JP4517762B2 - スイッチング制御方法、整流装置及び駆動システム - Google Patents

Description

この発明は交流から直流への整流を行う整流技術に関する。

ＡＣ−ＡＣ変換を行う技術には、バックトゥーバックコンバータを用いたものが知られている（例えば非特許文献１）。この方式では、例えばＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータと、入力電源との間にリアクタを介挿し、当該ＰＷＭコンバータによって整流する。これにより、高調波ノイズを低減することができる。

一方、ＰＷＭインバータにおいて、二相変調制御で運転する技術が提案されている（例えば特許文献１）。またＰＷＭインバータに入力する直流電圧を、ＰＷＭコンバータの制御によって変動させる技術も提案されている（例えば特許文献２）。

特開昭56-115183号公報 特開平11-299290号公報 "The back to back converter/control and design"、[online]、Anders Carlsson、May 22, 1998、[平成１６年７月１２日検索] 、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.iea.lth.se/publications/point/Theses/pdf_files/LTH-IEA-1017.pdf＞

ＰＷＭコンバータにおいても二相変調制御を行えば、スイッチング損失が低減する点で望ましい。しかしながら、リアクタにおける鉄損が増加し、リアクタから発生する騒音が大きくなる。

本発明はかかる観点からなされたもので、ＰＷＭコンバータでのスイッチング損失を低減させつつ、リアクタの損失やリアクタの騒音を小さくする技術を提供することを目的とする。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第１の態様は、リアクタ（２）を介して多相交流電圧を入力し、これを整流して直流電圧を出力するＰＷＭコンバータ（３）を制御する方法である。そして前記ＰＷＭコンバータを二相変調制御し、かつ前記直流電圧（Ｖｄｃ）を前記多相交流電圧の電圧値に応じて可変とすることを特徴とする。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるスイッチング制御方法であって、前記直流電圧（Ｖｄｃ）は前記多相交流電圧の線間電圧の波高値（Ｖｍ）にほぼ等しく設定される。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第３の態様は、第１の態様又は第２の態様にかかるスイッチング制御方法であって、前記直流電圧（Ｖｄｃ）は平滑コンデンサ（４）の両端に印加される。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第４の態様は、第１の態様、第２の態様、第３の態様のいずれかにかかるスイッチング制御方法であって、前記直流電圧（Ｖｄｃ）に基づいて、多相モータ（６）をインバータ制御する。

この発明にかかる整流装置は、リアクタ（２）と、前記リアクタを介して多相交流電圧を入力し、二相変調制御を行ってこれを整流し、前記多相交流電圧の電圧値に応じて可変の直流電圧を出力するＰＷＭコンバータ（３）とを備える。

この発明にかかる駆動システムは、請求項５に記載の整流装置（２，３）と、前記直流電圧が印加される平滑コンデンサ（４）と、前記直流電圧を他の多相交流電圧に変換するインバータ（５）と、前記インバータから前記他の多相交流電圧が供給されるモータ（６）とを有する。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第１の態様によれば、直流電圧を一定とする場合と比較してリアクタの損失を低減し、かつリアクタの騒音を小さくする。三相変調制御する場合と比較してＰＷＭコンバータのスイッチング損失を低減する。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第２の態様によれば、第１の態様の効果が顕著に得られる。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第３の態様によれば、直流電圧の脈動を小さくすることができる。

この発明にかかるスイッチング制御方法の第４の態様によれば、直流電圧を下げることができるので、モータの損失も低減することができる。

この発明にかかる整流装置によれば、直流電圧を一定とする場合と比較してリアクタの損失を低減し、かつリアクタの騒音を小さくする。三相変調制御する場合と比較してＰＷＭコンバータのスイッチング損失を低減する。

この発明にかかる駆動システムによれば、直流電圧を下げることができるので、モータの損失を低減することができる。

図１は本発明を適用可能な駆動システムの構成を示すブロック図であり、リアクタ２と、ＰＷＭコンバータ３と、平滑コンデンサ４と、インバータ５と、モータ６とを備えており、上述のバックトゥーバックコンバータが採用されている。

リアクタ２は各相毎に設けられる。ＰＷＭコンバータ３はリアクタ２を介して三相電源１から三相交流電圧を入力し、これを整流して直流電圧を出力する。よってＰＷＭコンバータ３はリアクタ２と相まって整流装置として把握することができる。

当該直流電圧は平滑コンデンサ４の両端に印加される。平滑コンデンサ４が有する静電容量により、直流電圧の脈動が小さくなる。インバータ５は当該直流電圧を他の三相交流電圧に変換してモータ６へ供給する。モータ６は他の三相交流電圧に従って駆動される。

ＰＷＭコンバータ３はインバータ５と同様の構成を有している。但し本件においてインバータ５は必ずしもＰＷＭインバータである必要はない。

ＰＷＭコンバータ３やインバータ５は、各相毎に設けられて相互に直列に接続された一対のスイッチング素子（例えば絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と称す）を備えており、各スイッチング素子にはこれと逆並列にダイオードが接続されている。ここで逆並列とは、順方向が相互に反対となるようにダイオードとＩＧＢＴとが並列接続されていることを示す。かかる接続により、ダイオードはフリーホイールダイオードとして機能する。

ＰＷＭコンバータ３はインバータ５と同様の構成を有しているので、インバータ５において公知の二相変調制御も、ＰＷＭコンバータ３において容易に行うことができる。

さて、三相電源１の電圧が変動しても、平滑コンデンサ４の両端に印加される直流電圧が変動しないようＰＷＭコンバータを制御する技術が公知である。例えば公称４００Ｖ（実効値）の三相電圧に対応するＰＷＭコンバータであっても、電圧の最小値として３５７Ｖに、最大値として４５７Ｖにそれぞれ対応することが要求される。

従って、本来であれば公称電圧の波高値に対応して５２０Ｖが得られるはずであっても、ＰＷＭコンバータのスイッチング動作が同じでされば、これらの最小値、最大値に応じて当該直流電圧は５０５Ｖから６４６Ｖまで変動することになる。これを避けるため、ＰＷＭコンバータに対して直流電圧についての所定の指令値を与え、電源電圧の変動によらずに直流電圧を一定に制御する技術が提案されていた。

ＰＷＭコンバータ３による整流は昇圧動作が可能であるが、降圧動作ができない（直流電圧の方が交流電圧よりも高いとフリーホイールダイオードが不要に導通してしまう）。従って、直流電圧の指令値を６４６Ｖに設定しておけば、最小値の電源電圧が入力される場合はもとより、最大値の電源電圧が入力される場合であっても、ＰＷＭコンバータ３は平滑コンデンサ４の両端に、６４６Ｖの直流電圧を与えることができる。

しかしこのように、直流電圧の値を一定にすると、二相変調制御を行ってスイッチング損失を低下させようとすると、リアクタ２の損失や騒音が増加する。

図２は種々の制御態様における各部の損失（任意単位）及び騒音（ｄＢ）を表として例示する図である。図中「Ｖｄｃ一定」とは上述のような直流電圧の値を一定に制御した場合を示す。「３ａｒｍ」とは通常の三相変調制御を採用した場合であることを示し、「２ａｒｍ」とは二相変調制御を採用した場合であることを示す。図２の４つの列として示されるデータは、いずれもモータ６の出力が揃えられており、電源電圧はその実効値が最小値たる３５７Ｖであった場合を示している。

図２の左側の二列の欄はいずれも直流電圧の値をほぼ６５０Ｖに設定した場合を、また右側の二列の欄はいずれも直流電圧の値を５２０Ｖに設定した場合を示している。つまり、右側の二列の欄の制御を行う場合は、電源電圧の実効値が３５７Ｖという、４００Ｖよりも低い値であることに対応して、直流電圧の値を設定した。換言すれば、直流電圧の設定を可変とする場合の結果が示されている。

直流電圧の値を固定した場合には、二相変調制御を行うことによってＰＷＭコンバータ３の損失は三相変調制御を行う場合と比較して低下する（244＞175）。しかしリアクタ２の鉄損は７０から８０へと１４％以上増大する。また騒音も２７ｄＢから３９ｄＢに増加している。

一方、直流電圧の値を可変とした場合にも、二相変調制御を行うことによってＰＷＭコンバータ３の損失は三相変調制御を行う場合と比較して低い（185＞142）。しかもリアクタ２の鉄損の増加は５１から５３へと４％弱にとどまる。また騒音の増加量も３ｄＢにとどまっている。

このように、ＰＷＭコンバータ３を二相変調制御し、かつ直流電圧を電源電圧に応じて可変とすることにより、直流電圧を一定とする場合と比較してリアクタの損失を低減し、かつリアクタの騒音を小さくする。もちろん、三相変調制御する場合と比較してＰＷＭコンバータのスイッチング損失は低減する。

見方を変えれば、三相変調制御を行う場合、直流電圧の値を可変にすると、直流電圧の値を固定にした場合と比較して損失は減少する（818＞666であり、約１９％減）。しかし、騒音は１ｄＢしか減少しない。二相変調制御を行う場合、直流電圧の値を可変にすると、直流電圧の値を固定にした場合と比較して損失が減少する（750＞620であり、約１７％減）。損失の減少率は三相変調制御の場合より劣るが、ほぼ同程度である。しかも二相変調制御を採用した場合の騒音は１０ｄＢも減少する。

このような顕著な騒音の減少は、リアクタ２に流れる電流のリップルの振幅の大きさが、二相変調の場合には、三相変調の場合と比較して、直流電圧の影響を大きく受けるからであると考えられる。

なお、三相変調制御を行う場合も、二相変調制御を行う場合も、直流電圧を低下させることによってモータ６の損失を低下させることができる（308＞210，330＞218）。

図３、図４及び図５は、三相変調の場合にリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフであり、それぞれ直流電圧の値が７３０Ｖ，６５０Ｖ，５６０Ｖに設定された場合を示している。また図６、図７及び図８は、二相変調の場合にリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフであり、それぞれ直流電圧の値が７３０Ｖ，６５０Ｖ，５６０Ｖに設定された場合を示している。電流の値はいずれの図も任意単位である。

図３乃至図８のグラフはいずれも電源電圧の実効値及び周波数がそれぞれ４００Ｖ，５０Ｈｚである場合を示している。またモータ６の出力値は等しく、ＰＷＭコンバータ３のスイッチングのキャリア周波数は１５ｋＨｚとした。

三相変調の場合と比較して、二相変調の場合の方が、直流電圧の値が大きいほどリップルの振幅が大きいことがわかる。リップルの振幅が大きいほど、リアクタの損失（特に鉄損）や騒音は増加する。

よってＰＷＭコンバータ３の制御として、二相変調を採用し、しかも電源電圧に応じて直流電圧の値を可変とすることが望ましい。上述のように、ＰＷＭコンバータ３は降圧動作はできないので、直流電圧の値を電源電圧の波高値程度に採ることが望ましい。例えば図８の例では、実効値４００Ｖに対して波高値はほぼ５６０（これは４００×√２にほぼ等しい）であり、望ましい態様が示されている。

図９は上記の制御を行うための構成を示し、図１の構成を部分的に詳細に示すブロック図である。交流電圧測定部７は三相電源１の線間電圧を測定し、その測定結果から三相電源１の線間電圧の波高値Ｖｍや位相θを求める。直流電圧測定部８は平滑コンデンサ４の両端に印加された直流電圧Ｖｄｃを測定する。

制御部９は波高値Ｖｍを直流電圧Ｖｄｃについての指令値として、直流電圧Ｖｄｃとの偏差を求め、これと位相θとに基づいて各相の電圧指令値Ｖａを計算する。更に、電圧指令値Ｖａに基づいてスイッチング信号Ｓを生成し、ＰＷＭコンバータ３の動作を制御する。これにより、直流電圧の値を交流電圧の値に追従して可変とすることができる。スイッチング信号Ｓの具体的な生成についてはＰＷＭコンバータの制御技術として公知の手法を採用できる。

図１０及び図１１は図４で示された電流波形が得られた場合の各部の波形を任意単位で示すグラフである。図１０は電源電圧の一周期分に相当する２０ｍｓ分の波形を示し、図１１は図１０の拡大図である。両図において（ａ）はある相の電圧指令値Ｖａを、（ｂ）は当該相のハイアーム側のスイッチング素子のon/ofを制御する信号を、（ｃ）は当該相のローアーム側のスイッチング素子のon/ofを制御する信号を、（ｄ）は当該相のリアクタ２に流れる電流（即ち図４に相当）を、それぞれ示す。スイッチング素子は高電圧が印加されてonし、低電圧が印加されてoffする。

図１０、図１１では三相変調制御が行われている場合を示すので、電圧指令値Ｖａはほぼ正弦波であって、詳細にはそのピーク近傍が二つに分かれている。図１１はピーク近傍での４ｍｓにおける各部の波形を拡大して示している。

図１２及び図１３は図７で示された電流波形が得られた場合の各部の波形を任意単位で示すグラフである。図１２は電源電圧の一周期分に相当する２０ｍｓ分の波形を示し、図１３は図１２の拡大図である。両図において（ａ）〜（ｄ）で示された波形を呈する部位は、図１０、図１１において（ａ）〜（ｄ）で示された波形を呈する部位に対応する。

図１２、図１３で三相変調制御が行われている場合を示すので、電圧指令値Ｖａは（１／３）周期において値零を採る。残りの（２／３）周期ではほぼ正弦波を呈し、詳細にはそのピーク近傍が二つに分かれている。

図１１と図１３とを比較するとわかるように、直流電圧を６５０Ｖと一定にすると、三相変調制御よりも二相変調制御の方が、リアクタ２に流れる電流のリップルの振幅が大きい。よって損失や騒音は二相変調制御の方が大きくなる。

これに対して図８に示されるように、直流電圧を可変とし、電源電圧の線間電圧の波高値とほぼ等しくすると、リアクタ２に流れる電流のリップルの振幅を非常に小さくすることができる。

本発明を適用可能な駆動システムの構成を示すブロック図である。 種々の制御態様における各部の損失及び騒音を例示する図である。 三相変調においてリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフである。 三相変調においてリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフである。 三相変調においてリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフである。 二相変調においてリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフである。 二相変調においてリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフである。 二相変調においてリアクタ２の一相分に流れる電流波形を示すグラフである。 図１の構成を部分的に詳細に示すブロック図である。 各部の波形を示すグラフである。 各部の波形を示すグラフである。 各部の波形を示すグラフである。 各部の波形を示すグラフである。

符号の説明

２ リアクタ
３ ＰＷＭコンバータ
４ 平滑コンデンサ
５ インバータ
６ モータ
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｍ 波高値

Claims (6)

1. リアクタ（２）を介して多相交流電圧を入力し、これを整流して直流電圧を出力するＰＷＭコンバータ（３）を制御する方法であって、
   前記ＰＷＭコンバータを二相変調制御し、かつ前記直流電圧（Ｖｄｃ）を前記多相交流電圧の電圧値に応じて可変とすることを特徴とする、スイッチング制御方法。
2. 前記直流電圧（Ｖｄｃ）は前記多相交流電圧の線間電圧の波高値（Ｖｍ）にほぼ等しく設定される、請求項１記載のスイッチング制御方法。
3. 前記直流電圧（Ｖｄｃ）は平滑コンデンサ（４）の両端に印加される、請求項１及び請求項２のいずれか一つに記載のスイッチング制御方法。
4. 前記直流電圧（Ｖｄｃ）に基づいて、多相モータ（６）をインバータ制御する、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のスイッチング制御方法。
5. リアクタ（２）と、
   前記リアクタを介して多相交流電圧を入力し、二相変調制御を行ってこれを整流し、前記多相交流電圧の電圧値に応じて可変の直流電圧を出力するＰＷＭコンバータ（３）と
   を備える整流装置。
6. 請求項５に記載の整流装置（２，３）と、
   前記直流電圧が印加される平滑コンデンサ（４）と、
   前記直流電圧を他の多相交流電圧に変換するインバータ（５）と、
   前記インバータから前記他の多相交流電圧が供給されるモータ（６）と
   を有する駆動システム。

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