が直流電圧Ｖｉ以下の期間は、本開示における「非伝導期間」の一例に相当する。
この場合、周波数決定回路１０９は、Ｃ（Ｈｚ）からＤ（Ｈｚ）の範囲でスイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆの周波数を変動させるための周波数信号１１３を出力する。これにより、電力変換装置１０は、スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆのスイッチングノイズの周波数を分散し、伝導ノイズを低減できる。
スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆの周波数をＣ（Ｈｚ）〜Ｄ（Ｈｚ）の範囲で変化させる手法は、上述した、スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆの周波数をＡ（Ｈｚ）〜Ｂ（Ｈｚ）の範囲内で変化させる手法と同じ手法を採用してもよい。
周波数決定回路１０９は、例えば、Ｄ（Ｈｚ）を最大値とし、Ｃ（Ｈｚ）を最小値とするＭ個の周波数の中から、順次１つを選択することによって、周波数を変化させてもよい。Ｍは、例えば、３以上であってもよく、さらに１０以上であってもよい。
このとき、Ａ（Ｈｚ）〜Ｄ（Ｈｚ）の周波数は、以下の関係を満たす。
Ａ＜Ｂ
Ｃ≦Ｄ
Ｂ＞Ｄ
ここで、非導通期間におけるスペクトル拡散の最大周波数Ｄ（Ｈｚ）は、導通期間におけるスペクトル拡散の最大周波数Ｂ（Ｈｚ）よりも低く抑えられている。そのため、電力変換装置１０は、非導通期間において単位時間当たりのスイッチング回数を抑えることができ、スイッチング損失の増大を抑制できる。
図２Ａは、一定周波数のＰＷＭ信号の波形の一例を示し、図２Ｂは、スペクトラム拡散を行ったＰＷＭ信号の波形の一例を示す。図２Ａ及び図２Ｂにおいて、縦軸は規格化された電圧［ａ．ｕ．］を示し、横軸は時間［ｓｅｃ］を示している。図２Ａの例では、波形Ｆｃｎは６ｋＨｚの一定周波数を有している。図２Ｂの例では、波形Ｆｓｐは６ｋＨｚから２５ｋＨｚまでの範囲で、１パルスにつき１ｋＨｚずつ周波数が変化している。
図３Ａは、図２Ａに示す波形Ｆｃｎをフーリエ変換することによって得られる波形ＦＦＴｃｎを示す。図３Ｂは、図２Ｂに示す波形Ｆｓｐをフーリエ変換することによって得られる波形ＦＦＴｓｐを示す。図３Ａ及び図３Ｂにおいて、縦軸は電圧［ｄＢμＶ］を示し、横軸は周波数［Ｈｚ］を対数で示している。
図３Ａおよび図３Ｂに示されるように、波形ＦＦＴｓｐは波形ＦＦＴｃｎと比較して、電圧が全体的に１０ｄＢ程度低かった。これにより、スペクトラム拡散によるノイズ低減の効果が確認できる。
交流電圧Ｖａｃの周波数を６０Ｈｚとした場合、１周期は１６．７ｍｓｅｃとなる。この１６．７ｍｓｅｃの期間に波形Ｆｃｎの電圧が切り替わる回数は２００回である。一方、この１６．７ｍｓｅｃの期間に波形Ｆｓｐの電圧が切り替わる回数は４３５回である。したがって、ＰＷＭ信号をスペクトラム拡散させた場合における、スイッチング素子の導通状態／非導通状態間の遷移に起因するスイッチング損失は、ＰＷＭ信号をスペクトラム拡散させない場合に比べて、約２．２倍に増大する。
したがって、非伝導期間におけるスペクトラム拡散の周波数の最大値を、伝導期間におけるスペクトラム拡散の周波数の最大値よりも低く制限することにより、スイッチング素子が導通／非導通状態間を遷移する回数を減らすことができ、これによって、スイッチング損失の増大を抑制できる。
例えば、非伝導期間において、ＰＷＭ信号の周波数は、伝導期間におけるスペクトラム拡散の周波数の最大値よりも低い一定の値（例えば６ｋＨｚ）に固定されていてもよい。
例えば、商用交流電源１０２の周波数が６０Ｈｚであり、交流電圧Ｖａｃの４分の１周期において６ｋＨｚから２５ｋＨｚまでの範囲のスペクトラム拡散が実施され、残りの４分の３周期においてＰＷＭ信号の周波数が６ｋＨｚに固定される場合を想定する。この場合、交流電圧Ｖａｃの１周期あたりのスイッチング素子の導通／非導通状態間の遷移回数は２５９回に抑制される。そのため、全期間でスペクトラム拡散を実施した場合と比較し、スイッチング素子の状態遷移回数が４７％に削減され、スイッチング損失が４７％削減される。加えて、ダイオードブリッジ１０３の導通期間にスペクトル拡散を行うことにより、１０ｄＢのノイズ低減効果を維持したまま、スイッチング損失の削減が可能となる。
なお、電力変換装置１０は以下の変形例を採用できる。
（１）上記説明では、周波数決定回路１０９は、交流電圧Ｖａｃの絶対値と、直流電圧Ｖｉとを比較することで伝導期間を判定している。本開示はこれに限定されない。周波数決定回路１０９は、入力電圧検出信号１１４を用いて交流電圧Ｖａｃの位相を算出し、算出した位相から伝導期間を決定してもよい。この場合、周波数決定回路１０９は、伝導期間に該当する位相の範囲を予め記憶しておき、算出した位相が伝導期間に該当する位相の範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。なお、周波数決定回路１０９は、入力電流検出信号を用いて交流電流の位相を算出し、当該位相から伝導期間を決定してもよい。
（２）周波数決定回路１０９は、商用交流電源１０２から入力される交流電流の絶対値に基づいて、伝導期間を決定してもよい。この場合、入力検出回路１１０は、商用交流電源１０２から入力される交流電流を検出し、検出した交流電流を入力電流検出信号として周波数決定回路１０９に出力する。周波数決定回路１０９は入力電流検出信号を用いて交流電流の絶対値を算出する。そして、周波数決定回路１０９は、算出した交流電流の絶対値が予め定められた範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。ここで、周波数決定回路１０９は、伝導期間に該当する交流電流の絶対値の範囲を予め記憶しておき、算出した交流電流の絶対値が、伝導期間に該当する交流電流の絶対値の範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。
（３）周波数決定回路１０９は、直流電圧Ｖｉを用いずに、交流電圧Ｖａｃの絶対値のみを用いて伝導期間を判定してもよい。この場合、周波数決定回路１０９は、算出した交流電圧Ｖａｃの絶対値が予め定められた範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。ここで、周波数決定回路１０９は、伝導期間に該当する交流電圧Ｖａｃの絶対値の範囲を予め記憶しておき、算出した交流電圧Ｖａｃの絶対値が伝導期間に該当する交流電流の絶対値の範囲内にあれば伝導期間であると判定すればよい。
（４）周波数決定回路１０９は、非伝導期間において、スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆの周波数を変動させてもよいし、周波数を変動させなくてもよい。非伝導期間において周波数を変動させる場合、周波数決定回路１０９は、非伝導期間の最大周波数を伝導期間の最大周波数より低くすればよい。また、非伝導期間において周波数を変動させない場合、周波数決定回路１０９は非伝導期間において、スイッチング制御信号１０７ａ〜１０７ｆを一定の周波数に維持すればよい。この場合、一定の周波数は、伝導期間における最大周波数よりも小さい値であればよく、伝導期間における最小周波数よりも大きい値であってもよいし、小さい値であってもよい。
（５）図１の例では、整流回路１０１は、ダイオードブリッジ１０３で構成されているが、本開示はこれに限定されない。整流回路１０１は、ダイオードブリッジ１０３に代えて、ＭＯＳトランジスタといったスイッチング素子で構成される同期整流回路を含んでもよい。
上記実施の形態では、ダイオードブリッジ１０３を構成するダイオードの順方向電圧が無視できるほど小さいものとして、交流電圧Ｖａｃの絶対値が、直流電圧Ｖｉよりも大きい場合、ダイオードブリッジ１０３が導通すると記載した。
しかし、厳密には、交流電圧Ｖａｃの絶対値が直流電圧Ｖｉとダイオードの順方向電圧との加算値よりも大きい場合、ダイオードブリッジ１０３は導通する。この場合、電力変換装置１０は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が、前記加算値よりも大きい場合、伝導期間であると判定し、交流電圧Ｖａｃの絶対値が、前記加算値以下の場合、非伝導期間であると判定すればよい。
（６）図１の例では、周波数決定回路１０９とパルス生成回路１１２は、別個の機能ブロックで示されているが、これらは１つの制御ＩＣ内の回路要素であってもよい。各機能ブロックの少なくとも一部は、半導体デバイス、半導体集積回路（ＩＣ）、ＬＳＩ（ｌａｒｇｅ ｓｃａｌｅ ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）、または、それらが組み合わされた電子回路によって実行されてもよい。ＬＳＩまたはＩＣは、１つのチップに集積されていてもよいし、複数のチップが組み合わされていてもよい。制御回路は、例えば、プロセッサとメモリを含む。プロセッサは、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）またはＭＰＵ（Ｍｉｃｒｏ−Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）である。
（７）制御回路内のプロセッサは、例えば、メモリに記憶されているプログラムを読み出して実行する。これにより、インバータ回路において電力変換が実行される。
図５は、実施の形態における電力変換方法の一例を示すフローチャートである。
当該電力変換方法は、例えば、図１に示される電力変換装置１０により実行される。
図１に示されるフローの開始時点において、交流電源１０２から電力変換装置１０に交流電力が入力されており、インバータ回路１０５内のスイッチング素子１０６ａ〜１０６ｆは、初期周波数を有するパルス信号で制御されている。
ステップＳ１において、入力検出回路１１０が、交流電源１０２から入力される交流電圧及び／又は交流電流の情報を取得する。
交流電源１０２からの入力がある場合には（ステップＳ２でＹｅｓ）、ステップＳ３に進み、入力がない場合には（ステップＳ２でＮｏ）、本フローを終了する。なお、本フローにおいてステップＳ２は必須ではない。ステップＳ２の替わりに、無限ループから脱するためのステップが設けられてもよい。例えば、制御回路に入力される終了信号に応じて、フローが終了されてもよい。
ステップＳ３において、制御回路が、入力検出回路１１０から入力される情報に基づいて、整流回路１０１が、スイッチングノイズをインバータ回路１０５の側から交流電源１０２の側に通過させうる状態（すなわち伝導状態）にあるか否かを判定する。当該判定は、例えば、整流回路１０１の入力側の電圧及び／又は電流と、整流回路１０１の出力側の電圧及び／又は電流とを比較することによって、行われる。
整流回路１０１がスイッチングノイズを伝導する状態にある場合（ステップＳ３でＹｅｓ）、ステップ４に進む。
ステップＳ４において、制御回路は、所定のタイミングで、パルス信号の周波数を変化させる。ステップＳ４は、例えば、パルス信号の周波数が所定の上限値に達しているか否かを判定するサブステップと、パルス信号の周波数が上限値に達していない場合にパルス信号の周波数を増大させるサブステップと、パルス信号の周波数が上限値に達している場合にパルス信号の周波数を所定の下限値（例えば初期周波数）に変更するサブステップとを含んでもよい。ステップＳ４を終えた後、ステップＳ１に戻る。周波数を変更するタイミングは、例えば、前回周波数を変更したときからの経過時間が、所定の時間を超えたタイミングであってもよい。
例えば、ステップＳ４において周波数が１回変更される度に、ステップＳ１に戻って、入力電圧及び／又は入力電流の情報を再取得してもよい。この場合、ステップＳ１〜Ｓ４のループが繰り返し実行されることにより、パルス信号の周波数が、時間経過とともに変動する。あるいは、ステップＳ４において周波数が下限値から上限値まで順次変動された後に、ステップＳ１に戻って、入力電圧及び／又は入力電流の情報を再取得してもよい。この場合、ステップＳ４において、パルス信号の周波数が、時間経過とともに変動する。なお、ステップＳ１で入力電圧及び／又は入力電流の情報を取得する頻度およびタイミングは、これに限定されない。「伝導状態にあると判定されている期間」とは、例えば、伝導状態であると判定されてから、次に伝導状態でないと判定される前までの継続期間を意味する。なお、パルス信号の周波数は、順次減少されてもよく、ランダムもしくはシーケンシャルに選択されてもよい。
整流回路１０１がスイッチングノイズを伝導する状態にない場合（ステップＳ３でＮｏ）、ステップＳ５に進む。ステップＳ５において、パルス信号の周波数が、例えば、初期周波数にリセットされてもよい。なお、本フローにおいてステップＳ５は必須ではない。ステップＳ５の替わりに、例えば、上記ステップＳ４と同様の周波数変更が実行されてもよい。ただし、この場合、ステップ５において設定される周波数の上限値は、ステップ４において設定される周波数の上限値より低い。
以上のフローにより、スイッチングノイズが整流回路を伝導する状態においてはスペクトラム拡散が実行され、スイッチングノイズが整流回路を伝導しない状態においてはスイッチング回数が低減されうる。
本開示にかかる電力変換装置は、スイッチング素子による電力変換を利用する、例えばモータ駆動装置等の様々な装置に利用可能である。
１０ 電力変換装置
１０１ 整流回路
１０２ 商用交流電源
１０３ ダイオードブリッジ
１０４ 平滑コンデンサ
１０５ インバータ回路
１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃ、１０６ｄ、１０６ｅ、１０６ｆ スイッチング素子
１０７ａ、１０７ｂ、１０７ｃ、１０７ｄ、１０７ｅ、１０７ｆ スイッチング制御信号
１０８ モータ
１０９ 周波数決定回路
１１０ 入力検出回路
１１１ 直流電圧検出回路
１１２ パルス生成回路
１１３ 周波数信号
１１４ 入力電圧検出信号
１１５ 直流電圧検出信号

Claims (15)

  1. 交流電源から入力される交流電圧及び交流電流の少なくとも一方の情報を取得する第１検出回路と、
    前記交流電源から入力される前記交流電圧を整流及び平滑化し、脈流を有する直流電圧を出力する整流回路と、
    スイッチを含み、前記整流回路から入力される前記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、
    前記スイッチを制御するためのパルス信号を生成する制御回路とを備え、
    前記制御回路は、（Ａ）前記第１検出回路から入力される前記情報に基づいて、前記整流回路が、前記スイッチで発生したスイッチングノイズを前記交流電源の側に通過させうる伝導状態にあるか否かを判定し、（Ｂ）少なくとも前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている期間において、前記パルス信号の周波数を時間経過とともに変動させる、
    電力変換装置。
  2. 前記整流回路が前記伝導状態にあると判定されている前記期間を第１期間とし、前記整流回路が前記伝導状態にないと判定されている期間を第２期間とするとき、
    前記制御回路は、前記第２期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値を、前記第１期間における前記パルス信号の前記周波数の最大値よりも小さく設定する、
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第２期間における前記パルス信号の前記周波数は一定値である、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の電圧値の情報である、
    請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電流の電流値の情報である、
    請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の位相の情報である、
    請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の電圧値の情報であり、
    前記制御回路は、前記交流電圧の前記電圧値の絶対値が所定の値よりも大きい期間を前記第１期間と判定し、前記交流電圧の前記電圧値の絶対値が前記所定の値よりも小さい期間を前記第２期間と判定する、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  8. 前記整流回路は、前記直流電圧の値の情報を取得する第２検出回路を含み、
    前記制御回路は、前記直流電圧の値を、前記所定の値に設定する、
    請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御回路は、前記交流電圧の前記電圧値の絶対値と前記所定の値とを比較する比較器と、前記パルス信号を生成するパルス生成器とを含む、
    請求項７に記載の電力変換装置。
  10. 前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電流の電流値の情報であり、
    前記制御回路は、前記交流電流の前記電流値の絶対値が所定の値よりも大きい期間を前記第１期間と判定し、前記交流電圧の前記電圧値の絶対値が前記所定の値よりも小さい期間を前記第２期間と判定する、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  11. 前記制御回路は、前記交流電圧の前記電流値の絶対値と前記所定の値とを比較する比較器と、前記パルス信号を生成するパルス生成器とを含む、
    請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 前記情報は、前記交流電源から入力される前記交流電圧の位相の情報であり、
    前記制御回路は、前記交流電圧の前記位相が所定の範囲内にある期間を前記第１期間と判定し、前記交流電圧の前記位相が前記所定の範囲内にない期間を前記第２期間と判定する、
    請求項２に記載の電力変換装置。
  13. 前記制御回路は、前記交流電圧の前記位相が前記所定の範囲内にあるか否かを判定する比較器と、前記パルス信号を生成するパルス生成器とを含む、
    請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記制御回路は、前記第１期間の間に、時間経過に伴って互いに異なるＮ個（Ｎ≧３）の周波数の中から順次１つを選択することによって、前記パルス信号の前記周波数を変動させる、
    請求項２及び７から１３に記載の電力変換装置。
  15. 前記パルス信号は、ＰＷＭ信号であり、
    前記周波数は、前記ＰＷＭ信号の基本周波数に相当する、
    請求項１から１４に記載の電力変換装置。
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