WO2019163068A1

WO2019163068A1 - 整流回路装置

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Publication number: WO2019163068A1
Application number: PCT/JP2018/006570
Authority: WO
Inventors: 吉朗土山; 康平梶原; 孝浩福西; 吉田　泉; 京極　章弘; シンホイ戴
Original assignee: パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date: 2018-02-22
Filing date: 2018-02-22
Publication date: 2019-08-29
Also published as: CN111819781B; CN111819781A; DE112018007147T5

Abstract

いずれかの相の半導体スイッチ（４ｒＳＬ；４ｒＳＨ）が常にオフ状態となるようにし、リアクタの電流が所望値になるように他の２つの相の半導体スイッチ（４ｓＳＨ，４ｔＳＨ；４ｓＳＬ，４ｔＳＬ）のオンオフ比率を調整し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えながら、直流電圧（Ｖｄｃ）が所望直流電圧値（Ｖｄｃ＊）になるように、三相交流電源からの電流の所望値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を調整する。さらに、半導体スイッチ（４ｒＳＬ；４ｒＳＨ）のオフ状態になる区間幅が、電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、所望直流電圧値（Ｖｄｃ＊）を調整することを特徴とする。これにより、交流電流波形を低歪みに保ちつつ、低い直流電圧（Ｖｄｃ）を実現でき、電力変換効率を高く保ち、軽負荷時のモータ電流の歪みの増加を抑制して、モータの損失も低減することができる。

Description

整流回路装置

　本発明は、整流回路装置に関するものであって、とくに、空調機器などにおいて、三相交流電源を入力として、交流電力を整流するものであり、さらに別の周波数の交流電力に再度変換して、変換された交流にて圧縮機などを駆動することにより、変動する空調負荷に対して常に効率よく空調能力を発生しうるものである。

　従来、この種の整流回路装置は、例えば特許文献１において従来例として紹介されているものが代表的である。この例における直流負荷の具体例としてインバータ回路により圧縮機モータを可変速駆動する例を図１３に示す。

　図１３において、三相交流電源１をリアクタ３ｒ、３ｓ、３ｔと一方向の電流に対してオン・オフする機能を有する単方向の半導体スイッチ素子と、その半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチ群（４ｒＳＨ、４ｓＳＨ、４ｔＳＨ、４ｒＳＬ、４ｓＳＬ、４ｔＳＬ）で構成される整流回路を経由して、平滑コンデンサ５で直流となす。さらに、インバータ回路７にて再度交流に変換して、圧縮機用のモータ８を駆動するよう構成されている。再度変換された交流の周波数は任意に変えることができるので、モータ８の回転数を可変とすることができる。モータ８の回転数を可変とすることにより、変動する空調負荷に対して、常に効率よく空調能力を発生することができる。なお、単方向の半導体スイッチ素子によっては、逆並列に接続されたダイオードを別途配置することなく寄生的にダイオードが構成されてしまうものもあるが、その場合でも同様に実現できることも知られている。

　整流回路では、交流電源からの電流波形のひずみが少なくなるように、半導体スイッチ群をオンオフ制御する。その基本原理は、三相交流電源１に対して半導体スイッチとリアクタとで短絡することにより電源電圧の絶対値が低い区間でもリアクタに電流を流れるようにし、半導体スイッチを開放することにより、回路の接続状況が変化して、リアクタに蓄えた電流を直流側に流入させることにより、交流電源の電流を制御して、電源力率を向上させるものである。その結果、平滑コンデンサにおける直流電圧は交流電源の電圧よりも高い電圧になる。

　また、交流電源の電圧が高い場合に、直流出力側に中性点を設け、リアクタ出力と直流中性点との間を、双方向の半導体スイッチを短絡開放することにより、交流電源からの電流波形ひずみを少なくなるようにする構成も提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特開２０００―３２７６０号公報特開平９―１８２４４１号公報

　しかしながら、従来の構成では、変動する空調負荷に対応する空調能力発生に対して、モータ８の回転数を変化させる場合に、リアクタ３ｒ、３ｓ、３ｔと半導体スイッチ群（４ｒＳＨ、４ｓＳＨ、４ｔＳＨ、４ｒＳＬ、４ｓＳＬ、４ｔＳＬ）で構成される整流回路、インバータ回路７、モータ８の効率を常に適正にすることができない。

　例えば、空調負荷が軽ければ、圧縮機用のモータ８は低速で回転することになるが、このときに、モータ８に必要な電圧は低い電圧である。逆に、空調負荷が重ければ、モータ８は高速で回転するが、このときには、モータ８に必要な電圧は高い電圧になる。

　一方、インバータ回路７では、入力される直流電圧よりも低い任意の交流電圧を発生することができるものの、入出力の電圧の差が大きいほどその電力変換効率は低下する。同様に、モータ８にとって必要な電圧とインバータ入力の直流電圧との差が大きいほど、インバータ回路７の半導体スイッチのオンオフによって発生する電流歪みによって、モータの効率も低下する。

　一方、リアクタ３ｒ、３ｓ、３ｔと半導体スイッチ群（４ｒＳＨ、４ｓＳＨ、４ｔＳＨ、４ｒＳＬ、４ｓＳＬ、４ｔＳＬ）で構成される整流回路は、入力交流線間電圧のピーク値よりも直流電圧を高くすることにより入力電流を制御し、電源電流歪みを減少させ、電力送電系統への負担を軽減する。ただし、入力交流電圧と直流電圧との差が大きいほど、その電力変換効率は低下する。

　また、半導体スイッチ群の頻繁なオンオフ動作による損失を少なくするため、３つの相のうち少なくとも１つの相に対応するアームでのオンオフ動作を休止して、他の２つの相で半導体スイッチをオンオフする、いわゆる２相変調という手段が用いられることもある。２相変調においては、オンオフ動作休止期間は、１２０度位相期間毎あるいは６０度位相期間毎に休止する相を変更していく。その結果、各相におけるオンオフ動作は、電源周期の１／３期間の停止期間を有することになる。

　図１４は６０度位相期間毎にリアクタ経由で電源を短絡することを休止する場合において、ｒ相の電圧波形とｒ相に接続されている半導体スイッチ４ｒＳＬおよび４ｒＳＨのオン幅（オンデューティ）との関連を示す波形図である。オンデューティ波形のうち、破線で示しているものは、並列ダイオードに電流が流れるため、対応する半導体スイッチがオフであってもよいものである。位相６０ｄｅｇから１２０ｄｅｇの区間はｒ相電圧Ｖｒが最も高くなり、この区間において、リアクタ経由短絡に関連する半導体スイッチ４ｒＳＬのオンデューティをゼロにする。

　このとき、他の相の半導体スイッチ４ｓＳＨおよび４ｔＳＨはオンオフ動作を行っているので、ｒ相－ｓ相およびｒ相－ｔ相の線間電圧よりも昇圧できて、リアクタ経由短絡に用いていない４ｒＳＨの並列接続されているダイオードを介して直流部に電流を供給することができる。位相２４０ｄｅｇから３００ｄｅｇの区間はｒ相電圧Ｖｒが最も低くなり、この区間において、リアクタ経由短絡に関連する半導体スイッチ４ｒＳＨのオンデューティをゼロにする。このときも他の相の半導体スイッチがオンオフ動作を行っているので、このときリアクタ経由短絡４ｒＳＬの並列接続されているダイオードを介して直流部に電流を供給することができる。このとき、交流側の線間の電圧よりも、直流電圧は高い電圧になる。

　同様に、特許文献２においても、２相変調と同じ手法が実現できることが開示されている。とくに、空調用の圧縮機駆動では、モータから電源側へとエネルギーが戻る回生動作がないため、オンオフ動作休止時にはエネルギーが戻るときに通る半導体スイッチを設ける必要も無く、特許文献２の回路ではリアクタに蓄えた電流を、ダイオードを通じて直流側に流れるようにすることができる。

　図１１は、特許文献２の回路の場合において、６０度位相区間毎にリアクタ経由で電源を短絡することを休止する場合を示したものであり、ｒ相の電圧波形とｒ相に接続されている半導体スイッチ４ｒＳのオン幅（オンデューティ）との関連を示す波形図である。

　この場合も図１４と同様に、位相６０ｄｅｇから１２０ｄｅｇの区間はｒ相電圧Ｖｒがもっとも高くなり、この区間において、リアクタ経由短絡に関連する半導体スイッチ４ｒＳＬのオンデューティをゼロにする。このとき、他の相の半導体スイッチはオンオフ動作を行っているので、ｒ相－ｓ相およびｒ相－ｔ相の線間電圧よりも昇圧できて、リアクタに蓄えられた電流はダイオードを介して直流部に電流を供給することができる。位相２４０ｄｅｇから３００ｄｅｇの区間はｒ相電圧Ｖｒが最も低くなり、この区間においても、リアクタ経由短絡を実現する半導体スイッチ４ｒＳＨのオンデューティをゼロにする。このときも他の相の半導体スイッチがオンオフ動作を行っているので、このとき、もうひとつのダイオードを介して直流部に電流を供給することができる。このとき、交流側の線間の電圧よりも、直流電圧は高い電圧になる。

　すなわち、空調負荷の軽重に応じて、直流電圧を連動するように動作させることが望ましく、しかも運転時間比率の高い軽負荷での高効率な整流および高効率なモータ駆動回路が望ましい。しかしながら、空調負荷の軽重の幅と同程度に直流電圧を可変しようとすると、三相用の整流回路では直流電圧を下げる方法が開示されておらず、空調負荷の重いときにも動作できるように直流電圧を設定して、それに相応する高電圧の圧縮機モータを用いようとすると、非常に高い直流電圧になってしまい、平滑コンデンサ５やインバータ回路７に耐電圧の高いものが必要になってしまうという課題を有していた。

　本発明は、空調負荷の軽重に応じて、直流電圧を可変する整流回路において、交流電流波形のひずみの増加を少なくしながら、交流電圧よりも低い直流電圧を発生させて、軽い空調負荷でも効率よく圧縮機モータを駆動できる整流回路装置を提供する。

　第１の発明における整流回路装置は、三相交流電源の各相出力線に対して、リアクタを介して、単方向の半導体スイッチ素子と該半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させる。また、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにしてリアクタの電流値を調整できるよう構成する。また、いずれかの相において、オンさせることにより接続されているリアクタの電流が増加するよう作用する半導体スイッチのオンオフ状態が常にオフ状態となるようにして、リアクタの電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成する。加えて、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えながら、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成される。さらに、常にオフ状態となる区間が設定された半導体スイッチのオフ状態になる区間幅が、電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整する。

　これによって、各相の半導体スイッチのオフ状態になる区間が電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上存在するとき、すなわち、各相の半導体スイッチには１／３期間以上のオンオフ休止区間が存在するときには、直流電圧値が下がる。そのため、この区間幅を一定に保つことにより、交流電源波形の歪みを少なく保つことができ、結果として、交流から直流への変換効率も高く保つことができる。さらに、空調負荷の軽い状態においては、モータ電流の歪みの増加を抑制するので、圧縮機モータの損失も低減することができる。

　第２の発明は、第１の発明において、三相電源からの所望の電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在しているようにする。

　これによって、さらに半導体スイッチがオフ状態になる区間が広がるので、交流電源電流波形の歪みを少なく保ったまま、さらに低い直流電圧を得ることができる。

　第３の発明の整流回路装置は、三相交流電源の各相出力線に対して、リアクタを介してダイオードブリッジを経て直流平滑回路に入力されるとともに、各相に接続されたリアクタとダイオードブリッジとの接点と直流中性点との間に双方向の半導体スイッチを設ける。また、半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにしてリアクタの電流値を調整できるよう構成する。また、三相交流電源のどれかの相の半導体スイッチが常にオフ状態となるようにし、交流電源からの電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成する。かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎に順次切換えるよう構成し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成される。また、三相交流電源の各相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフ状態になる区間幅が常にオフ状態になるように設定された分を合わせて電気位相角６０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整するようにする。さらに、所望電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在するようにする。

　これにより、リアクタとダイオードブリッジとの接点における半導体スイッチのオンオフ１回当たりの電位の変動が直流電圧の半分になり、半導体スイッチのオンオフに伴う交流電源電流波形のひずみをさらに少なくして、低い直流電圧を得ることができる。

　第４の発明の整流回路装置は、中性相を有する三相交流電源に対し、三相交流電源の４線にそれぞれリアクタを介して単方向の半導体スイッチ素子とその半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチがブリッジ状に接続されている。また、半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにして電流値を調整できるよう構成する。また、三相交流電源の中性相以外にリアクタを介して接続された半導体スイッチ群のうち、いずれかの相に接続された、オンさせることにより接続されているリアクタの電流が増加するよう作用する半導体スイッチのオンオフ状態が常にオフ状態となるようにする。また、電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えるよう構成する。また、所定の電源高調波規制の限度値内で、３Ｎ（Ｎは整数）次の高調波電流が中性相に流れるように、中性相に接続される半導体スイッチを駆動制御し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成される。さらに、中性相以外の相の常にオフ状態となる区間が設定された半導体スイッチのオフ状態になる区間幅が電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整する。

　これにより、電力変換効率をさらに向上させるとともに、交流電源周波数の３Ｎ（Ｎは整数）倍の周波数の相電圧が三相の各端子電圧に発生できるので、三相の線間電圧に対して、さらに低い直流電圧を発生することができる。

　第５の発明の整流回路装置は、中性相を有する三相交流電源に対し、三相交流電源の４線がそれぞれリアクタを介してダイオードブリッジを経て直流平滑回路に入力されるとともに、各相のリアクタとダイオードブリッジとの接点と直流中性点との間に双方向の半導体スイッチを設ける。また、半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにして電流値を調整できるよう構成する。また、電気位相角度６０度区間毎に三相交流電源の中性相以外のどれかの相に設けられた半導体スイッチが常にオフ状態となるようにし、電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎に順次切換えるように構成する。また、所望の電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在するようにし、所定の電源高調波規制の限度値内で、３Ｎ（Ｎは整数）次の高調波電流が中性相に流れるように、中性相に接続される半導体スイッチを駆動制御する。また、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成されるものである。さらに、中性相以外の相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフ状態になる区間幅が常にオフ状態になるように設定された分を合わせて電気位相角度６０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整する。

　これにより、電力変換効率をさらに向上させるとともに、交流電源周波数の３Ｎ倍の周波数の相電圧が三相の各端子電圧に発生できる。そのため、三相の線間電圧に対して、さらに低い直流電圧を発生することができる。加えて、リアクタとダイオードブリッジとの接点における半導体スイッチのオンオフ１回当たりの電位の変動が直流電圧の半分になり、半導体スイッチのオンオフに伴う交流電源電流波形のひずみをさらに少なくして、低い直流電圧を得ることができる。

　第６の発明の整流回路装置は、接続された負荷の大小に関連する情報を検出し、負荷が小さいときに、第１から第５のいずれか１つの発明の整流回路装置の制御動作を実施し、負荷が大きいときには、各相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフになる期間が交流電源の１周期の１／３区間を越えない直流電圧を設定する。

　これにより、空調機などのように、運転時間比率が大きい負荷の軽い状態での効率改善ができるとともに、負荷が大きい状態の、圧縮機モータを高速回転駆動も両立することができる。

　本発明の整流回路装置は、直流負荷の軽重に応じて、直流出力電圧の可変することができるので、交流電源から直流電力を経て再度交流に変換する効率を高く保つことができる。さらに、インバータ駆動されるモータの電流歪みが低減されるため、モータ効率も高く保つことができる。

図１は、本発明の第１の実施の形態における整流回路装置の回路ブロック図である。図２は、本発明の第２の実施の形態における整流回路装置の回路ブロック図である。図３は、本発明の第３の実施の形態における整流回路装置の回路ブロック図である。図４は、本発明の第４の実施の形態における整流回路装置の回路ブロック図である。図５は、本発明の第５の実施の形態における整流回路装置の回路ブロック図である。図６は、本発明の第１の実施の形態から第３の実施の形態における電源高調波分布を示すグラフである。図７は、本発明の第４の実施の形態から第５の実施の形態における電源高調波分布を示すグラフである。図８は、本発明の第６の実施の形態における整流回路装置の回路ブロック図である。図９は、本発明の第１の実施の形態における整流回路装置のタイミング波形図である。図１０は、本発明の第２の実施の形態もしくは第４の実施の形態における整流回路装置のタイミング波形図である。図１１は、本発明の第３の実施の形態に対応する従来例の整流回路装置におけるタイミング波形図である。図１２は、本発明の第３の実施の形態もしくは第５の実施の形態における整流回路装置のタイミング波形図である。図１３は、従来のモータ駆動用回路用整流回路装置の回路ブロック図である。図１４は、従来のモータ駆動用回路用整流回路装置におけるタイミング波形図である。

　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

　（第１の実施の形態）
　図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動回路を含む整流回路装置の回路ブロック図を示すものである。

　図１において、三相交流電源１をリアクタ３ｒ、３ｓ、３ｔを経由して、半導体ブリッジ回路４に接続する。半導体ブリッジ回路４は半導体スイッチ群（４ｒＳＨ、４ｓＳＨ、４ｔＳＨ、４ｒＳＬ、４ｓＳＬ、４ｔＳＬ）をオンオフして三相交流電源１から流入する電流が高力率状態となるように、制御されるものである。この半導体ブリッジ回路４の直流側出力は、平滑コンデンサ５および、インバータ回路７に接続しており、インバータ回路７を制御することにより、モータ８を任意の回転数で駆動する。モータ制御は周知の制御方法を適用できるので詳細の説明は省略する。

　半導体ブリッジ回路４の制御は、三相交流電源１から流入する電流を電流検出器２ｒ、２ｓ、２ｔで検出し、その電流が正弦波になるように制御を行う。電流検出器２ｒ、２ｓ、２ｔで検出された電流情報は、電源位相検出手段９により検出された交流電源位相情報とともに、３相－２相・固定－回転座標変換手段１２１に入力され、３つの軸（ｒ相、ｓ相、ｔ相）の情報をｄ軸およびｑ軸の情報の電流Ｉｑ（有効電流）、Ｉｄ（無効電流）に変換する。

　これら２種類の電流情報をそれぞれ比較手段１２４，１３４で目標となる電流Ｉｑ＊、Ｉｄ＊と比較して、その誤差を、制御補償手段１２５，１３５を経由して、２相－３相・回転－固定座標変換手段１２６で再び、三相の軸の情報（ｒ相、ｓ相、ｔ相）に変換し、半導体ブリッジ回路４のスイッチ駆動回路１１１に送り、半導体ブリッジ回路４を駆動する。

　一方、直流電圧検出手段６により直流電圧Ｖｄｃを検出し、比較手段１２９で所望の直流電圧Ｖｄｃ＊と比較し、その誤差を電圧制御補償手段１３０を経由して、ｑ軸電流指令情報Ｉｑ＊とする。また、無効電流であるｄ軸電流は、常にゼロが望ましいので、ｄ軸電流指令情報Ｉｄ＊はゼロとする。これらにより、直流電圧を所望値に保ったまま、電源電流が正弦波状でかつ高力率となる整流回路が実現される。

　さらに、スイッチ駆動回路１１１から、半導体ブリッジ回路４における半導体スイッチ群（４ｒＳＨ、４ｓＳＨ、４ｔＳＨ、４ｒＳＬ、４ｓＳＬ、４ｔＳＬ）のリアクタ経由の電源短絡させる駆動がオフになっている期間を求め、その情報である「実オフ幅」を比較手段１２７に送る。なお、オフ幅には二相変調で用いるオフ分も含むものとする。比較手段１２７ではあらかじめ定められた「基準オフ幅」と比較し、その偏差を、補償手段１２８を経由して、直流電圧指令情報Ｖｄｃ＊とする。図１に示すような半導体スイッチ群を用いた整流回路では、直流電圧が交流電圧よりも高くなる、いわゆる昇圧型を前提としているため、直流電圧を下げると、オフ幅が増加し、直流電圧を上げるとオフ幅が減少するため、この制御により、所望のオフ幅を保つよう動作が実現する。

　オフ幅が一定に保たれることにより、回路損失の少ない状態を保ちながら、若干の高調波電流を有するものの、高力率でかつ低い直流電圧出力が得られて、低回転数でのモータ駆動効率も改善できる。

　図９はこの制御が実現した際のｒ相におけるタイミング波形図である。図１４の従来例に対して、ｒ相の６０ｄｅｇから１２０ｄｅｇの区間の６０ｄｅｇ分よりも広い区間で、リアクタ経由の短絡動作が休止することになり、直流電圧の上昇が抑制されるとともに、半導体スイッチのオンオフによる回路損失も抑制される。

　なお、本実施の形態では、三相電流の検出に電流検出器２ｒ、２ｓ、２ｔの３つを用いるものとして説明したが、三相電流の合計はゼロになるので、そのうち１つ省略することができる。また、本実施の形態では、三相交流電流をｑ軸（有効軸）とｄ軸（無効軸）に座標変換して制御する事例で説明したが、三相交流のままや別の二相交流に座標変換するなどの別の手法を用いても同様のことが実現できることは明白である。

　（第２の実施の形態）
　図２は、本発明の第２の実施の形態である整流回路装置を示している。ここでは、第１の実施の形態と相違する事項についてのみ説明し、同様の構成や作用効果等を有するものについては第１の実施の形態の説明を援用する。

　第２の実施の形態が第１の実施の形態と異なる部分は、図２において、ｄ軸およびｑ軸の電流指令の作成方法である。第１の実施の形態では、所望電流は正弦波を前提とし、ｑ軸電流とｄ軸電流も直流となるようにしていた。第２の実施の形態では、パターン波形１５０に示すように、ゼロ電流期間を含む矩形波とし、それらを３相－２相・固定－回転変換してｑ軸およびｄ軸情報に変換したものを、それぞれパターン記憶手段１２２，１３２に格納しておく。

　また、第１の実施の形態と同様に直流電圧Ｖｄｃの誤差に基づく情報を、電圧制御補償手段１３０を経て予め定めた、所望のｄ軸電流波形および所望のｑ軸電流波形の電流振幅を調整するが、第２の実施の形態では、比較手段１２４、１３４の手前で、乗算手段１２３，１３３を用いて、パターン記憶手段１２２，１３２の情報と乗算するようにする。これにより、直流電圧偏差に応じて、同じ電流波形を保ったまま、電流を調整することができることになる。指令電流波形にゼロの区間があるので、第１の実施の形態よりも、半導体ブリッジ回路４のオフ期間が増加でき、直流電圧もさらに低下させることができる。

　ここで、パターン波形１５０について説明する。図６は、ゼロ電流区間を含む三相電流波形における、高調波成分の分布を示したものである。ゼロ区間を含む矩形波は、「６Ｎ±１」（Ｎは整数）の周波数成分から構成される。国際規格における高調波の限度値は負荷の軽重によらず一定であるため、負荷が軽いほうが、電源電流の歪み率を許容できる。すなわち、軽負荷でこのような高調波を含んだ所望電流情報を用いることで、電源高調波規制の限度値内となる整流回路装置が実現できる。

　図１０はこの制御が実現した際のｒ相におけるタイミング波形図である。図９に対して、ｒ相の６０ｄｅｇから１２０ｄｅｇの区間の６０ｄｅｇ分よりもさらに広い区間で、リアクタ経由の短絡動作が休止することになり、直流電圧の上昇がさらに抑制されるとともに、半導体スイッチのオンオフによる回路損失もさらに抑制される。

　（第３の実施の形態）
　図３は、本発明の第３の実施の形態である整流回路装置を示している。ここでは、第２の実施の形態と相違する事項についてのみ説明し、同様の構成や作用効果等を有するものについては第２の実施の形態の説明を援用する。

　第２の実施の形態と異なる点は、図２での半導体ブリッジ回路４の代わりに、ダイオード群（４ｒＤＨ、４ｓＤＨ、４ｔＤＨ、４ｒＤＬ、４ｓＤＬ、４ｔＤＬ）とそのダイオード群（４ｒＤＨ、４ｓＤＨ、４ｔＤＨ、４ｒＤＬ、４ｓＤＬ、４ｔＤＬ）とリアクタ群（３ｒ、３ｓ、３ｔ）との接続点に、さらに双方向スイッチ群（４ｒＳ、４ｓＳ、４ｔＳ）と２つ直列接続された平滑コンデンサ（５Ｈ，５Ｌ）との中点、すなわち直流中性点を結ぶ構成としたものである。

　この回路構成は、三相の３レベルコンバータと呼ばれるものであり、特許文献２にも記載されているものとも基本的に等価な構成である。

　３レベルコンバータでは、リアクタとの接続点におけるスイッチのオン／オフに伴う電位変化は、直流部分の中間電位と直流部分の一端の電圧との間の変動になり、図２の回路構成に比べて、半分の電位変化になる。このため、スイッチのオン／オフに伴う交流電源電流の歪みが少なくなり、さらに力率が向上するという利点がある。

　図１２はこの制御が実現した際のｒ相におけるタイミング波形図である。従来例である図１１に対して、ｒ相の６０ｄｅｇから１２０ｄｅｇの区間の６０ｄｅｇ分よりもさらに広い区間で、リアクタ経由の短絡動作が休止することになり、直流電圧の上昇がさらに抑制されるとともに、半導体スイッチのオンオフによる回路損失もさらに抑制される。

　特許文献２にも記載されているように、双方向スイッチ群（４ｒＳ、４ｓＳ、４ｔＳ）のオフ期間をそれぞれ６０度期間ずつ設定することができるが、本実施の形態においては、特許文献２よりも直流電圧を低下させ、オフ期間をさらに増加させることができる。すなわち、３レベルコンバータの回路効率を改善し、かつ、モータ効率も改善することができる。

　なお、３レベルコンバータの構成方法は、特許文献２記載の回路でも同様に実現できるなど、図３で示したものに限定されることはない。

　（第４の実施の形態）
　図４は、本発明の第４の実施の形態である整流回路装置を示している。三相交流電源に活線の中性相が存在している場合に対して、これまで述べたものよりもさらに直流電圧を低下させることができる方法を開示するものである。第２の実施の形態を示す図２との差異を中心に説明する。

　三相交流電源３０１は中性相もある４線の構成とし、４つのリアクタ群（３ｒ、３ｓ、３ｔ、３ｎ）を経由して、８個の半導体スイッチ群（４ｒＳＨ、４ｓＳＨ、４ｔＳＨ、４ｎＳＨ、４ｒＳＬ、４ｓＳＬ、４ｔＳＬ、４ｎＳＬ）によるブリッジ回路３０４に入力される。ブリッジ回路３０４の直流出力は図２と同様に平滑コンデンサ５により平滑されて、インバータ回路７によりモータ８を駆動する。

　三相交流電源３０１からの電流は、電流検出器群（３０２ｒ、３０２ｓ、３０２ｔ、３０２ｎ）によりそれぞれ検出され、４相－３相・固定－回転座標変換手段３２１により、ｄ軸電流情報Ｉｄとｑ軸電流情報Ｉｑとゼロ相電流情報Ｉ０に変換される。この変換は「ｄｑ０変換」と呼ばれるものである。この３種類の電流情報について、それぞれ所望値になるように制御を行う。

　ｄ軸電流情報Ｉｄ、ｑ軸電流情報Ｉｑ、ゼロ相電流情報Ｉ０は、それぞれ、所望値である電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉ０＊と、比較手段３２４，３３４、３５４にて比較される。比較手段３２４，３３４、３５４で演算された誤差情報は、制御補償手段３２５、３３５、３５５を経て、３相－４相・回転－固定座標変換手段３２６により、４相情報に戻されて、スイッチ駆動回路３１１に送られ、ブリッジ回路３０４の半導体スイッチ群を駆動する。

　４相－３相・固定－回転座標変換手段３２１と同様に、３相－４相・回転－固定座標変換手段３２６は、「ｄｑ０逆変換」と呼ばれる変換を行うものである。

　図２で示したものと同様に、パターン波形３５０に示すように、三相の合計が必ずしもゼロではないゼロ電流期間を含む波形とし、それらを４相―３相変換してｑ軸情報、ｄ軸情報、ゼロ相情報に変換したものを、それぞれパターン記憶手段３２２，３３２、３５２に格納しておく。

　第２の実施の形態と同様に直流電圧Ｖｄｃの誤差に基づく情報を、電圧制御補償手段１３０を経て所望電流を調整するが、その手前で、乗算手段１２３，１３３、１５３を用いて、パターン記憶手段１２２，１３２、１５２の情報と乗算するようにする。これにより、直流電圧偏差に応じて、同じ電流波形を保ったまま、電流を調整することができることになる。指令電流波形の三相合計がゼロで無い分、ゼロ相電流が、リアクタ３ｎおよび半導体スイッチ４ｎＳＨ、４ｎＳＬに流れる。

　図７は、三相電流の合計値が必ずしもゼロでは無い場合の三相電流波形における、高調波成分の分布を示したものである。三相とも同じ波形の場合、各相の電流には、同相の「３Ｎ」（Ｎは整数）の周波数成分が含まれる。また、中性相の電流は、基本波は含まれず、３Ｎ次の高調波電流のみが流れている。３Ｎ次成分の波形と基本波の波形をある位相（基本波のピークの位相に対して、３Ｎ次成分の波形のピークが逆になる関係）で加算すると、その波形の振幅は基本波波形の振幅よりも、小さくできることが知られており、３Ｎ次の電流を発生するためにも３Ｎ次の電圧が必要になり、基本波だけを発生する場合に比べて、より低い電圧で実現することができることになる。第２の実施の形態での構成に加えて、軽負荷でこのような３Ｎ次の高調波成分を含む所望電流情報を用いることで、電源高調波規制の限度値内となる整流回路装置が実現でき、しかも、第２の実施の形態の場合よりも直流電圧を下げることが可能である。なお、ゼロ相電流の振幅は、基本波に比べて小さく、しかも軽負荷のときのみ動作させるだけでよいので、中性相からの接続される部品であるリアクタ３ｎや半導体スイッチ４ｎＳＨ、４ｎＳＬは、小電流容量のものを用いることができる。

　なお、本実施の形態では、中性相を含む三相電流の検出に電流検出器３０２ｒ、３０２ｓ、３０２ｔ、３０２ｎの４つを用いるものとして説明したが、これらの電流の合計はゼロになるので、そのうち１つ省略することができる。

　図１０はこの制御が実現した際のｒ相におけるタイミング波形図でもある。３次成分による最大電圧抑制が作用して、実施の形態２よりもさらにまた広い区間で、リアクタ経由の短絡動作が休止することになり、直流電圧の上昇がさらに抑制されるとともに、半導体スイッチのオンオフによる回路損失もさらに抑制される。

　（第５の実施の形態）
　図５は、本発明の第５の実施の形態である整流回路装置を示している。ここでは、第４の実施の形態と相違する事項についてのみ説明し、同様の構成や作用効果等を有するものについては第４の実施の形態の説明を援用する。

　第４の実施の形態と異なる点は、３レベルコンバータとした点である。すなわち、図４での半導体スイッチ群によるブリッジ回路３０４の代わりに、ダイオード群（４ｒＤＨ、４ｓＤＨ、４ｔＤＨ、４ｎＤＨ、４ｒＤＬ、４ｓＤＬ、４ｔＤＬ、４ｎＤＬ）とそのダイオード群（４ｒＤＨ、４ｓＤＨ、４ｔＤＨ、４ｎＤＨ、４ｒＤＬ、４ｓＤＬ、４ｔＤＬ、４ｎＤＬ）とリアクタ群（３ｒ、３ｓ、３ｔ、３ｎ）との接続点に、さらに双方向スイッチ群（４ｒＳ、４ｓＳ、４ｔＳ、４ｎＳ）と２つ直列接続された平滑コンデンサ（５Ｈ，５Ｌ）との中点、すなわち直流中性点を結ぶ構成としている。３レベルコンバータ化により電源電流波形の歪みがさらに少なくなる。

　図１２はこの制御が実現した際のｒ相におけるタイミング波形図である。３次成分による最大電圧抑制が作用して、実施の形態３に対して、ｒ相の６０ｄｅｇから１２０ｄｅｇの区間の６０ｄｅｇ分よりもさらにまた広い区間で、リアクタ経由の短絡動作が休止することになり、直流電圧の上昇がさらにまた抑制されるとともに、半導体スイッチのオンオフによる回路損失もさらにまた抑制される。

　第３の実施の形態と同じく、特許文献２にも記載されているように、双方向スイッチ群（４ｒＳ、４ｓＳ、４ｔＳ）のオフ期間をそれぞれ少なくとも６０度期間ずつ設定することができるが、本実施の形態においては、直流電圧を低下させ、オフ期間をさらに増加させることができる。すなわち、３レベルコンバータの回路効率を改善し、かつ、モータ効率も改善することができる。

　（第６の実施の形態）
　図８は、本発明の第６の実施の形態である整流回路装置を示している。図１の回路構成に対して、負荷を検出して、直流電圧を設定する直流電圧パターン記憶手段９０２とオンオフ比率が１００％オフになる幅を制御するか直流電圧パターンになるように制御するかを切り替えるスイッチ手段９０１を追加している。

　これにより、負荷が軽いときには、スイッチ手段９０１により、オフ幅が一定になるように補償手段１２８からの出力に基づき直流電圧を下げて、整流回路の変換効率やモータの効率を改善し、負荷が重いときには、スイッチ手段９０１により直流電圧パターン記憶手段９０２からの出力で直流電圧を上げて、モータへの印加電圧を高くして、モータの効率を改善することができる。

　直流電圧を上昇させるには、二相変調の場合、各相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフとなる区間を１２０度にすればよい。なお、図には示していないが、負荷の軽重検出は、モータ８の回転数情報や電流検出器２の情報などを用いればよい。

　また、整流回路部分は図１と同じ構成を用いたが、他の実施の形態における構成図である、図２、図３、図４、図５を用いても同様のことが実現できることは明白である。

　以上説明したように、第１の開示における整流回路装置は、三相交流電源の各相出力線に対して、リアクタを介して、単方向の半導体スイッチ素子と該半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させる。また、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにしてリアクタの電流値を調整できるよう構成する。また、いずれかの相において、オンさせることにより接続されているリアクタの電流が増加するよう作用する半導体スイッチのオンオフ状態が常にオフ状態となるようにして、リアクタの電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成する。加えて、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えながら、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成される。さらに、常にオフ状態となる区間が設定された半導体スイッチのオフ状態になる区間幅が、電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整する。

　第２の開示における整流回路装置は、第１の開示において、三相電源からの所望の電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在しているようにする。

　第３の開示における整流回路装置は、三相交流電源の各相出力線に対して、リアクタを介してダイオードブリッジを経て直流平滑回路に入力されるとともに、各相に接続されたリアクタとダイオードブリッジとの接点と直流中性点との間に双方向の半導体スイッチを設ける。また、半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにしてリアクタの電流値を調整できるよう構成する。また、三相交流電源のどれかの相の半導体スイッチが常にオフ状態となるようにし、交流電源からの電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成する。かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎に順次切換えるよう構成し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成される。また、三相交流電源の各相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフ状態になる区間幅が常にオフ状態になるように設定された分を合わせて電気位相角６０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整するようにする。さらに、所望電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在するようにする。

　第４の開示における整流回路装置は、中性相を有する三相交流電源に対し、三相交流電源の４線にそれぞれリアクタを介して単方向の半導体スイッチ素子と該半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチがブリッジ状に接続されている。また、半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにして電流値を調整できるよう構成する。また、三相交流電源の中性相以外にリアクタを介して接続された半導体スイッチ群のうち、いずれかの相に接続された、オンさせることにより接続されているリアクタの電流が増加するよう作用する半導体スイッチのオンオフ状態が常にオフ状態となるようにする。また、電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えるよう構成する。また、所定の電源高調波規制の限度値内で、３Ｎ（Ｎは整数）次の高調波電流が中性相に流れるように、中性相に接続される半導体スイッチを駆動制御し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成される。さらに、中性相以外の相の常にオフ状態となる区間が設定された半導体スイッチのオフ状態になる区間幅が電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整する。

　第５の開示における整流回路装置は、中性相を有する三相交流電源に対し、三相交流電源の４線がそれぞれリアクタを介してダイオードブリッジを経て直流平滑回路に入力されるとともに、各相のリアクタとダイオードブリッジとの接点と直流中性点との間に双方向の半導体スイッチを設ける。また、半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、半導体スイッチのオフにより、リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにして電流値を調整できるよう構成する。また、電気位相角度６０度区間毎に三相交流電源の中性相以外のどれかの相に設けられた半導体スイッチが常にオフ状態となるようにし、電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎に順次切換えるように構成する。また、所望の電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在するようにし、所定の電源高調波規制の限度値内で、３Ｎ（Ｎは整数）次の高調波電流が中性相に流れるように、中性相に接続される半導体スイッチを駆動制御する。また、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成されるものである。さらに、中性相以外の相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフ状態になる区間幅が常にオフ状態になるように設定された分を合わせて電気位相角度６０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整する。

　第６の開示における整流回路装置は、接続された負荷の大小に関連する情報を検出し、負荷が小さいときに、第１から第５のいずれか１つの開示における整流回路装置の制御動作を実施し、負荷が大きいときには、各相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフになる期間が交流電源の１周期の１／３区間を越えない直流電圧を設定する。

　以上のように、本発明にかかる整流回路装置は、高効率で低い直流電圧を発生させることができるので、整流動作にかかわる効率が改善するとともに、モータの駆動効率も改善できるので、空調機などのように、運転時間比率が大きい負荷の軽い状態での効率改善ができるとともに、負荷が大きい状態の、圧縮機モータを高速回転駆動も両立することができる。

　１，３０１　三相交流電源
　２，２ｒ，２ｓ，２ｔ，２ｎ　電流検出器
　３ｒ，３ｓ，３ｔ，３ｎ　リアクタ
　４　半導体ブリッジ回路
　４ｒＳＨ，４ｓＳＨ，４ｔＳＨ，４ｒＳＬ，４ｓＳＬ，４ｔＳＬ　半導体スイッチ
　５，５Ｈ，５Ｌ　平滑コンデンサ
　６　直流電圧検出手段
　７　インバータ回路
　８　モータ
　９　電源位相検出手段
　１１１，２１１，３１１，４１１　スイッチ駆動回路
　１２１　３相―２相・固定―回転座標変換手段
　１２２，１３２，３２２，３３２，３５２　パターン記憶手段
　１２３，１３３，１５３　乗算手段
　１２４，１３４　比較手段
　１２５，１３５　制御補償手段
　１２６　２相―３相・回転―固定座標変換手段
　１２７　比較手段
　１２８　補償手段
　１２９　比較手段
　１３０　電圧制御補償手段
　３０２ｒ，３０２ｓ，３０２ｔ，３０２ｎ　電流検出器
　３０４　ブリッジ回路
　３２１　４相―３相・固定―回転座標変換手段
　３２４，３３４，３５４　比較手段
　３２５，３３５，３５５　制御補償手段
　３２６　３相―４相・回転―固定座標変換手段
　９０１　スイッチ手段
　９０２　直流電圧パターン記憶手段

Claims

三相交流電源の各相出力線に対して、リアクタを介して、単方向の半導体スイッチ素子と該半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチのオンにより、リアクタの電流を増加させ、前記半導体スイッチのオフにより、前記リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにしてリアクタの電流値を調整できるよう構成し、
いずれかの相において、オンさせることにより接続されているリアクタの電流が増加するよう作用する半導体スイッチのオンオフ状態が常にオフ状態となるようにし、リアクタの電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えながら、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成されるものであって、
前記常にオフ状態となる区間が設定された半導体スイッチのオフ状態になる区間幅が、電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、前記所望直流電圧値を調整することを特徴とする整流回路装置。
前記所望電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在していることを特徴とする請求項１に記載の整流回路装置。
三相交流電源の各相出力線に対して、リアクタを介してダイオードブリッジを経て直流平滑回路に入力されるとともに、各相に接続された前記リアクタと前記ダイオードブリッジとの接点と直流中性点との間に双方向の半導体スイッチをもうけ、前記半導体スイッチのオンにより、前記リアクタの電流を増加させ、前記半導体スイッチのオフにより、前記リアクタに蓄えた電流を前記ダイオードで整流するようにしてリアクタの電流値を調整できるよう構成し、
前記三相交流電源のどれかの相の前記半導体スイッチが常にオフ状態となるようにし、前記交流電源からの電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎に順次切換えるよう構成し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成されるものであって、
前記三相交流電源の各相の前記半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフ状態になる区間幅が常にオフ状態になるように設定された分を合わせて電気位相角６０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整するようにするものであり、前記所望電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在するようにすることを特徴とする整流回路装置。
中性相を有する三相交流電源に対し、前記三相交流電源の４線にそれぞれリアクタを介して単方向の半導体スイッチ素子と該半導体スイッチ素子に対して逆並列に接続されたダイオードよりなる半導体スイッチがブリッジ状に接続され、
前記半導体スイッチのオンにより、前記リアクタの電流を増加させ、前記半導体スイッチのオフにより、前記リアクタに蓄えた電流をダイオードで整流するようにして電流値を調整できるよう構成し、
前記三相交流電源の中性相以外にリアクタを介して接続された前記半導体スイッチ群のうち、いずれかの相に接続された、オンさせることにより接続されているリアクタの電流が増加するよう作用する半導体スイッチのオンオフ状態が常にオフ状態となるようにし、
電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎もしくは１２０度区間毎に順次切換えるよう構成し、所定の電源高調波規制の限度値内で、３Ｎ（Ｎは整数）次の高調波電流が前記中性相に流れるように、中性相に接続される前記半導体スイッチを駆動制御し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成されるものであって、
前記中性相以外の相の常にオフ状態となる区間が設定された半導体スイッチのオフ状態になる区間幅が電気位相角度６０度以上もしくは１２０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整することを特徴とする整流回路装置。
中性相を有する三相交流電源に対し、前記三相交流電源の４線がそれぞれリアクタを介してダイオードブリッジを経て直流平滑回路に入力されるとともに、各相の前記リアクタと前記ダイオードブリッジとの接点と直流中性点との間に双方向の半導体スイッチを設け、前記半導体スイッチのオンにより、前記リアクタの電流を増加させ、前記半導体スイッチのオフにより、前記リアクタに蓄えた電流を前記ダイオードで整流するようにして電流値を調整できるよう構成し、
電気位相角度６０度区間毎に前記三相交流電源の中性相以外のどれかの相に設けられた前記半導体スイッチが常にオフ状態となるようにし、電流が所望値になるように、他の２つの相に接続された半導体スイッチのオンオフ比率を調整するよう構成し、かつ、常にオフ状態とする相を電気位相角６０度区間毎に順次切換えるよう構成し、
前記所望の電流の相電流波形には、各相電圧の半周期毎の後半部分に指令電流がゼロである区間が存在するようにし、所定の電源高調波規制の限度値内で、３Ｎ（Ｎは整数）次の高調波電流が前記中性相に流れるように、中性相に接続される前記半導体スイッチを駆動制御し、直流電圧が所望直流電圧値になるように、三相交流電源からの電流の所望値を調整するように構成されるものであって、
前記中性相以外の相の前記半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフ状態になる区間幅が常にオフ状態になるように設定された分を合わせて電気位相角度６０度以上で一定になるように、所望直流電圧値を調整することを特徴とする整流回路装置。
接続された負荷の大小に関連する情報を検出し、負荷が小さいときに、請求項１から５のいずれか１つに記載の整流回路装置の制御動作を実施し、負荷が大きいときには、各相の半導体スイッチのオンオフ比率が１００％オフになる期間が前記交流電源の１周期の１／３区間を越えない直流電圧を設定する整流回路装置。