KR102007852B1 - 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 역률 제어부를 포함하는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며 스위칭 소자를 포함하는 역률 제어부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 역률 제어부의 스위칭 소자에 구동 신호를 인가하는 제어부; 및 상기 제어부와 역률 제어부 사이에 위치하여, 상기 입력 교류 전압을 감지하여, 상기 입력 교류 전압의 크기가 기준 전압 이상일 때에 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한하는 스위칭 제한부를 포함하여 구성될 수 있다.

Description

전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기 {Power transforming apparatus and air conditioner including the same}
본 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로 특히, 역률 제어부를 포함하는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기에 관한 것이다.
일반적으로, 공기 조화기의 압축기는 모터를 구동원으로 이용하고 있다. 이러한 모터에는 전력 변환 장치로부터 교류 전력이 공급된다.
이와 같은 전력 변환 장치는 주로, 정류부, 역률 제어부 및 인버터를 포함하는 것으로 일반적으로 알려져 있다.
우선, 상용 전원으로부터 출력되는 교류의 상용 전압은, 정류부에 의하여 정류된다. 이러한 정류부에서 정류된 전압은 인버터에 공급된다. 이때, 인버터에서는 정류부에서 출력된 전압을 이용하여 모터를 구동하기 위한 교류 전력을 생성한다.
경우에 따라, 정류부와 인버터 사이에는 역률 개선을 위한 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)가 구비될 수 있다.
이러한 직류-직류 컨버터는 스위칭 소자를 포함하고, 이러한 스위칭 소자의 동작에 의하여 입력 전류의 파형에는 노이즈가 발생할 수 있다. 이러한 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의한 노이즈는 EMI(electro-magnetic interference)를 악화시킬 수 있다.
또한, 이러한 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의하여 스위칭 손실이 발생할 수 있다.
따라서, 이와 같은 문제점을 해결하여 노이즈를 저감시키고 스위칭 손실의 발생을 저감시킬 수 있는 방안이 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 전력 변환 장치에 있어서, 스위칭 소자의 스위칭 동작에 의한 노이즈를 저감시키고 스위칭 손실의 발생을 저감시킬 수 있는 전력 변환 장치 및 이를 포함하는 공기 조화기를 제공하고자 한다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제1관점으로서, 본 발명은, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며 스위칭 소자를 포함하는 역률 제어부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 역률 제어부의 스위칭 소자에 구동 신호를 인가하는 제어부; 및 상기 제어부와 역률 제어부 사이에 위치하여, 상기 입력 교류 전압을 감지하여, 상기 입력 교류 전압의 크기가 기준 전압 이상일 때에 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한하는 스위칭 제한부를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 역률 제어부는, 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 인터리브형 역률 제어부이고, 상기 제어부는, 상기 각 컨버터 채널에 별도의 구동 신호를 인가할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 제한부는, 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 스위칭하는 스위칭부; 상기 입력 교류 전압의 크기를 감지하는 입력 감지회로; 및 상기 입력 감지회로에서 감지된 입력 교류 전압의 크기에 따라 상기 스위칭부에 구동 신호를 출력하는 비교기를 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 상기 입력 감지회로는, 상기 입력 교류 전압을 감지하는 입력 감지부; 및 상기 입력 감지부에 연결되는 정류부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 스위칭부는, 베이스 단이 상기 비교기의 출력 측과 연결되어 상기 각 컨버터 채널에 인가되는 상기 제어부의 구동 신호 출력을 스위칭하는 두 개 이상의 트랜지스터를 포함할 수 있다.
또한, 상기 비교기는, 상기 각 컨버터 채널에 연결되는 트랜지스터로 출력되는 두 개 이상의 비교기를 포함할 수 있다.
또한, 상기 입력 감지회로의 출력은 상기 두 개 이상의 비교기에 각각 입력될 수 있다.
여기서, 상기 스위칭 제한부는, 상기 입력 교류 전압이 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 값을 가질 때 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한할 수 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제2관점으로서, 본 발명은, 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부; 상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며, 각각 별개의 인덕터 및 스위칭 소자를 포함하는 DC-DC 컨버터를 구성하는 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부; 상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터; 상기 역률 제어부의 각 컨버터 채널에 구동 신호를 인가하는 제어부; 및 상기 제어부와 역률 제어부 사이에 위치하여, 상기 입력 교류 전압을 감지하여, 상기 입력 교류 전압의 크기가 기준 전압 이상일 때에 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한하는 스위칭 제한부를 포함하여 구성될 수 있다.
여기서, 상기 스위칭 제한부는, 상기 각 컨버터 채널에 인가되는 상기 제어부의 구동 신호를 스위칭하는 스위칭부; 상기 입력 교류 전압의 크기를 감지하는 입력 감지회로; 및 상기 입력 감지회로에서 감지된 입력 교류 전압의 크기에 따라 상기 스위칭부에 구동 신호를 출력하는 비교기를 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 DC 전압이 상기 역률 제어부의 목표 DC 전압과 동일하거나 높을 때, 상기 입력 교류 전압 값을 상기 기준 전압으로 설정할 수 있다.
또한, 상기 스위칭 제한부는, 상기 입력 교류 전압이 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 값을 가질 때 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한할 수 있다.
상기 기술적 과제를 이루기 위한 제3관점으로서, 본 발명은, 상기와 같은 특징을 가지는 전력 변환 장치를 포함하는 공기 조화기를 제공할 수 있다.
본 발명에 의하면 아래와 같은 효과가 있다.
먼저, 본 발명에 의하면 스위칭 구간을 제한함으로써 불필요한 스위칭 동작을 제거할 수 있고, 이와 같이, 스위칭 동작을 단속하여 스위칭 손실을 줄이고, 드라이브 효율 향상에 기여할 수 있다.
즉, 입력 전압이 역률 제어부를 구동하기 위한 목표 전압보다 높은 구간에서는 스위칭 제어 없이 충전이 가능하므로 스위칭 소자의 동작을 제한함으로써 노이즈 발생 및 스위칭 손실의 발생의 정도를 저감할 수 있는 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 각 스위칭 소자의 구동 신호와 입력 전압 및 입력 전류 신호를 나타내는 신호도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 스위칭 제한부를 나타내는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 스위칭 제한부를 나타내는 세부 회로도이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위칭 제한부를 나타내는 세부 회로도이다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시예에 의한 스위칭 제한부의 작동을 설명하기 위한 신호도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 기준전압 설정을 설명하기 위한 파형도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 의한 손실의 저감을 계산하기 위한 도이다.
이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명에 의한 실시예를 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명이 여러 가지 수정 및 변형을 허용하면서도, 그 특정 실시예들이 도면들로 예시되어 나타내어지며, 이하에서 상세히 설명될 것이다. 그러나 본 발명을 개시된 특별한 형태로 한정하려는 의도는 아니며, 오히려 본 발명은 청구항들에 의해 정의된 본 발명의 사상과 합치되는 모든 수정, 균등 및 대용을 포함한다.
층, 영역 또는 기판과 같은 요소가 다른 구성요소 "상(on)"에 존재하는 것으로 언급될 때, 이것은 직접적으로 다른 요소 상에 존재하거나 또는 그 사이에 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다.
비록 제1, 제2 등의 용어가 여러 가지 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들을 설명하기 위해 사용될 수 있지만, 이러한 요소들, 성분들, 영역들, 층들 및/또는 지역들은 이러한 용어에 의해 한정되어서는 안 된다는 것을 이해할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 의한 전력 변환 장치를 나타내는 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전력 변환 장치는 교류 전원(10)을 정류하는 정류부(110), 스위칭 소자(Q1)를 포함하고 정류부(110)에서 정류된 DC 전압을 승/강압하는 과정에서 역률을 제어하는 컨버터(100), 그리고 컨버터(100)에서 출력되는 전압이 충전되는 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)를 포함할 수 있다. 이때, 컨버터(100)는 제어부(120)의 제어를 통하여 구동될 수 있다. 즉, 컨버터(100)는 제어부(120)에서 스위칭 소자(Q1)로 인가되는 구동 신호(PWM1)에 의하여 구동될 수 있다. 또한, 제어부(120)에서 스위칭 소자(Q1)로 전달되는 구동 신호(PWM1)는 스위칭 제한부(200)를 통하여 스위칭 소자(Q1)로 인가될 수 있다.
전력 변환 장치는 DC-링크(DC-link) 캐패시터(C)에 충전된 전력을 이용하여 삼상 교류 전류를 출력하여 모터를 구동하는 인버터(도시되지 않음)를 더 포함할 수 있다. 이하, 이러한 인버터에 대한 구성은 생략한다.
여기서, 모터는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터일 수 있다. 이하, 모터는 공기 조화기를 구동하는 압축기 모터이고, 전력 변환 장치는 이러한 압축기 모터를 구동하는 모터 구동장치인 것을 예로 설명한다.
그러나 모터는 압축기 모터에 제한되지 않으며, 주파수 가변된 교류 전압을 이용하는 다양한 응용제품, 예를 들어, 냉장고, 세탁기, 전동차, 자동차, 청소기 등의 교류 모터에 이용될 수 있다.
컨버터(100)는, 입력 교류 전원(10)을 직류 전원으로 변환한다. 이러한 컨버터(100)는 역률 제어부(PFC(power factor control)부)로 작동하는 직류-직류(DC-DC) 컨버터를 이용할 수 있다. 또한, 이러한 직류-직류(DC-DC) 컨버터는 승압 컨버터(boost converter)를 이용할 수 있다. 경우에 따라, 컨버터(100)는 정류부(110)를 포함하는 개념일 수 있다. 이하, 컨버터(100)는 승압 컨버터를 이용하는 예를 들어 설명한다. 또한, 컨버터(100)는 역률 제어부와 동일한 구성을 나타낼 수 있으므로, 동일한 도면 부호를 참조하여 설명한다.
정류부(110)는, 교류 전원(10)을 입력받아 정류하고, 이와 같이 정류된 전력을 컨버터(100) 측으로 출력한다. 이를 위해, 정류부(110)는 브리지 다이오드를 이용한 전파 정류 회로를 이용할 수 있다.
교류 전원(10)과 정류부(110) 사이에는 노이즈를 제거하기 위한 노이즈 필터(N/Filter; 20)가 구비될 수 있다.
이와 같이, 컨버터(100)는 정류부(110)에서 정류된 전압 신호를 승압 및 평활하는 과정에서 역률 개선 동작을 행할 수 있다.
이러한 컨버터(100)는, 정류부(110)에 연결되는 인덕터(L1), 이 인덕터(L1)에 연결되는 스위칭 소자(Q1), 및 스위칭 소자(Q1)와 DC-링크 캐패시터(C) 사이에 연결되는 다이오드(D1)를 포함할 수 있다.
승압 컨버터(100)는 입력전압보다 높은 출력전압을 얻을 수 있는 컨버터로서, 스위칭 소자(Q1)가 도통되면 다이오드(D1)가 차단되면서 인덕터(L1)에 에너지가 저장되며, DC-링크 캐패시터(C)에 저장되어 있던 전하가 방전하면서 출력단에 출력전압을 발생시킨다.
또한, 스위칭 소자(Q1)가 차단되면 스위칭 소자(Q1) 도통 시 인덕터(L1)에 저장되어 있던 에너지가 더해져서 출력단으로 전달된다.
여기서, 스위칭 소자(Q1)는 별도의 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 제어부(120)에서 전달되는 PWM 신호(PWM1)가 스위칭 소자(Q1)의 게이트(gate; 또는 베이스) 단에 연결되어, 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
이러한 스위칭 소자(Q1)는, 전력 트랜지스터를 이용할 수 있으며, 예를 들어, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(insulated gate bipolar mode transistor; IGBT)를 이용할 수 있다.
IGBT는 전력 MOSFET(metal oxide semi-conductor field effect transistor)과 바이폴라 트랜지스터(bipolar transistor)의 구조를 가지는 스위칭(switching) 소자로서, 구동전력이 작고, 고속 스위칭, 고내압화, 고전류 밀도화가 가능한 소자이다.
한편, 복수의 컨버터 채널이 서로 병렬로 연결되어 구비될 수 있다. 예들 들어, 도 1에 도시된 바와 같이, 하나의 DC-링크 캐패시터(C)에 두 개의 컨버터 채널이 연결될 수 있다.
이러한 컨버터 채널은 두 개 이상의 복수 개가 구비될 수 있다. 또한, 경우에 따라 두 개 이상의 DC-링크 캐패시터(C)가 구비될 수도 있다. 이와 같이, 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하는 역률 제어부를 인터리브 역률 제어부(Interleaved PFC)라 칭할 수 있다.
컨버터(100)가 두 개의 컨버터 채널을 가질 경우, DC-링크 캐패시터(C)에 전하를 충전하면서 역률 개선 동작을 수행할 수 있는 컨버터(100)는 두 개의 인덕터(L1, L2), 이 인덕터(L1, L2)에 연결되는 두 개의 스위칭 소자(Q1, Q2), 및 인덕터(L1, L2)에 연결되는 두 개의 다이오드(D1, D2)를 포함할 수 있다. 이하, 컨버터(100)가 두 개의 컨버터 채널을 가질 경우로 한정하여 본 발명의 실시예를 설명한다. 그러나 본 발명은 이에 제한되는 것은 아니다.
여기서, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 제어부(120)에서 전달되는 PWM(pulse width modulation) 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다. 즉, 컨버터(100)를 구동하기 위한 제어부(120)에서 전달되는 PWM 신호(PWM1, PWM2)가 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트(또는 베이스) 단에 연결되어, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 이 PWM 신호에 의하여 스위칭 동작을 할 수 있다.
이러한 PWM 신호(PWM1, PWM2)는 별도의 구동부(도시되지 않음)를 통하여 스위칭 소자(Q1, Q2)로 출력될 수도 있다. 그러나, 이에 제한되지 않으며, 이하, 제어부(120)를 통하여 스위칭 소자(Q1, Q2)가 직접 구동되는 경우를 예로 설명한다. 또한, 제어부(120)는 구동부(driver)를 포함한 구성일 수도 있다.
이때, 각 스위칭 소자(Q1, Q2)에는 감지 저항(R1, R2)이 연결될 수 있다.
위에서 언급한 바와 같이, 스위칭 제한부(200)는 제어부(120)와 역률 제어부 사이에 위치하여, 각 스위칭 소자(Q1, Q2)에 인가되는 구동 신호의 인가를 제한할 수 있다.
이러한 스위칭 제한부(200)는 입력 교류 전압을 감지하여, 이 입력 교류 전압의 크기가 기준 전압 이상일 때에 제어부(120)의 구동 신호(PWM1, PWM2)가 스위칭 소자(Q1, Q2)에 인가되는 것을 제한할 수 있다.
도 2는 각 스위칭 소자의 구동 신호와 입력 전압 및 입력 전류 신호를 나타내는 신호도이다. 도 2는 위에서 설명한 스위칭 제한부(200)가 작동하지 않는 상태의 입력 전압(Vin) 및 입력 전류(Iin)의 파형을 나타내고 있다.
도 2를 참조하면, 구동 신호(PWM1, PWM2)는 서로 다른 위상을 가지고 각 스위칭 소자(Q1, Q2)에 인가될 수 있다.
이때, 입력 전류(Iin)의 파형에는 노이즈가 발생하는 것을 알 수 있다. 이러한 노이즈는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작에 의한 것일 수 있다. 또한, 이러한 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작에 의하여 스위칭 손실이 발생할 수 있다.
이러한 경우, 본 발명의 실시예에 의하면, DC-링크 캐패시터(C)에 충전되는 전력이 충분할 경우, 스위칭 제한부(200)가 동작하여 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작을 제한함으로써 스위칭 손실을 저감시킬 수 있다.
예를 들어, 위에서 설명한 바와 같이, 인터리브형 컨버터를 이용하는 역률 제어부(100)의 경우, 단일 컨버터 채널을 이용하는 역률 제어부(100)에 비하여 DC-링크 캐패시터(C)에 충전되는 전력이 상대적으로 클 수 있다. 이러한 경우, 입력 교류 전압(10)의 크기가 충분히 클 때, 예를 들어, 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 값을 가질 때 스위칭 제한부(200)는 제어부(120)의 구동 신호의 인가를 제한할 수 있다. 이에 대하여는 자세히 후술한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 의한 스위칭 제한부를 나타내는 블록도이다.
도 3에서 도시하는 바와 같이, 스위칭 제한부(200)는, 제어부(120)의 구동 신호(PWM1, PWM2)의 인가를 스위칭하는, 즉, 온/오프(on/off) 시키는 스위칭부(210), 입력 교류 전압(10)의 크기를 감지하는 입력 감지회로(240) 및 이 입력 감지회로(240)에서 감지된 입력 교류 전압의 크기에 따라 스위칭부(210)에 구동 신호를 출력하는 비교기(220)를 포함하여 구성될 수 있다.
즉, 비교기(220)는 입력 감지회로(240)에서 감지된 입력 교류 전압의 크기와 기준전압(230)을 비교하여 하이(high) 또는 로우(low) 신호를 출력할 수 있다. 이러한 하이(high) 또는 로우(low) 신호에 따라 스위칭부(210)는 제어부(120)의 구동 신호(PWM1, PWM2)의 출력을 온/오프(on/off) 시킬 수 있다.
기준전압(230)은 예를 들어, 기준전압 발생부(바이어스 전원)와 같은 전원부에 연결된 구성일 수 있으나, 경우에 따라 제어부(120)로부터 제공되는 전압신호일 수도 있다. 즉, 기준전압(230)은 제어부(120)에서 설정하는 전압으로 변경 또는 유지될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 의한 스위칭 제한부를 나타내는 세부 회로도이다.
도시하는 바와 같이, 입력 감지회로(240)는, 입력 교류 전압(Vin)을 감지하는 입력 감지부(241) 및 이 입력 감지부(241)에 연결되는 정류부(242)를 포함할 수 있다.
여기서, 정류부(242)는 입력 교류 전압(Vin)을 직류 전압(Vdc)으로 정류하며, 반파 정류 회로와 같이 간략한 구조의 정류회로가 이용될 수 있다.
또한, 스위칭부(210)는, 베이스(B) 단이 비교기(221, 222)의 출력 측과 연결되어 각 컨버터 채널에 인가되는 제어부(120)의 구동 신호 출력을 스위칭하는 두 개 이상의 트랜지스터(S1, S2)를 포함할 수 있다.
본 실시예에서, 트랜지스터(S1, S2)의 컬렉터(C) 단은 제어부(120)의 구동신호(PWM1, PWM2) 출력 측과 연결되고 에미터(E) 단은 접지측과 연결된다.
따라서, 트랜지스터(S1, S2)가 턴 온(turn on) 되면 제어부(120)에서 출력되는 구동신호(PWM1, PWM2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)로 전달되지 않고 접지측으로 흐르게 된다.
위에서 설명한 바와 같이, 역률 제어부(100)가 두 개의 컨버터 채널을 포함하는 경우, 비교기(220)는 제1비교기(221)와 제2비교기(222)를 포함할 수 있다.
이때, 각각의 비교기(221, 222)는 입력 감지회로(240) 및 기준전압(230)을 입력받아 이 기준전압(230) 값에 따른 출력 신호(하이(high) 또는 로우(low) 신호)를 출력한다.
예를 들어, 입력 감지회로(240)로부터 입력된 직류 전압 값(Vdc)이 기준전압(230) 값(Vref)보다 작을 경우에는 로우 신호를 출력하여 트랜지스터(S1, S2)가 오프(off) 상태의 스위치로 동작하여 제어부(120)에서 출력되는 구동신호(PWM1, PWM2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)에 정상적으로 전달될 수 있다.
그러나, 입력 감지회로(240)로부터 입력된 직류 전압 값(Vdc)이 기준전압(230) 값(Vref)보다 클 경우에는 하이 신호를 출력하여 트랜지스터(S1, S2)가 온(on) 상태의 스위치로 동작할 수 있다. 따라서, 제어부(120)에서 출력되는 구동신호(PWM1, PWM2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)로 전달되지 않고 접지측으로 흐르게 된다.
따라서, 스위칭 제한부(200)는, 입력 교류 전압이 비교적 큰 전압 값을 가질 경우, 예를 들어, 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 값을 가질 때 제어부(120)의 구동 신호의 인가를 제한할 수 있다(하기의 도 6 참조).
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 의한 스위칭 제한부를 나타내는 세부 회로도이다.
본 실시예에서, 스위칭부(210)는, 베이스 단이 비교기(220)의 출력 측과 연결되어 각 컨버터 채널에 인가되는 제어부(120)의 구동 신호 출력을 스위칭하는 두 개 이상의 트랜지스터(S1, S2)를 포함할 수 있다.
이때, 트랜지스터(S1, S2)의 컬렉터(C) 단은 제어부(120)의 구동신호(PWM1, PWM2) 출력 측과 연결되고 에미터(E) 단은 스위칭 소자(Q1, Q2)와 연결된다.
따라서, 트랜지스터(S1, S2)가 턴 오프(turn off) 되면 제어부(120)에서 출력되는 구동신호(PWM1, PWM2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)로 전달되지 않게 된다.
예를 들어, 입력 감지회로(240)로부터 입력된 직류 전압 값(Vdc)이 기준전압(230) 값(Vref)보다 작을 경우에는 하이 신호를 출력하여 트랜지스터(S1, S2)가 온(on) 상태의 스위치로 동작할 수 있도록 하고, 제어부(120)에서 출력되는 구동신호(PWM1, PWM2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)에 정상적으로 전달될 수 있다.
한편, 입력 감지회로(240)로부터 입력된 직류 전압 값(Vdc)이 기준전압(230) 값(Vref)보다 클 경우에는 로우 신호를 출력하여 트랜지스터(S1, S2)가 오프(off) 상태의 스위치로 동작할 수 있다. 따라서, 제어부(120)에서 출력되는 구동신호(PWM1, PWM2)는 스위칭 소자(Q1, Q2)로 전달되지 않게 된다.
따라서, 스위칭 제한부(200)는, 입력 교류 전압이 비교적 큰 전압 값을 가질 경우, 예를 들어, 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 값을 가질 때 제어부(120)의 구동 신호의 인가를 제한할 수 있다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 일 실시예에 의한 스위칭 제한부의 작동을 설명하기 위한 신호도이다.
도 6은 입력 전압(Vin)과 기준전압(Vref)과의 관계 및 그에 따른 비교기 출력을 도시하고 있고, 도 7은 그에 따른 출력전류 및 스위칭 손실을 나타내고 있다.
도 6를 참조하면, 스위칭 제한부(200)의 비교기(220)는 입력 전압(Vin)이 기준전압(Vref)보다 클 경우에 하이(1) 신호를 출력하고, 입력 전압(Vin)이 기준전압(Vref)보다 작을 경우에 로우(0) 신호를 출력할 수 있다. 이는 도 4에서 설명한 실시예에 해당하는 것으로, 도 5의 실시예의 경우에는 비교기(220)의 출력은 반대가 될 수 있다.
스위칭 제한부(200)의 입력 감지회로(240)는 입력 전압(Vin)을 정류한 직류 전압(Vdc) 값을 출력하므로, 도 6에서 도시하는 바와 같이, 입력 교류 전압(Vin)이 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 부근의 값을 가질 때 제어부(120)의 구동 신호(PWM1, PWM2)의 인가를 제한할 수 있다.
앞서 설명한 바와 같이, 역률 제어부(100)의 스위칭 소자(Q1, Q2)의 작동 시 노이즈가 발생하고, 또한 스위칭 손실이 발생할 수 있다. 이에 따라, 전류 파형은 도 2와 같은 상태가 될 수 있다.
그러나, 본 발명의 실시예에 의하면, 입력 전압(Vin)이 기준전압(Vref)보다 클 경우에 부하를 구동하기 위한 충분한 전력이 확보된다면, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작을 제한할 수 있다.
예를 들어, 도 6 및 도 7에서 도시하는 바와 같이, 입력 전압(Vin)이 역률 제어부(100)를 구동하기 위한 목표 전압(Vdc*)보다 높은 구간에서는 스위칭 제어 없이 충전이 가능하므로 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작을 제한함으로써 노이즈 발생 및 스위칭 손실의 발생의 정도를 저감할 수 있는 것이다.
이에 따라, 도 7을 참조하면, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작을 제한한 구간(A)에서 스위칭 손실 및 노이즈가 저감된 것을 알 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 의한 기준전압 설정을 설명하기 위한 파형도이다.
위에서 설명한 바와 같이, 기준전압(Vref)이란 입력 전압의 스위칭 구간 중 스위칭 소자(Q1, Q2)의 오프(Off) 구간을 설정하는 전압에 해당한다. 이러한 기준전압(Vref) 값은 DC-링크(DC Link) 전압과 현재의 입력 전압 값에 의해 정할 수 있다.
예를 들면, 필요한 DC-링크 전압이 280 V이고, 입력 전압이 230 V일 때 이는 직류(DC)로 환산 시 약 320 V가 된다. 이때, 두 전압의 차이가 40 V 정도인데 이 구간에서는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 오프시킬 수 있다. 이때, 40 V에 해당하는 전압을 기준전압으로 설정할 수 있다.
위에서 설명한 바와 같이, 현재의 입력 전압(현재 Vdc)이 역률 제어부(100)를 구동하기 위한 목표 전압(목표 Vdc)보다 높은 구간에서는 스위칭 제어 없이 충전이 가능하므로 이러한 목표 전압(Vdc*)보다 높은 입력 전압(Vin)을 기준전압으로 설정할 수 있다.
이러한 기준전압(230)은 고정될 수 있지만, 제어부(120)에 의하여 가변될 수도 있다. 즉, 역률 제어부(100)를 구동하기 위한 목표 전압(Vdc*)에 따라 기준전압(230)이 변경될 수도 있다.
또한, 위에서 언급한 바와 같이, 기준전압(Vref) 값은 DC-링크(DC Link) 전압과 현재의 입력 전압 값에 의해 가변될 수 있다. 즉, 역률 제어부(100)에서 스위칭 제어 없이 충전이 가능한 상태(B)로 기준전압이 설정될 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 의한 손실의 저감을 계산하기 위한 도이다.
도 9를 참조하면, Ic는 스위칭 소자(IGBT) 전류의 피크치를 나타내고 Vce는 Ic일 때의 포화전압을 나타낸다. 또한 Esw(on/off)는 각각 스위칭 소자 온/오프(on/off) 시의 손실을 나타내고 있다.
역률 제어부(100)의 손실은 스위칭 소실(IGBT Loss) 및 도통 손실(FWD Loss)를 포함할 수 있으며, 본 발명에 의해 저감되는 손실을 계산하면 아래와 같다. 먼저, 180도 통전 구간 동안 스위칭할 경우(즉, 스위칭을 멈추지 않을 경우)의 손실을 계산한다.
먼저, 스위칭 소실(IGBT Loss)은 스위칭 소자의 포화전압에 의한 손실(Pss; Steady-state loss per switching IGBT)와 스위칭 소자의 오프(on/off) 시의 손실(Psw; Switching Loss per switching IGBT)를 포함하며, 각각의 값은 수학식 1 및 수학식 2와 같이 계산될 수 있다(이러한 계산은 각각 스위칭 소자의 제조사로부터 제공되는 것(수학식 3)으로서, 구체적인 설명은 생략한다.).
Figure 112017079289333-pat00001
Figure 112017079289333-pat00002
Figure 112017079289333-pat00003
또한, 도통 손실(FWD Loss)은 포화손실(Pdc)와 리커버리 손실(Prr)을 포함할 수 있으며, 이는 각각 수학식 4 및 수학식 5와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112017079289333-pat00004
Figure 112017079289333-pat00005
즉, 총 도통 손실은 5.8 W임을 알 수 있다. 이에 따라 총 손실은 34.8 W(Ptotal = 29[W] + 5.8[W] = 34.8[W])와 같이 계산될 수 있다.
이때, 본 발명을 이용하면 스위칭 소자가 동작을 멈추는 구간이 대략 5 내지 6 ms임을 알 수 있고, 이에 따라 총 7 W 정도의 전력이 개선되는 것을 알 수 있다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면 스위칭 구간을 제한함으로써 불필요한 스위칭 동작을 제거할 수 있고, 이와 같이, 스위칭 동작을 단속하여 스위칭 손실을 줄이고, 드라이브 효율 향상에 기여할 수 있다.
즉, 입력 전압(Vin)이 역률 제어부(100)를 구동하기 위한 목표 전압(Vdc*)보다 높은 구간에서는 스위칭 제어 없이 충전이 가능하므로 스위칭 소자(Q1, Q2)의 동작을 제한함으로써 노이즈 발생 및 스위칭 손실의 발생의 정도를 저감할 수 있는 것이다.
한편, 본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시 예들은 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것에 지나지 않으며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 여기에 개시된 실시 예들 이외에도 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형 예들이 실시 가능하다는 것은, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다.
10: 교류 전원 100: 역률 제어부(컨버터)
110: 정류부 120: 제어부
200: 스위칭 제한부 210: 스위칭부
220: 비교기 221: 제1비교기
222: 제2비교기 230: 기준전압
240: 입력 감지회로 241: 입력 감지부
242: 정류부

Claims (13)

  1. 교류 전원으로부터 입력되는 교류 전압을 정류하는 정류부;
    상기 정류부에서 정류된 전압에 대하여 역률 개선 동작을 수행하며 두 개 이상의 컨버터 채널을 포함하고 두 개 이상의 스위칭 소자를 포함하는 역률 제어부;
    상기 역률 제어부의 출력 전압이 저장되는 DC-링크 캐패시터;
    상기 역률 제어부의 두 개 이상의 스위칭 소자에 서로 다른 위상을 가지는 별도의 구동 신호를 인가하는 제어부; 및
    상기 제어부와 역률 제어부 사이에 위치하여, 상기 입력 교류 전압을 감지하여, 상기 입력 교류 전압의 크기가 부하를 구동하기 위한 충분한 전력이 확보되는 기준 전압 이상일 때에 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한하여 상기 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제한함으로써 스위칭 손실을 저감시키기 위한 스위칭 제한부를 포함하여 구성되고,
    상기 스위칭 제한부는, 상기 제어부의 개별적인 구동 신호의 인가를 스위칭하는 두 개 이상의 스위칭부, 상기 입력 교류 전압의 크기를 감지하는 입력 감지회로, 및 상기 입력 감지회로에서 감지된 입력 교류 전압의 크기에 따라 상기 스위칭부에 구동 신호를 출력하는 비교기를 포함하고,
    상기 스위칭부는, 베이스 단이 상기 비교기의 출력 측과 연결되어 상기 각 컨버터 채널에 인가되는 상기 제어부의 구동 신호 출력을 스위칭하는 두 개 이상의 트랜지스터를 포함하고,
    상기 두 개 이상의 트랜지스터가 턴 온 되면 상기 제어부에서 출력되는 구동신호는 상기 스위칭 소자로 전달되지 않고 접지측으로 흐르는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 입력 감지회로는,
    상기 입력 교류 전압을 감지하는 입력 감지부; 및
    상기 입력 감지부에 연결되는 정류부를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서, 상기 비교기는,
    상기 각 컨버터 채널에 연결되는 트랜지스터로 출력되는 두 개 이상의 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 입력 감지회로의 출력은 상기 두 개 이상의 비교기에 각각 입력되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 제한부는, 상기 입력 교류 전압이 교류 파형의 상측 및 하측 첨두치 값을 가질 때 상기 제어부의 구동 신호의 인가를 제한하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 제1항에 있어서, 상기 DC-링크 캐패시터에 충전된 DC 전압이 상기 역률 제어부의 목표 DC 전압과 동일하거나 높을 때, 상기 입력 교류 전압 값을 상기 기준 전압으로 설정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 삭제
  13. 제1항, 제4항, 제6항 내지 제8항, 및 제11항 중 어느 한 항의 전력 변환 장치를 포함하는 공기 조화기.
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