KR102015440B1 - 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, EMI 특성을 개선할 수 있는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 공기 조화기의 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며 스위칭 소자를 포함하는 역률 제어부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전력을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전류를 생성하는 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터; 및 상기 모터를 목표 속도로 구동하기 위한 상기 DC-링크 캐패시터의 전압의 최대값 내지 최소값 사이에서 상기 DC-링크 캐패시터의 전압이 변동하도록 상기 역률 제어부의 스위칭 소자의 구동을 제어하는 컨버터 제어부를 포함하여 구성될 수 있다.

Description

전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기 {Power transforming apparatus and air conditioner including the same}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, EMI 특성을 개선할 수 있는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기에 관한 것이다.
일반적으로, 공기 조화기의 압축기는 모터를 구동원으로 이용하고 있다. 이러한 모터에는 전력 변환 장치로부터 교류 전력이 공급된다.
이와 같은 전력 변환 장치는 주로, 정류부, 역률 제어부 및 인버터를 포함하는 것으로 일반적으로 알려져 있다.
우선, 상용 전원으로부터 출력되는 교류의 상용 전압은, 정류부에 의하여 정류된다. 이러한 정류부에서 정류된 전압은 인버터에 공급된다. 이때, 인버터에서는 정류부에서 출력된 전압을 이용하여 모터를 구동하기 위한 교류 전력을 생성한다.
경우에 따라, 정류부와 인버터 사이에는 역률 개선을 위한 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)가 구비될 수 있다.
스위칭 소자에 인가되는 전류인 콜렉터 전류(Ic)는 모터의 인덕터 성분에 의하여 일정 기울기를 가지고 상승하나 스위칭 온(on)이 완전히 이루어지기 전에 노이즈를 포함한다. 이는 스위칭 소자의 스위칭 노이즈에 의한 것이다.
이때, 각 상에서 발생하는 이러한 스위칭 노이즈는 모두 중첩되어 증폭될 수 있다.
이러한 스위칭 노이즈는 전자기 간섭(electro-magnetic interference; EMI) 특성을 저하시킬 수 있다.
또한, 이러한 EMI 특성은 노이즈 필터를 사용하거나 인덕터 코어를 이용하여 향상될 수 있으나, 이로 인한 복잡성 및 비용이 증가하는 문제점이 있다.
따라서, 효율적으로 EMI 특성을 개선할 수 있는 방안이 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭에 의해 발생하는 주파수 성분들을 최대한 일정 주파수에 머무르지 않도록 제어하여 효율적으로 EMI 특성을 개선할 수 있는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기를 제공하고자 한다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제1관점으로서, 본 발명은, 공기 조화기의 전력 변환 장치에 있어서, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며 스위칭 소자를 포함하는 역률 제어부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전력을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전류를 생성하는 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터; 및 상기 모터를 목표 속도로 구동하기 위한 상기 DC-링크 캐패시터의 전압의 최대값 내지 최소값 사이에서 상기 DC-링크 캐패시터의 전압이 변동하도록 상기 역률 제어부의 스위칭 소자의 구동을 제어하는 컨버터 제어부를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 컨버터 제어부는, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압이 사인파형으로 변동하도록 제어할 수 있다.
여기서, 상기 컨버터 제어부는, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압이 불규칙적으로 변동하도록 제어할 수 있다.
여기서, 상기 컨버터 제어부는, 상기 스위칭 소자를 구동하는 게이트 구동부; 및 상기 게이트 구동부를 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 게이트 구동부의 DC-링크 캐패시터 전압 입력단자에 입력되는 전압을 조절하여 상기 역률 제어부의 스위칭 소자의 구동을 제어할 수 있다.
또한, 상기 제어부는, 상기 게이트 구동부의 DC-링크 캐패시터 전압 입력단자에 입력되는 전압을 기준값으로부터 상기 게이트 구동부의 허용 범위 내에서 변동하도록 제어할 수 있다.
여기서, 상기 역률 제어부는, 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 인터리브형 역률 제어부이고, 상기 컨버터 제어부는, 상기 각 컨버터 채널에 별도의 구동 신호를 인가할 수 있다.
여기서, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압의 최소값은, 하기의 수학식 1에 의하여 정해지고, 수학식 1에서, Vds는 d축 정지좌표전압이고, Vqs는 q축 정지좌표전압일 수 있다.
수학식 1:
Figure 112017081602593-pat00001
여기서, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압의 최대값은, 상기 DC-링크 캐패시터의 최대 충전전압에 따라 결정될 수 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제2관점으로서, 본 발명은, 상기와 같은 전력 변환 장치를 포함하는 공기 조화기를 제공할 수 있다.
본 발명에 의하면, 전력 변환 장치의 컨버터의 스위칭 소자의 듀티(duty)를 지속적으로 변동시킴으로써 스위칭 소자의 스위칭에 의해 발생하는 스위칭 파형의 주파수 성분들을 최대한 일정 주파수에 머무르지 않도록 제어할 수 있고, 이에 따라 EMI 특성을 개선할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 DC-링크 전압을 나타내는 신호도이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 의한 DC-링크 전압을 나타내는 신호도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 세부를 나타내는 회로도이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 의한 컨버터 스위칭 소자의 듀티 가변을 나타내는 그래프이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 의한 전력 변환 장치의 세부를 나타내는 회로도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 듀티 가변을 나타내는 신호도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 의한 효과를 설명하기 위한 그래프이다.
이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명이 여러 가지 수정 및 변형을 허용하면서도, 그 특정 실시예들이 도면들로 예시되어 나타내어지며, 이하에서 상세히 설명될 것이다. 그러나 본 발명을 개시된 특별한 형태로 한정하려는 의도는 아니며, 오히려 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상과 합치되는 모든 수정, 균등 및 대용을 포함한다.
층, 영역 또는 기판과 같은 요소가 다른 구성요소 "상(on)"에 존재하는 것으로 언급될 때, 이것은 직접적으로 다른 요소 상에 존재하거나 또는 그 사이에 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
비록 제1, 제2 등의 용어가 여러 가지 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들을 설명하기 위해 사용될 수 있지만, 이러한 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들은 이러한 용어에 의해 한정되어서는 안 된다는 것을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이고, 도 2는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 회로도이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 전력 변환 장치(100)는 교류 전원(10)을 정류하는 정류부(110), 정류부(110)에서 정류된 DC 전압을 승/강압하거나 역률을 제어하는 컨버터(120), 컨버터(120)를 제어하는 컨버터 제어부(130), 삼상 교류 전류를 출력하는 인버터(140), 인버터(140)를 제어하는 인버터 제어부(150)와, 그리고 컨버터(120)와 인버터(140) 사이의 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)를 포함할 수 있다.
이러한 인버터(140)는 삼상 교류 전류를 출력하며, 이러한 출력 전류는 모터(200)에 공급된다. 여기서, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터(200)는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치(100)는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다.
그러나 모터(200)는 압축기 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차, 청소기 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.
한편, 모터 구동장치(100)는, DC단 전압 검출부(B), 입력 전압 검출부(A), 입력 전류 검출부(D), 출력 전류 검출부(E)를 더 포함할 수 있다.
모터 구동장치(100)는, 계통으로부터의 교류 전원을 공급받아, 전력 변환하여, 모터(200)에 변환된 전력을 공급한다.
컨버터(120)는, 입력 교류 전원(10)을 직류 전원으로 변환한다. 이러한 컨버터(120)는 역률 제어부(PFC(power factor control)부)로 작동하는 직류-직류(DC-DC) 컨버터를 이용할 수 있다. 또한, 이러한 직류-직류(DC-DC) 컨버터는 승압 컨버터(boost converter)를 이용할 수 있다. 경우에 따라, 컨버터(120)는 정류부(110)를 포함하는 개념일 수 있다. 이하, 컨버터(120)는 승압 컨버터를 이용하는 예를 들어 설명한다. 이하, 컨버터(120)는 역률 제어부와 동일한 구성으로서 설명한다.
정류부(110)는, 교류 전원(10)을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전력을 컨버터(120) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부(110)는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.
이와 같이, 컨버터(120)는 정류부(110)에서 정류된 전압 신호를 승압 및 평활하는 과정에서 역률 개선 동작을 행할 수 있다.
이러한 컨버터(120)는, 정류부(110)에 연결되는 인덕터(L1), 이 인덕터(L1)에 연결되는 스위칭 소자(Q1), 및 스위칭 소자(Q1)와 DC-링크 캐패시터(C) 사이에 연결되는 다이오드(D1)를 포함할 수 있다.
승압 컨버터(120)는 입력전압보다 높은 출력전압을 얻을 수 있는 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)가 도통되면 다이오드(D1)가 차단되면서 인덕터(L1)에 에너지가 저장되며, DC-링크 캐패시터(C)에 저장되어 있던 전하가 방전하면서 출력단에 출력전압을 발생시킨다.
또한, 스위칭 소자(Q1)가 차단되면 스위칭 소자(Q1) 도통 시 인덕터(L1)에 저장되어 있던 에너지가 더해져서 출력단으로 전달된다.
여기서, 스위칭 소자(Q1)는 별도의 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 컨버터 제어부(130)에서 전달되는 PWM 신호가 스위칭 소자(Q1)의 게이트(gate; 또는 베이스) 단에 연결되어, 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
컨버터 제어부(130)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver; 131)와, 이러한 게이트 구동부(131)에 구동 신호를 전달하는 제어부(132)를 포함한 구성일 수 있다.
이때, 컨버터 제어부(130)는 모터(200)를 목표 속도로 구동하기 위한 DC-링크 캐패시터(C)의 전압의 최대값 내지 최소값 사이에서 DC-링크 캐패시터(C)의 전압이 변동하도록 역률 제어부(120)의 스위칭 소자(Q1)의 구동을 제어할 수 있다.
컨버터 제어부(130)는 이와 같이 컨버터(120; 역률 제어부)를 제어하여, DC-링크 전압을 가변시킬 수 있다. 이에 따라, 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)를 지속적으로 가변시킴으로써 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는(스위칭 소자(Q1)의 스위칭 파형의) 주파수 성분들을 최대한 일정 주파수에 머무르지 않도록 제어할 수 있고, 이에 따라 EMI 특성을 개선할 수 있다.
즉, 이와 같이, DC-링크 전압 가변에 따라 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 지속적으로 변동되고, 따라서, 해당 듀티의 주파수 영역의 성분들이 주파수 영역 상에서 퍼지게 되어(spreading) EMI 특성이 개선될 수 있다. 이러한 사항에 대해서는 자세히 후술한다.
컨버터(120)에서 스위칭 소자(Q1)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
IGBT는 전력 MOSFET(metal oxide semi-conductor field effect transistor)과 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)의 구조를 가지는 스위칭(switching) 소자로서, 구동전력이 작고, 고속 스위칭, 고내압화, 고전류 밀도화가 가능한 소자이다.
이와 같이, 컨버터 제어부(130)는 컨버터(120) 내의 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 제어할 수 있다. 이에 따라, 스위칭 소자(Q1)의 턴 온 타이밍을 위한 컨버터 제어 신호(Sc)를 출력할 수 있다.
이를 위해, 컨버터 제어부(130)는 입력 전압 검출부(A)와 입력 전류 검출부(D)로부터 각각, 입력 전압(Vs)과, 입력 전류(Is)를 수신할 수 있다.
경우에 따라, 이러한 컨버터(120) 및 컨버터 제어부(130)는 생략될 수 있다. 즉, 정류부(110)를 거친 출력 전압이 컨버터(120)를 거치지 않고 DC-링크 캐패시터(C)에 충전되거나 인버터(140)를 구동할 수 있다.
입력 전압 검출부(A)는 입력 교류 전원(10)으로부터의 입력 전압(Vs)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 정류부(110) 전단에 위치할 수 있다.
입력 전압 검출부(A)는 전압 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Vs)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해, 컨버터 제어부(130)에 인가될 수 있다.
다음, 입력 전류 검출부(D)는 입력 교류 전원(10)으로부터의 입력 전류(Is)를 검출할 수 있다. 구체적으로, 정류부(110) 전단에 위치할 수 있다.
입력 전류 검출부(D)는 전류 검출을 위해, 전류센서, CT(current transformer), 션트 저항 등을 포함할 수 있다. 검출된 입력 전압(Is)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 컨버터 제어 신호(Sc)의 생성을 위해 컨버터 제어부(130)에 인가될 수 있다.
DC 전압 검출부(B)는 DC-링크 캐패시터(C)의 맥동하는 전압(Vdc)을 검출한다. 이러한 전원 검출을 위해, 저항 소자, OP AMP 등이 사용될 수 있다. 검출된 DC-링크 캐패시터(C)의 전압(Vdc)은, 펄스 형태의 이산 신호(discrete signal)로서, 인버터 제어부(150)에 인가될 수 있으며, DC-링크 캐패시터(C)의 직류 전압(Vdc)에 기초하여 인버터 제어신호(Si)가 생성될 수 있다.
한편, 도면과 달리, 검출되는 DC 전압은, 컨버터 제어부(130)에 인가되어, 컨버터 제어신호(Sc)의 생성에 사용될 수도 있다.
인버터(140)는, 복수 개의 인버터 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Q'a, Q'b, Q'c)를 구비하고, 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 온/오프 동작에 의해 평활된 직류 전원(Vdc)을 소정 주파수의 삼상 교류 전원으로 변환하여, 삼상 모터(200)에 출력할 수 있다.
구체적으로, 인버터(140)는 각각 서로 직렬 연결되는 상측 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc) 및 하측 스위칭 소자(Q'a, Q'b, Q'c)가 한 쌍이 되며, 총 세 쌍의 상,하측 스위칭 소자가 서로 병렬로 연결될 수 있다.
컨버터(120)와 마찬가지로, 인버터(140)의 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Q'a, Q'b, Q'c)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
인버터 제어부(150)는, 인버터(140)의 스위칭 동작을 제어하기 위해, 인버터 제어신호(Si)를 인버터(140)에 출력할 수 있다. 인버터 제어신호(Si)는 펄스폭 변조 방식(PWM)의 스위칭 제어신호로서, 모터(200)에 흐르는 출력 전류(io) 및 DC-링크 캐패시터(C) 양단인 DC-링크 전압(Vdc)에 기초하여 생성되어 출력될 수 있다. 이때의 출력 전류(io)는, 출력전류 검출부(E)로부터 검출될 수 있으며, DC-링크 전압(Vdc)은 DC-링크 전압 검출부(B)로부터 검출될 수 있다.
인버터 제어부(150)는 인버터(140)에 포함되는 스위칭 소자(Qa, Qb, Qc, Q'a, Q'b, Q'c)의 게이트 단에 PWM 신호를 전달하는 게이트 구동부(gate driver; 155)와, 이러한 게이트 구동부(155)에 구동 신호를 전달하는 제어부(156)를 포함한 구성일 수 있다.
출력전류 검출부(E)는, 인버터(140)와 모터(200) 사이에 흐르는 출력전류(io)를 검출할 수 있다. 즉, 모터(200)에 흐르는 전류를 검출한다. 출력전류 검출부(E)는 각 상의 출력 전류(ia, ib, ic)를 모두 검출할 수 있으며, 또는 삼상 평형을 이용하여 두 상의 출력 전류를 검출할 수도 있다.
출력전류 검출부(E)는 인버터(140)와 모터(200) 사이에 위치할 수 있으며, 전류 검출을 위해, CT(current transformer), 션트 저항 등이 사용될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 DC-링크 전압을 나타내는 신호도이고, 도 4는 본 발명의 다른 실시예에 의한 DC-링크 전압을 나타내는 신호도이다.
위에서 언급한 바와 같이, 컨버터 제어부(130)는 모터(200)를 목표 속도로 구동하기 위한 DC-링크 캐패시터(C)의 전압(V DC link)의 최대값(max) 내지 최소값(min) 사이에서 DC-링크 캐패시터(C)의 전압(DC-링크 전압)이 변동하도록 역률 제어부(120)의 스위칭 소자(Q1)의 구동을 제어할 수 있다.
컨버터 제어부(130)는 이와 같이 컨버터(120; 역률 제어부)를 제어하여, DC-링크 전압을 가변시킬 수 있다.
도 3은 DC-링크 전압(V DC link)을 주기적으로 변동하도록 제어하는 예를 나타내고 있고, 도 4는 DC-링크 전압(V DC link)을 비주기적으로 변동하도록 제어하는 예를 나타내고 있다. 특히, 도 3은 DC-링크 전압(V DC link)을 사인파형으로 변동시키는 예를 도시하고 있다.
이러한 DC-링크 전압(V DC link)을 변동시키는 주파수는 DC-링크 전압(V DC link)의 최대값(max) 내지 최소값(min) 사이에서 시스템이 허용하는 가장 빠른 주파수인 것이 유리하다. 즉, DC-링크 전압(V DC link)의 변동은 시스템이 허용하는 가장 빠른 주파수로 변동하는 것이 유리하다.
즉, 이러한 주파수는 시스템에 종속적인데, 이는, 전력 변환 장치의 출력 부하, DC-링크 캐패시터(C)의 용량에 따라 DC-링크 전압의 오르내리는 기울기가 다를 수 있기 때문이다.
이와 같이, 출력 부하가 높을수록, DC-링크 캐패시터(C)의 용량이 작을수록 DC-링크 전압을 빠르게 변동가능하며, 반대로, 출력 부하가 낮을수록, DC-링크 캐패시터(C)의 용량이 높을수록 DC-링크 전압이 상대적으로 느리게 변동할 수 있다.
따라서, 시스템상에서 허용하는 가장 빠른 주파수로 DC-링크 전압을 가변하기 위해서는 DC-링크 전압을 사인파형으로 변동하는 것이 가장 효율적일 수 있다.
한편, 경우에 따라, 도 4에서 도시하는 바와 같이, DC-링크 전압을 비주기적으로 변동하여도 본 발명의 효과를 발휘할 수 있다.
이때, DC-링크 캐패시터의 전압(DC-링크 전압)의 최소값은, 수학식 1에 의하여 정해질 수 있다. 수학식 1에서, Vds는 d축 정지좌표전압이고, Vqs는 q축 정지좌표전압일 수 있다.
Figure 112017081602593-pat00002
위에서 언급한 바와 같이, 이러한 DC-링크 전압의 최소값은 모터(200)를 목표 속도로 구동하기 위한 최소값일 수 있다. 즉, 전력 변환 장치(100)를 이용하여 모터(200)를 목표 속도로 구동하게 되는데, 이러한 목표 속도는 d축 정지좌표전압 및 q축 정지좌표전압에 의하여 표현될 수 있다.
여기서, d축 및 q축은 회전 동기 좌표계에서의 축을 의미하는 것으로서, 회전 동기 좌표계에서는 3상의 정보를 두 직교 좌표(d축 및 q축)로 표현한다.
이러한 DC-링크 전압을 이용하여 인버터(140)에서는 3상 교류 전류를 생성하여 모터(200)를 구동한다.
한편, DC-링크 캐패시터의 전압(DC-링크 전압)의 최대값은, DC-링크 캐패시터(C)의 최대 충전전압에 따라 결정될 수 있다. 예를 들어, DC-링크 캐패시터의 최대 충전전압이 450 V라면, DC-링크 전압)의 최대값은 이보다 작은 400 V로 설정될 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치의 세부를 나타내는 회로도이다.
도 5를 참조하면, 전력 변환 장치 중의 컨버터(120; 역률 제어부) 및 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)의 구성을 주로 나타내고 있다.
위에서 설명한 바와 같이, DC-링크 전압을 가변하기 위해서 제어부(132)는 게이트 구동부(131)를 제어할 수 있다.
보다 상세하게, 제어부(132)는 제1저항(R1) 및 제2저항(R2)에 의하여 전압 분배된 값을 이용하여 DC-링크 전압을 감지하고, 이 감지된 DC-링크 전압에 따라 게이트 구동부(131)를 제어할 수 있다.
이때, 게이트 구동부(131)에는 DC-링크 캐패시터 전압(DC-링크 전압)의 입력단자(FB 단자)가 있어서, 이 FB 단자에 입력되는 전압을 조절하여 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 구동을 제어할 수 있다.
게이트 구동부(131)는 드라이버 IC(PFC IC)로 구현될 수 있으며, FB 단자에 입력되는 전압이 기준 전압(예를 들어, 2.5 V)이면 DC-링크 전압을 유지하도록 스위칭 소자(Q1)를 구동할 수 있다. 또한, 게이트 구동부(131)는 FB 단자에 입력되는 전압이 기준 전압 미만이면 DC-링크 전압을 상승시키도록 스위칭 소자(Q1)를 구동할 수 있고, 반대로, FB 단자에 입력되는 전압이 기준 전압 초과이면 DC-링크 전압을 하강시키도록 스위칭 소자(Q1)를 구동할 수 있다.
따라서, 제어부(132)는 DC-링크 전압을 감지하여, 이에 따라 게이트 구동부(131)에 기준 전압 또는 이 기준 전압에서 증가 또는 감소한 전압 값을 입력하여 게이트 구동부(131)를 제어할 수 있다.
이때, 제어부(132)는, 게이트 구동부(131)의 FB 단자에 입력되는 전압을 기준 전압(기준값)으로부터 게이트 구동부(132)의 허용 범위(예를 들어, 기준값±0.2 V) 내에서 변동하도록 제어할 수 있다.
예를 들어, 기준 전압이 2.5 V일 경우, FB 단자에 입력되는 전압의 범위는 2.3 V 내지 2.7 V 사이가 될 수 있다. 이때, 2.7 V 이상의 전압이 FB 단자에 입력되면 과전압 에러(Over voltage protection Error)가 발생할 수 있다.
이와 같이, 제어부(132)에서 게이트 구동부(131)의 FB 단자로 직접 전압을 인가하여 기준 전압을 기준으로 DC-링크 전압의 허용 범위(이하, 입력 허용 범위라 칭한다) 내에서 변동시키면, 그에 따라 DC-링크 전압을 변동시킬 수 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 의한 컨버터 스위칭 소자의 듀티 가변을 나타내는 그래프이다.
도 6의 (a)는 시간 축에서의 컨버터(120) 스위칭 소자(Q1)의 듀티(Duty) 가변을 나타내고, 도 6의 (b)는 도 6의 (a)에 대한 푸리에 변환(Fourier Transform) 쌍으로서의 주파수 축에서의 듀티 가변을 나타내고 있다.
위에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 의하면, DC-링크 전압(V DC link)이 모터(200)를 목표 속도로 구동하기 위한 최대값(max) 내지 최소값(min) 사이에서 변동되도록 제어된다.
그러면, 이에 따라 도 6(a)에서 도시하는 바와 같이 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티가 가변한다. 도 6(a)에서는 a 상태의 듀티가 b 상태 또는 c 상태로 변동될 수 있음을 나타낸다. 여기서, b 상태 또는 c 상태는 임의로 표현된 것이며, 듀티는 b 상태 또는 c 상태로 표현된 것보다 더 큰 범위 또는 더 작은 범위로 가변할 수도 있다.
아래의 수학식 2 및 수학식 3은 입력 전압(Vin) 및 출력 전압(Vout)과 듀티(D)와의 관계를 나타낸다. 여기서 입력 전압(Vin)은 교류 전압(10)을 의미하고, 출력 전압(Vout)은 DC-링크 전압을 의미한다.
Figure 112017081602593-pat00003
Figure 112017081602593-pat00004
수학식 2를 참조하면, 입력 전압(Vin)이 일정할 때, 목표 DC-링크 전압(출력 전압; Vout)이 크면 듀티(D)는 커진다. 또한, 목표 DC-링크 전압(출력 전압; Vout)이 작으면 듀티(D)는 작아진다.
한편, 수학식 3을 참조하면, DC-링크 전압(출력 전압; Vout)이 일정할 때, 입력 전압(Vin)이 작으면 듀티(D)는 커진다. 또한, 입력 전압(Vin)이 크면 듀티(D)는 작아진다.
따라서, 본 발명의 실시예에서와 같이, 목표 DC-링크 전압을 가변함에 따라 듀티(D)가 변경하게 된다.
즉, 도 6(a)에서 a 상태의 듀티(D)가 b 상태 또는 c 상태로 변동함에 따라, 도 6(b)에서는 주파수 영역에서 a' 상태의 듀티(D)가 b' 상태 또는 c' 상태로 변동하게 된다. 이러한 듀티(D)에 의하여 스위칭 소자(Q1)가 구동되므로, 이러한 듀티(D)의 그래프는 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 파형과 일치한다고 볼 수 있다.
도 6(b)를 참조하면, 듀티(D)의 그래프는 모든 정수배의 각 주파수에서 크기가 0이 된다.
이와 같이, 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 파형의 주파수 성분이 주파수 영역에서 퍼짐(spreading)을 알 수 있다. 따라서, 이러한 주파수 성분에 의한 노이즈가 한 곳(주파수)에 집중되지 않고 퍼지게 되어 EMI 특성이 개선됨을 알 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)를 지속적으로 변동시킴으로써 스위칭 소자(Q1)의 스위칭에 의해 발생하는 (스위칭 파형의) 주파수 성분들을 최대한 일정 주파수에 머무르지 않도록 제어할 수 있고, 이에 따라 EMI 특성을 개선할 수 있다.
즉, 이와 같이, DC-링크 전압 가변에 따라 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 지속적으로 변동되고, 따라서, 해당 듀티의 스위칭 파형의 주파수 영역의 성분들이 주파수 영역 상에서 퍼지게 되어(spreading) EMI 특성이 개선될 수 있는 것이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 의한 전력 변환 장치의 세부를 나타내는 회로도이다.
도 7을 참조하면, 두 개의 컨버터 채널을 포함하는 인터리브형 컨버터(120; 역률 제어부)를 나타내고 있다. 즉, 본 발명은 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 인터리브형 컨버터(120; 역률 제어부)에 적용될 수 있다.
도 7에 도시된 인터리브형 컨버터(120)는 두 개의 인덕터(L1, L2), 두 개의 다이오드(D1, D2) 및 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 포함한다. 이 경우, 컨버터(120)는 두 개의 컨버터 채널을 포함한다고 표현할 수 있다.
이때, 컨버터 제어부(130)는, 각 컨버터 채널에 별도의 구동 신호를 인가할 수 있다. 이 경우, 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)가 컨버터 제어부(130)에 의하여 제어되고, 이러한 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)는 DC-링크 전압이 최대값과 최소값 사이에서 변동하도록 제어된다.
보통, 인터리브형 컨버터(120)에서 이러한 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2)는 서로 다른 듀티(일례로, 서로 반전 관계를 가지는 듀티)를 가지고 제어된다. 따라서, 인터리브형 컨버터(120)에서는 위에서 설명한 바와 같은 EMI 특성 개선의 효과가 더욱 증가할 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 듀티 가변을 나타내는 신호도이고, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 의한 효과를 설명하기 위한 그래프이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의하여 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 변동하도록 제어되는 상태를 도시하고 있다.
컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 도시하는 바와 같이 변화하므로, 위에서 설명한 바와 같이, 해당 듀티의 스위칭 파형의 주파수 영역의 성분들이 주파수 영역 상에서 퍼지게 되어 EMI 특성이 개선될 수 있다.
도 9(a)는 본 발명의 일 실시예에 의하여, 도 8과 같은 상태로 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 변동하는 경우의 주파수 영역에서의 신호를 나타내고 있다. 즉, 도 8의 신호를 푸리에 변환(Fourier Transform)한 신호를 나타내고 있다.
반면, 도 9(b)는 이와 비교를 위하여, 고정 듀티로 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)가 구동되는 경우의 주파수 영역에서의 신호를 나타내고 있다.
도 9(a)와 도 9(b)를 비교하면, 본 발명의 일 실시예에 의하여, 도 8과 같은 상태로 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 변동하는 경우에, 노이즈 레벨이 F만큼 감소하는 것을 알 수 있다.
즉, 도 9(a)에서 본 발명의 실시예에 의하여 F는 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)의 듀티(duty)가 변동하도록 컨버터(120)를 제어하는 경우, 고정 듀티로 컨버터(120)의 스위칭 소자(Q1)가 구동되는 경우에 대비한 노이즈의 감소량을 나타낸다.
이상과 같이, 본 발명에 의하면 스위칭 소자(Q1)의 구동에 의한 노이즈가 감소하고, 이에 따라 EMI 특성이 개선되는 것을 알 수 있다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시 예들은 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것에 지나지 않으며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
100: 전력 변환 장치 110: 정류부
120: 컨버터 130: 컨버터 제어부
131: 게이트 구동부 132: 제어부
140: 인버터 150: 인버터 제어부
200: 모터

Claims (10)

  1. 공기 조화기의 전력 변환 장치에 있어서,
    교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부;
    상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며 스위칭 소자를 포함하는 역률 제어부;
    상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터;
    상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 전력을 이용하여 모터를 구동하기 위한 3상 교류 전류를 생성하는 다수의 스위칭 소자를 포함하는 인버터; 및
    상기 DC-링크 캐패시터의 전압(DC-링크 전압)이 전압 분배된 값을 이용하여 상기 DC-링크 전압을 감지하는 제어부 및 상기 감지된 DC-링크 전압에 따라 상기 스위칭 소자를 구동하는 게이트 구동부를 포함하는 컨버터 제어부를 포함하여 구성되고,
    상기 게이트 구동부는 상기 DC-링크 전압이 입력되는 전압 입력단자를 포함하고, 상기 제어부는 상기 전압 입력단자에 입력되는 전압을 조절하여 상기 역률 제어부의 스위칭 소자의 구동을 제어하고,
    상기 게이트 구동부는, 상기 입력단자에 입력되는 전압이 기준 전압이면 상기 DC-링크 전압을 유지하도록 상기 스위칭 소자를 구동하고, 상기 입력단자에 입력되는 전압이 기준 전압 미만 또는 초과이면 상기 DC-링크 전압을 상승 또는 하강시키도록 상기 스위칭 소자를 구동하고,
    상기 컨버터 제어부는 상기 DC-링크 전압을 상기 모터를 목표 속도로 구동하기 위한 상기 DC-링크 전압의 최대값(max) 내지 최소값(min) 사이에서 가변되도록 제어하고,
    상기 컨버터 제어부는 상기 DC-링크 전압이 상기 DC-링크 캐패시터의 용량에 따라 가장 빠른 주파수로 가변되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어부는, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압이 사인파형으로 변동하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 컨버터 제어부는, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압이 불규칙적으로 변동하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서, 상기 제어부는, 상기 게이트 구동부의 전압 입력단자에 입력되는 전압을 기준값으로부터 상기 게이트 구동부의 허용 범위 내에서 변동하도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 역률 제어부는, 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 인터리브형 역률 제어부이고,
    상기 컨버터 제어부는, 상기 각 컨버터 채널에 별도의 구동 신호를 인가하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압의 최소값은, 하기의 수학식 1에 의하여 정해지고, 수학식 1에서, Vds는 상기 모터의 목표 속도로 구동하기 위한 전압에 대한 d축 정지좌표전압이고, Vqs는 상기 모터의 목표 속도로 구동하기 위한 전압에 대한 q축 정지좌표전압인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
    수학식 1:
    Figure 112018107952726-pat00005
  9. 제1항에 있어서, 상기 DC-링크 캐패시터의 전압의 최대값은, 상기 DC-링크 캐패시터의 최대 충전전압에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제1항 내지 제3항, 제6항 내지 제9항 중 어느 한 항에 의한 전력 변환 장치를 포함하는 공기 조화기.
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